JP2002159180A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 複合共振形スイッチングコンバータにおける
電力損失の低減と、重負荷条件での安定したＺＶＳの確
保、及び製造能率の向上。 【解決手段】 複合共振形としてのスイッチング電源回
路の絶縁コンバータトランスについて、一次巻線と二次
巻線とについていわゆる逆転巻きとしたうえで加極性接
続するようにする。この構造では、一次磁束と二次磁束
は打ち消し合うように作用することになるため、絶縁コ
ンバータトランスのコアに対してギャップを施さなくと
も飽和が生じない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、共振形コンバータに
よるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振
形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共
に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノ
イズが実現される。また、比較的少数の部品点数により
構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図７の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のテレビジョン受像器用のスイッチング電源回路の一例
を示している。この図に示す電源回路の基本構成として
は、一次側の一石結合の電圧共振形コンバータと、二次
側の、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２と
高圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４の並列接続と電
圧共振コンデンサとによる電圧共振回路とを組み合わせ
たものである。

【０００４】この図に示す電源回路においては、先ず、
商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力
電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回
路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が
備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する
整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。そしてこの図７の場合は、１石
のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行
う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成が採
られる。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧
のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジス
タ）が採用されている。

【０００６】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側ア
ース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、
スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の
経路を形成するようにされている。なお、起動抵抗ＲS
は、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るため
に挿入されるものである。

【０００７】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そして並列共振コンデンサＣｒ
自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とに
より電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成
する。

【０００８】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴには、図示するようにして、共振電
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBが巻装され、また、これら
２つの巻線とは直交する方向に対して制御巻線ＮCが巻
装される。

【０００９】直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共
振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトラ
ンス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起される。これによ
り、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介してスイッチング
素子Ｑ1のベースにドライブ電流が出力される。これに
より、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周
波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチン
グ動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得ら
れるとされるスイッチング出力を絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達するようにされている。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られたスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの構造としては、例えば図８に示さ
れるよにうに、フェライトのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２か
ら成るＥＥ型コアを備える。そして、図示するようにし
て、分割ボビンＢを利用して、ともにリッツ線である一
次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とをそれぞれ分割された領域に
対して巻装する。ここで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2と
については、ともに同じ巻方向により巻回される。そし
て、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては図のようにギャッ
プＧを形成するようにしている。このギャップＧのギャ
ップ長によって絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける
漏洩インダクタンスが決定され、また、所要の結合係数
による疎結合が得られるようになっている。ここでの結
合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の
状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られ
にくいようにしている。このギャップＧは、Ｅ型コアＣ
Ｒ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くす
ることで形成することができ、この場合のギャップ長と
しては、１mm程度とされる。

【００１１】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
における動作として、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２の極
性（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続関係によっ
て、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2の
インダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについ
て、＋Ｍの動作モード（加極性モード：フォワード動
作）となる場合と−Ｍの動作モード（減極性モード：フ
ライバック動作）となる場合とがある。例えば、一次巻
線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の極性（巻方向）が同じであるとし
て、図９（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互イン
ダクタンスは＋Ｍとなり、図９（ｂ）に示す回路と等価
となる場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。

【００１２】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ1のコレク
タと接続され、巻終わり端部は検出巻線ＮDを介して平
滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続さ
れている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、
スイッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。

【００１３】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１４】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。このように一次側及び二次側に対
して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチング
コンバータを、本明細書では「複合共振形スイッチング
コンバータ」と呼ぶこととする。

【００１５】上記のようにして形成される電源回路の二
次側においては、二次巻線Ｎ2に対して並列に、高圧発
生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４が接続される。この場
合、絶縁コンバータトランスＰＩＴが複合共振形スイッ
チングコンバータとして動作することによって、二次側
並列共振コンデンサＣ2の両端には共振パルス電圧Ｖ２
が発生する。そして高圧発生トランスＨＶＴは、一次巻
線Ｎ４に印加される共振電圧Ｖ２を二次側に伝達する。
この高圧発生トランスＨＶＴは、一次巻線Ｎ４に発生す
る共振電圧を昇圧して、例えばＣＲＴ（陰極線管）のア
ノード電圧レベルに対応した高電圧を生成する。このた
め、高圧発生トランスＨＶＴの二次側には、５組の昇圧
巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が層間フィル
ム同軸捲きによって分割されて巻装されている。そして
各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終わり端部に対して
は、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，
ＤHV5のアノード側が接続されている。さらに、高圧整
流ダイオードＤHV1のカソードが平滑コンデンサＣOHVの
正極端子に接続され、残る高圧整流ダイオードＤHV2〜
ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4
の巻始め端部に対して接続される。

【００１６】即ち、高圧発生トランスＨＶＴの二次側に
は、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、
［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧
巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線Ｎ
HV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、
高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路
が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の
半波整流回路が形成されていることになる。

【００１７】従って、高圧発生トランスＨＶＴの二次側
においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮH
V5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに
対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣ
OHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される
誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧ＥHVが
得られることになる。そして、この平滑コンデンサＣOH
Vの両端に得られた直流高電圧ＥHVを、例えばＣＲＴの
アノード電圧として利用するようにしている。

【００１８】直流高電圧ＥHVは、高圧抵抗Ｒ１，分割抵
抗Ｒ２によって分圧されて制御回路１に対して供給され
る。制御回路１においては、分圧された直流高電圧ＥHV
を用いて定電圧化のための制御信号を生成する。即ち制
御回路１では、直流高電圧ＥHVの電圧レベルの変化に応
じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベル
を可変するようにされている。これによって、駆動巻線
ＮBのインダクタンスＬBが可変されて、自励発振駆動回
路内の直列共振回路の共振周波数、つまり、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御される。こ
れにより直流高電圧ＥHVを定電圧化する。交流入力電圧
ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖ、高圧負荷電力ＰHV＝１２６Ｗ
〜０Ｗの変動に対して、スイッチング周波数ｆｓは、８
０ＫＨｚ〜９５ＫＨｚの範囲で制御される。ここで、ス
イッチング周波数を可変するのにあたってはスイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえ
で、オンとなる期間ＴONを可変制御するように動作して
いる。本明細書では、このような複合的な制御を「複合
制御方式」ということとしている。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図７に
示した電源回路においては、図８の絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの構造によっても示したように、一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2との巻線方向が同一である。従って、一
次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1によって、一次巻線
Ｎ1には起磁力が生じ、同様にして、二次巻線Ｎ2に流れ
る二次巻線電流Ｉ2によっては二次巻線Ｎ2に対して起磁
力が生じる。これによって、図８に示すようにして一次
側には一次磁束φ１が発生し、二次側には二次磁束φ２
が発生する。ここで、前述もしたように、図７の回路に
おける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とは、加極性で接続さ
れていることから、上記した一次磁束φ１と二次磁束φ
２とは互いに加え合う動作となり、従って、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの中央磁脚には、φ１＋φ２で表さ
れる磁束が発生することになる。

【００２０】即ち、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とが同じ
巻方向で、かつ、加極性接続であることによって、中央
磁脚には、一次磁束φ１と二次磁束φ２が加わり合った
比較的大きな磁束が発生することになる。ここで、仮に
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの中央磁脚にギャ
ップが形成されていない（ギャップ長＝０）とすると、
例えば負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ程度以上の条件では、フ
ェライトコアの磁化曲線の飽和領域に入ることになる。
なお、本明細書において、「飽和」といった場合は、こ
のような磁化曲線の飽和領域に入る状態のことを指す。
これによって、コアのインダクタンスが急激に低下し
て、ＢＪＴのメインスイッチング素子Ｑ1が破壊する可
能性が高くなる。そこで、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔとしては、図８にも示したようにしてギャップＧを形
成することで、所要の結合係数による疎結合の状態が得
られるようにしており、これによって飽和が生じないよ
うにしている。

【００２１】そして、図７に示す構成の電源回路の場合
において上記した現象を回避してレギュレーション範囲
を満足するためには、絶縁コンバータトランスＰＩＴに
形成するギャップＧのギャップ長としては、１ｍｍ±
０．１ｍｍの精度で管理を行うことが必要とされてい
る。上記したギャップ長の精度を満足するには、Ｅ型コ
アＣＲ１，ＣＲ２としては、各々の中央磁脚の端部を研
磨して０．５ｍｍ±０．０５ｍｍという精度で製造管理
を行う必要が生じてくる。従って、Ｅ型コアの中央磁脚
を高精度で研磨する工程を要するために製造時間が長く
なり、また、同一のＥ型コアのギャップ長が異なる絶縁
コンバータトランスの製造を実施する場合に対応して製
品管理を行うのも困難となる。つまり、ギャップを形成
する必要のあることで、製造上の能率の低下を招いてい
る。

【００２２】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギ
ャップＧを形成した場合、このギャップＧの近傍にはフ
リンジ磁束といわれる漏洩磁束が発生するために、リッ
ツ線である一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2において渦電流損
失が発生して局部的な発熱が生じる。この発熱は、温度
が低い巻線に伝導して、巻線自体の温度を高くすること
になる。これによって、いわゆる銅損といわれる電力損
失が増加して、電力変換効率が低下してしまうことが分
かっている。特に、図７に示す回路では、一次巻線Ｎ1
に流れる一次巻線電流Ｉ1と、二次巻線Ｎ2に流れる二次
巻線電流Ｉ2に流れる高周波電流量が多いことから、一
次巻線電流Ｉ1と二次巻線Ｎ2における、リッツ線として
の直流抵抗と上記した渦電流損失による発熱は顕著とな
るものである。

【００２３】更に、図７に示す回路では、１２４Ｗ程度
の重負荷の条件において交流入力電圧ＶACのレベルがＡ
Ｃ１００系で７５Ｖ〜８５Ｖ程度にまで低くなったよう
な場合に、一次側メインスイッチング素子Ｑ1の動作と
してＺＶＳ(Zero Voltage Switching)動作とならない異
常動作の期間が生じることも問題となる。このような現
象が持続すると、メインスイッチング素子Ｑ1が発熱し
て短時間で破壊するおそれがある。

【００２４】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。即ちスイッチング電源回路として、直流入
力電圧を断続して出力するためのスイッチング素子を備
えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング
手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形
成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデン
サと、一次側と二次側とで疎結合とされる所要の結合係
数が得られる構造を有し、一次側に得られる上記スイッ
チング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータト
ランスと、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に
対して二次側共振コンデンサを接続することで形成され
る二次側共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻
装した二次側巻線と並列接続された一次側巻線を備え、
上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる共
振電圧を、一次側から二次側に伝送することで、二次側
から上記共振電圧を昇圧した高圧電圧を得るようにされ
た高圧発生トランスと、上記高圧発生トランスの二次側
に得られる高圧電圧について整流動作を行うことで、直
流高電圧を得るように構成された直流高電圧生成手段
と、上記直流高電圧に基づく制御信号に基づいて、上記
スイッチング素子のスイッチング周波数及び導通角の制
御を行なうことで、上記直流高電圧を定電圧化する定電
圧化手段とを備えるようにする。そして上記絶縁コンバ
ータトランスは、飽和を抑制するためのギャップが施さ
れていないコアを備えると共に、上記一次巻線と上記二
次巻線は互いに逆となる巻方向によって上記コアに対し
て巻回され、上記一次巻線と上記二次巻線とについては
加極性接続されるように構成する。

【００２５】上記構成によれば、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路
備え、二次側には、二次巻線及び二次側並列共振コンデ
ンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備えら
れた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの構
成が得られる。また、直流高電圧出力の定電圧制御とし
ては、スイッチング素子のスイッチング周波数と導通角
の複合制御方式で行う。この構成を基として、絶縁コン
バータトランスについては一次巻線と二次巻線を互いに
逆となる巻方向によって巻装されたうえで、一次巻線と
二次巻線とについては加極性接続を行う。これにより、
一次巻線と二次巻線とに得られる磁束は打ち消し合うよ
うに作用するので、コアに生じる磁束は小さなものとす
ることができ、それだけ飽和状態となるのを抑制するこ
とができる。このために、本発明のスイッチング電源回
路における絶縁コンバータトランスのコアに対しては、
飽和を抑制する目的のギャップは施されないものであ
る。

【００２６】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成例を示してい
る。この図１に示す電源回路は、上記図７と同様に、一
次側の一石結合の電圧共振形コンバータと、二次側の、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２と高圧発
生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４の並列接続と電圧共振
コンデンサとによる電圧共振回路とを組み合わせたもの
である。この電源回路においては、先ず、商用交流電源
（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るた
めの整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平
滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交
流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧
Ｅｉを生成するようにされる。

【００２７】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。そしてこの場合は、１石のスイ
ッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う電圧
共振形コンバータ回路として、自励式の構成が採られ
る。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバ
イポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）
が採用されている。

【００２８】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側ア
ース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、
スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の
経路を形成するようにされている。なお起動抵抗ＲS
は、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るため
に挿入されるものである。

【００２９】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続されている。そして並列共振コンデンサＣｒ自身
のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより
電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成す
る。

【００３０】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴには、図示するようにして、共振電
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBが巻装され、また、これら
２つの巻線とは直交する方向に対して制御巻線ＮCが巻
装される。

【００３１】直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共
振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトラ
ンス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起される。これによ
り、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介してスイッチング
素子Ｑ1のベースにドライブ電流が出力される。これに
より、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周
波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチン
グ動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得ら
れるとされるスイッチング出力を絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達するようにされている。

【００３２】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られたスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。なお、本実施の
形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造に
特徴を有するが、これについては後述する。絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部は、
スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻始め端
部は検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極
（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次
巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応
する周期の交番電圧が発生する。

【００３３】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。即ち、
この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧
共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側に
は電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられ
る、複合共振形スイッチングコンバータの構成を採る。

【００３４】上記のようにして形成される電源回路の二
次側においては、二次巻線Ｎ2に対して並列に、高圧発
生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４が接続される。この場
合、絶縁コンバータトランスＰＩＴが複合共振形スイッ
チングコンバータとして動作することによって、二次側
並列共振コンデンサＣ2の両端には共振パルス電圧Ｖ２
が発生する。そして高圧発生トランスＨＶＴは、一次巻
線Ｎ４に印加される共振電圧Ｖ２を二次側に伝達する。
この高圧発生トランスＨＶＴは、一次巻線Ｎ４に発生す
る共振電圧を昇圧して、例えばＣＲＴ（陰極線管）のア
ノード電圧レベルに対応した高電圧を生成する。このた
め、高圧発生トランスＨＶＴの二次側には、５組の昇圧
巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が層間フィル
ム同軸捲きによって分割されて巻装されている。そして
各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終わり端部に対して
は、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，
ＤHV5のアノード側が接続されている。さらに、高圧整
流ダイオードＤHV1のカソードが平滑コンデンサＣOHVの
正極端子に接続され、残る高圧整流ダイオードＤHV2〜
ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4
の巻始め端部に対して接続される。

【００３５】即ち、高圧発生トランスＨＶＴの二次側に
は、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、
［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧
巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線Ｎ
HV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、
高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路
が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の
半波整流回路が形成されていることになる。

【００３６】従って、高圧発生トランスＨＶＴの二次側
においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮH
V5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに
対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣ
OHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される
誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧ＥHVが
得られることになる。そして、この平滑コンデンサＣOH
Vの両端に得られた直流高電圧ＥHVを、例えばＣＲＴの
アノード電圧として利用するようにしている。

【００３７】直流高電圧ＥHVは、高圧抵抗Ｒ１，分割抵
抗Ｒ２によって分圧されて制御回路１に対して供給され
る。制御回路１においては、分圧された直流高電圧ＥHV
を用いて定電圧化のための制御信号を生成する。即ち制
御回路１では、直流高電圧ＥHVの電圧レベルの変化に応
じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベル
を可変するようにされている。これによって、駆動巻線
ＮBのインダクタンスＬBが可変されて、自励発振駆動回
路内の直列共振回路の共振周波数、つまり、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御される。こ
れにより直流高電圧ＥHVを定電圧化する。例えば交流入
力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖ、高圧負荷電力ＰHV＝１
２６Ｗ〜０Ｗの変動に対して、スイッチング周波数ｆｓ
は、８０ＫＨｚ〜９５ＫＨｚの範囲で制御される。ここ
で、スイッチング周波数を可変するのにあたってはスイ
ッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされた
うえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するように動作
している。即ち複合制御方式となる。

【００３８】図２は、上記図１に示す電源回路に備えら
れる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を示してい
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図示するよう
に、２つのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２によりＥＥ型コアを
構成する。そして、このＥＥ型コアに対して分割ボビン
Ｂを備え、図示するようにして、例えば分割ボビンＢの
Ｅ型コアＣＲ１側の巻装領域に対して一次巻線Ｎ1を巻
装し、Ｅ型コアＣＲ２側の巻装領域に対して二次巻線Ｎ
2を巻装する。そして、本実施の形態の場合、一次巻線
Ｎ1と二次巻線Ｎ2の巻回方向としては、図中におけるコ
アの左右外側の矢印により示すようにして、互いの巻線
方向が逆となる、いわゆる逆転巻き構造となっている。
また、本実施の形態の場合には、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ
２の各中央磁脚の対向部位においてはギャップは形成さ
れていない。

【００３９】ここで再度、図１を参照して、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の接続
について説明する。図１に示されるように、例えば一次
巻線Ｎ1の巻始め端部と巻終わり端部の接続は、先行技
術として図７に示した回路の場合と逆となる。つまり、
図１に示す回路では、一次巻線Ｎ1の巻始め端部は平滑
コンデンサＣｉの正極端子に対して接続され、巻終わり
端部がスイッチング素子Ｑ1のコレクタに対して接続さ
れるものである。また、二次巻線Ｎ2としては、その巻
終わり端部が高圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４の
巻始め端部に接続され、巻始め端部が二次側アースと接
続されるようになっている。つまり、図１に示す電源回
路としては、上記図２に示したようにして一次巻線Ｎ1
と二次巻線Ｎ2とが逆転巻き構造とされる絶縁コンバー
タトランスＰＩＴを備える場合であっても、図９（ａ）
の等価回路に示される加極性となるように一次巻線Ｎ1
と二次巻線Ｎ2とを接続しているものである。

【００４０】このような構成によると、一次巻線Ｎ1に
流れる一次巻線電流Ｉ1によって発生する一次磁束φ１
の極性と、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2によっ
て発生する二次磁束φ２の極性は、図２におけるコア内
に示される矢印のようになる。これは、例えば先行技術
として示した図８の絶縁コンバータトランスＰＩＴの場
合に対して、一次磁束φ１の極性が逆とされているもの
である。なお、二次磁束φ２の極性は、図８の絶縁コン
バータトランスＰＩＴと同じとなっている。本実施の形
態においては、上記図２に示すような一次磁束φ１と二
次磁束φ２との極性の関係が得られることになるのであ
るが、これにより、一次磁束φ１と二次磁束φ２として
は、両者が打ち消し合うように作用する。即ち、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの中央磁脚において得られる磁
束（Δφ）としては、 ｜φ１−φ２｜＝Δφ で表されることになる。これは、上記もしたように、一
次磁束φ１と二次磁束φ２とが打ち消しあっており、例
えば図７の回路の場合のようにして、加わり合うことは
ないことを示している。従って、本実施の形態では、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚に得られる磁束
としては、これまでよりも弱いものとすることができ
る。そして、この結果、一次側と二次側の結合係数ｋと
しては、例えばｋ＝０．８〜０．９程度の疎結合の状態
を得ることができる。これにより、本実施の形態の絶縁
コンバータトランスＰＩＴとしては、敢えて中央磁脚に
対してギャップを形成しなくとも、コアが飽和しないよ
うにできるものであり、結果的には図２に示したように
して、ギャップを設けないようにされているものであ
る。なお、実際には、例えばギャップ長を０とした中央
磁脚の接合面において、可聴音のいわゆるコア鳴きが生
じる可能性があることから、例えばマイラーフィルムを
中央磁脚の接合面に施すようにして、０．１ｍｍ以下の
ギャップ長のギャップを形成しても構わない。

【００４１】そして、このようにして、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴを構成することで、中央磁脚に得られる
磁束はこれまでよりも遙かに弱いものとなるために、例
えば図８の場合のような、ギャップ周辺に発生するフリ
ンジ磁束に依る巻線の温度上昇と、これに伴う電力変換
効率の低下も解消されることになる。

【００４２】また、本実施の形態の絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴとしては、中央磁脚に得られる磁束（Δφ）
が弱いものとなることから、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2
の漏洩インダクタンスも減少することになる。そして、
これによって、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ程度の重
負荷の条件であっても、スイッチング素子Ｑ1としては
安定したＺＶＳ動作を実現することが可能になる。

【００４３】図３、図４は、上記した構成による図１の
電源回路における要部の動作を示す波形図である。この
場合、直流高電圧ＥHV＝３１ＫＶ、高圧出力電流ＩHV＝
４ｍＡ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖとし、図３は高圧
負荷Ｐｏ＝１２４Ｗ時、図４は高圧負荷Ｐｏ＝０Ｗ時に
ついて示した。なお、比較のために破線により図７の電
源回路の場合の波形も示した。

【００４４】スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作
によって、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端には図
示するように共振パルス電圧Ｖ1がスイッチング周波数
に応じた周期で発生する。この時、スイッチング素子Ｑ
１を流れるコレクタ電流Ｉ１は、各図からわかるように
図７の回路例と比べて減少するものとなる。

【００４５】また、図５（ａ）には、一次側並列共振電
圧Ｖ1とスイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング出力
電流Ｉ1が示されている。このときの条件としては、負
荷電力Ｐｏ＝２００Ｗで、ＡＣ１００Ｖ系の交流入力電
圧ＶAC＝７５Ｖ〜８５Ｖ程度の減圧時とされる。なお図
５（ｂ）は比較のために図７の電源回路の場合としての
波形を示している。

【００４６】図５（ｂ）の波形から分かるように、図７
の回路の場合は期間ＴONにおいてスイッチング出力電流
Ｉ1が負極性レベルから正極性レベルに反転するタイミ
ングで、一次側並列共振電圧Ｖ1とスイッチング出力電
流Ｉ1について正レベルでパルス的に出現する現象が生
じている。つまり、ＺＶＳ動作とならない異常動作とな
っているものである。これに対して、図１に示す回路に
おいては、図５（ａ）に示すようにして、期間ＴONにお
ける一次側並列共振電圧Ｖ1のパルスは消滅しており、
これと共にスイッチング出力電流Ｉ1の波形も、パルス
が現れない正常なものとなっている。つまり、本実施の
形態では重負荷で低交流入力電圧の条件下であっても、
ＺＶＳ動作が正常に行われていることが示されているも
のである。

【００４７】ここで、図１に示す電源回路における要部
のスペックについて示しておく。先ず、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴについては、ＥＥ−４０のコアを採用し
たうえで、ギャップ長Ｇａｐ＝０とされ、一次巻線Ｎ1
と二次巻線Ｎ2のターン数としてはＮ1＝５０Ｔ、Ｎ2＝
７５Ｔとしている。また、一次側並列共振コンデンサＣ
ｒ＝５６００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝
０．０１８μＦとなる。また、先に図７に示した電源回
路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてＥ
Ｅ−４０のコアを同様に採用し、Ｇａｐ＝１ｍｍとされ
る。また、一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ、二次巻線Ｎ2＝７５
Ｔ、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ、二
次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１８μＦとなる。

【００４８】なお、いずれの場合も、高圧発生トランス
ＨＶＴの一次巻線Ｎ４は３０〜５０Ｔ（ターン）、昇圧
巻線ＮHV1〜ＮHV5はそれぞれ４６０Ｔ程度とされて、５
層の層間フィルム捲きで２３００Ｔ程度とされる。

【００４９】そして、図１に示す電源回路のＡＣ／ＤＣ
電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝１２４Ｗの負荷条件
で、ＶAC＝１００Ｖ時には８８．５％という結果が得ら
れた。これに対して図７に示す回路では８６％であっ
た。つまり、先行技術と比較して２．５％の電力変換効
率の向上が図られているものである。これにより入力電
力が４．１Ｗ低減できた。また負荷電力Ｐｏ＝０Ｗの場
合でいえば、入力電力は１３．４Ｗから１１．６Ｗにな
り、１．８Ｗの低減が可能となった。

【００５０】また、図１に示す回路の絶縁コンバータト
ランスＰＩＴにおける温度上昇値としては、図７に示す
回路に対して、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2ともに、４°
Ｃ程度の大幅な低下が見られている。

【００５１】図６は、本発明の第２の実施の形態とされ
る電源回路の構成を示した図である。なお、図１に示す
電源回路と同一部分には同一符号を付して説明は省略す
る。この図６に示す電源回路は、一次側に備えられる電
圧共振形コンバータが他励式の構成を採っており、例え
ば１石のＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ１が
備えられる。なお、このように他励式の構成を採る場
合、スイッチング素子Ｑ１としてはＩＧＢＴ（絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタ）や、ＳＩＴ（静電誘導サイ
リスタ）等が採用されて構わない。

【００５２】スイッチング素子Ｑ１のドレインは、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1を介して平
滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次側ア
ースに接続される。また、ここでは、一次側並列共振コ
ンデンサＣｒはドレイン−ソース間に対して並列に接続
される。更に、ドレイン−ソース間に対しては、クラン
プダイオードＤD1が並列に接続されている。なお、起動
抵抗ＲSは、商用交流電源投入時において、整流平滑ラ
インに得られる起動電流をスイッチング駆動部１０に供
給するために設けられる。

【００５３】一次側のスイッチング駆動部１０は、図示
するように、ドライブ回路３、発振回路２を備えてな
る。発振回路２は、フォトカプラＰＣを介して制御回路
１から供給される制御信号に基づいた所要の周波数の発
振信号をドライブ回路３に対して出力する。ドライブ回
路３では、発振回路２から入力された信号を電圧信号に
変換してＭＯＳ−ＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１を
駆動するためのスイッチング駆動信号を生成し、スイッ
チング素子Ｑ１のゲート端子に印加する。このスイッチ
ング駆動信号に応じて、スイッチング素子Ｑ１はスイッ
チング動作を行うことになる。なお、このような一次側
スイッチング駆動部１０としては、１つのＩＣとして構
成されるものとされる。

【００５４】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１の
例と同様に図２で説明した構造をとり、また一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2が加極性となるようにされている。この
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線
Ｎ2の出力が直列共振コンデンサＣ3を介して高圧発生回
路５の昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に入力され
る。この直列共振回路の直列共振動作によって、昇圧ト
ランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4を流れる電流及び一次巻線
Ｎ4の両端電圧が共に略正弦波状の共振波形とされる。
即ちこの場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側には電流共振回路が形成され、従って図６の回路は一
次側の電圧共振回路と二次側の電流共振回路による複合
共振形コンバータとなる。

【００５５】一点鎖線で囲った部分により高圧発生回路
が形成される。即ち高圧発生回路は高圧発生トランスＨ
ＶＴと、マルチプライヤー整流方式による高圧整流回路
によって構成され、高圧発生トランスＨＶＴの二次側に
は、例えば１組の昇圧巻線ＮHV1がスリット巻き、或い
は層間巻きによって分割されて巻装されている。そして
高圧発生トランスＨＶＴの二次側には、昇圧巻線ＮHV1
と一次側巻線Ｎ4との巻線比（ＮHV1／Ｎ4）によって昇
圧した昇圧電圧が得られることになる。

【００５６】昇圧巻線ＮHV1の巻終端部は、例えばフイ
ルムコンデンサ或いはセラミックコンデンサからなる高
圧コンデンサＣHV1を介して、高圧整流ダイオードＤHV1
のアノードと整流ダイオードＤHV2のカソードの接続点
に対して接続されると共に、高圧コンデンサＣHV2の直
列接続を介して高圧整流ダイオードＤHV3のアノードと
高圧整流ダイオードＤHV4のカソードの接続点に対して
接続される。一方、昇圧巻線ＮHV1の巻始端部は、平滑
コンデンサＣOHV1の負極と平滑コンデンサＣOHV2の正極
の接続点に対して接続される。また、この平滑コンデン
サＣOHV1の負極と平滑コンデンサＣOHV2の正極の接続点
に対しては、高圧整流ダイオードＤHV2のアノードと高
圧整流ダイオードＤHV3のカソードが接続される。平滑
コンデンサＣOHV1と平滑コンデンサＣOHV2は、平滑コン
デンサＣOHV1の負極と平滑コンデンサＣOHV2の正極と接
続して直列接続したうえで、平滑コンデンサＣOHV1の正
極を高圧整流ダイオードＤHV1のカソードに接続し、平
滑コンデンサＣOHV2の負極を二次側アースに対して接続
するように設けられる。

【００５７】このような接続形態では、結果的には、
［高圧コンデンサＣHV1 、高圧整流ダイオードＤHV1，
ＤHV2、平滑コンデンサＣOHV1］の組から成る第１の倍
電圧整流回路と、［高圧コンデンサＣHV2 、整流ダイオ
ードＤHV3，ＤHV4、平滑コンデンサＣOHV2］の組から成
る第２の倍電圧整流回路とが形成され、これら第１及び
第２の倍電圧整流回路の出力（平滑コンデンサＣOHV1，
ＣOHV2）が直列に接続されて設けられることになる。そ
して、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせ
た整流回路全体としては、直列接続された平滑コンデン
サＣOHV1−平滑コンデンサＣOHV2の両端には、昇圧巻線
ＮHV1に得られた交番電圧の４倍に対応する出力電圧が
得られる。つまり、この第１及び第２の倍電圧整流回路
を組み合わせた整流回路全体としては４倍電圧全波整流
回路を形成する。

【００５８】このような４倍電圧全波整流回路の動作と
しては、高圧発生トランスＨＶＴの一次側のスイッチン
グ動作により一次巻線Ｎ4にスイッチング出力が得られ
ると、このスイッチング出力は昇圧巻線ＮHV1に励起さ
れる。４倍電圧整流回路は、この昇圧巻線ＮHV1に得ら
れた交番電圧を入力して整流動作を行うが、このときの
［高圧コンデンサＣHV1、高圧整流ダイオードＤHV1，Ｄ
HV2、平滑コンデンサＣOHV1］から成る第１の倍電圧整
流回路の動作を以下に記す。先ず、整流ダイオードＤHV
1がオフとなり、整流ダイオードＤHV2がオンとなる期間
においては、高圧整流ダイオードＤHV2により整流した
整流電流を直列共振コンデンサＣHV1に対して充電する
動作が得られる。そして、整流ダイオードＤHV2がオフ
となり、整流ダイオードＤHV1がオンとなって整流動作
を行う期間においては、昇圧巻線ＮHV1に誘起された電
圧に高圧コンデンサＣHV1の電位が加わるという動作が
得られ、平滑コンデンサＣOHV1の両端には、昇圧巻線Ｎ
HV1の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流平
滑電圧）が得られる。また、［高圧コンデンサＣHV2、
高圧整流ダイオードＤHV3，ＤHV4、平滑コンデンサＣOH
V2］の組とから成る第２の倍電圧整流回路においても同
様の動作によって、平滑コンデンサＣOHV2の両端には、
昇圧巻線ＮHV1の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電
圧が得られることになる。

【００５９】そして、上記のようにして第１，第２の倍
電圧整流回路の各々によって倍電圧整流動作が行われる
結果、直列接続された平滑コンデンサＣOHV1−平滑コン
デンサＣOHV2の両端には、昇圧巻線ＮHV1に誘起される
誘起電圧のほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧ＥHV
が得られ、この平滑コンデンサＣOHV1−ＣOHV2の両端に
得られる直流高電圧ＥHVが、ＣＲＴのアノード電圧とし
て利用されるものとされる。

【００６０】また、平滑コンデンサＣOHV2には、抵抗Ｒ
1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続されており、
これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した電圧が制御回路１に
入力される。制御回路１は例えば誤差増幅器等によって
構成され、抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2によって分圧された電圧、
即ち直流高電圧ＥHVのレベル変化に応じた制御信号をフ
ォトカプラＰＣを介することで一次側と二次側を直流的
に絶縁した状態で、一次側のスイッチング駆動部１０内
の発振回路２に対して供給するようになっている。これ
により直流高電圧ＥHVの電圧レベルに応じて、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング周波数と、スイッチング素
子Ｑ1の導通角を同時に制御する複合制御方式によって
直流高電圧ＥHVの定電圧化を図るように構成される。

【００６１】この場合も、先に説明した図１の電源回路
と同様の効果が得られる。また、昇圧トランスＨＶＴの
二次側に１組の昇圧巻線ＮHV1を巻装するだけで良いた
め、図１に示した電源回路に比べて昇圧トランスＨＶＴ
の小型化を図ることができるという利点もある。

【００６２】以上実施の形態について説明してきたが、
本発明の電源回路としては各図に示したもの以外に各種
考えられるものである。例えば交流入力電圧に対する１
倍全波整流回路を示したが、これを倍電圧整流回路とし
てもよい。また高圧発生回路の構成も各種多様に考えら
れる。

【００６３】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振
形とされたスイッチング電源回路の絶縁コンバータトラ
ンスについて、一次巻線と二次巻線とについていわゆる
逆転巻きとしたうえで、一次巻線と二次巻線を加極性接
続するようにしている。この構造では、一次磁束と二次
磁束は打ち消し合うように作用することになるため、本
発明としては、絶縁コンバータトランスのコアに対して
飽和を抑制するためのギャップは施さなくてもよいこと
になる。上記のようにして絶縁コンバータトランスのコ
アに対してギャップを施さなくて済むことで、本発明に
あっては、絶縁コンバータトランスの製造にあたり、ギ
ャップを形成するための工程が省略され、また、製造管
理も行いやすくなる。即ち、絶縁コンバータトランスを
備える電源回路の製造能率が向上されるものである。

【００６４】また、ギャップが施されないことで、この
ギャップ近傍におけるフリンジ磁束の発生も解消され
て、一次巻線及び二次巻線における大幅な発熱の抑制と
電力損失の低減が図られる。また、特に本発明における
絶縁コンバータトランスの構造によっては、一次巻線及
び二次巻線に流れる電流量をこれまでよりも少なくする
ことができるために、これによっても上記した発熱の抑
制と電力損失の低減をより促進することが可能になる。

【００６５】更に、本発明における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの構造では、漏洩インダクタンスも減少され
ることから、例えば負荷で低交流入力電圧の条件におい
てもＺＶＳ動作が保証され、電源回路としての信頼性が
向上される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図２】実施の形態のスイッチング電源回路に備えられ
る絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図である。

【図３】実施の形態のスイッチング電源回路における要
部の動作を示す波形図である。

【図４】実施の形態のスイッチング電源回路における要
部の動作を示す波形図である。

【図５】実施の形態と先行技術のスイッチング電源回路
とについてのＺＶＳ動作を比較するための波形図であ
る。

【図６】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図８】先行技術のスイッチング電源回路に備えられる
絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図である。

【図９】絶縁コンバータトランスにおける、相互インダ
クタンスが加極性モードと減極性モードの場合の各動作
を示す等価回路図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、２ 発振回路、３ ドライブ回路、Ｑ1
スイッチング素子、Ｃｒ 一次側並列共振コンデン
サ、ＤD1 クランプダイオード、Ｃ２，Ｃ３ 二次側共
振コンデンサ、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＨＶ
Ｔ 高圧発生トランス、Ｎ１ 一次巻線、Ｎ2 二次巻
線、Ｎ４ 一次巻線、ＮHV 昇圧巻線、ＤHV 高圧整流
ダイオード、ＣOHV 平滑コンデンサ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流入力電圧を断続して出力するための
   スイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段
   と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とで疎結合とされる所要の結合係数が得
   られる構造を有し、一次側に得られる上記スイッチング
   手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランス
   と、 上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して二次
   側共振コンデンサを接続することで形成される二次側共
   振回路と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線と並
   列接続された一次側巻線を備え、上記絶縁コンバータト
   ランスの二次側巻線に得られる共振電圧を、一次側から
   二次側に伝送することで、二次側から上記共振電圧を昇
   圧した高圧電圧を得るようにされた高圧発生トランス
   と、 上記高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧につ
   いて整流動作を行うことで、直流高電圧を得るように構
   成された直流高電圧生成手段と、 上記直流高電圧に基づく制御信号に基づいて、上記スイ
   ッチング素子のスイッチング周波数及び導通角の制御を
   行なうことで、上記直流高電圧を定電圧化する定電圧化
   手段と、 を備え、 上記絶縁コンバータトランスは、飽和を抑制するための
   ギャップが施されていないコアを備えると共に、上記一
   次巻線と上記二次巻線は互いに逆となる巻方向によって
   上記コアに対して巻回され、上記一次巻線と上記二次巻
   線とについては加極性接続される、 ことを特徴とするスイッチング電源回路。