JP4314700B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図５の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路の一例を示している。この電源回路は、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備えて構成される。
【０００４】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。また、この整流平滑回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平滑コンデンサＣｉに流入する突入電流を抑制するようにしている。
【０００５】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1 には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一次側アース間には、検出駆動巻線ＮB ，共振コンデンサＣB ，ベース電流制限抵抗ＲB の直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エミッタは接地される。
【０００７】
また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 側のリーケージインダクタンスＬ1 とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖｃｐは、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００８】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮD 、駆動巻線ＮB 、及び制御巻線ＮC が巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1 を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD 、駆動巻線ＮB を巻装し、更に制御巻線ＮC を、上記共振電流検出巻線ＮD 及び駆動巻線ＮB に対して直交する方向に巻装して構成される。
【０００９】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮD は、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 との間に直列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1 を介して共振電流検出巻線ＮD に伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮD に得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮB に励起されることで、駆動巻線ＮB にはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB ，ＣB ）からベース電流制限抵抗ＲB を介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1 のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1 は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１６に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎ2 をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。
ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００１１】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、図５に示すようにスイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は共振電流検出巻線ＮD の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2 に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2 に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2 のリーケージインダクタンスＬ2 と二次側並列共振コンデンサＣ2 のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１３】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１４】
上記ようにして、電源回路の二次側に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1から成る整流平滑回路を備えることで二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。つまり、この構成では二次側においてブリッジ整流回路ＤBRによって全波整流動作を得ている。この場合、ブリッジ整流回路ＤBRは二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力することで、二次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧とほぼ等倍レベルに対応する直流出力電圧ＥO1を生成する。なお、この直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入力される。
制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧及び制御回路１の動作電源として利用する。
【００１５】
また、上記図５に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側としては、本出願人の提案に基づき図６に示すような回路構成も採用することができる。
この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2 に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2 が接続される。そして、二次巻線Ｎ2 に対してセンタータップを設けたうえで、整流ダイオードＤO1，ＤO2及び平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで全波整流回路を構成し、二次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する直流出力電圧ＥO1を生成するようにしている。
【００１６】
ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図１７（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１７（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。
これを、図５及び図６に示す二次側の動作に対応させてみると、例えば図５に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときにブリッジ整流回路ＤBRに整流電流Ｉ3 が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方式）と見ることができ、また逆に二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が負極性のときにブリッジ整流ダイオードＤBRに整流電流Ｉ4 が流れる動作は−Ｍの動作モード（フライバック方式）であると見ることができる。
また例えば図６に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1に整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方式）と見ることができ、逆に、二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO2に流れる整流電流は−Ｍの動作モード（フライバック方式）であると見ることができる。即ち、この図５及び図６に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモードで動作することになる。
【００１７】
このような構成では、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路の作用によって増加された電力が負荷側に供給され、それだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。
これは、先に図１６にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるものである。例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設けられない場合には、フライバック動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。
【００１８】
制御回路１では、二次側の直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、制御巻線ＮC に流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB のインダクタンスＬB を可変制御する。これにより、駆動巻線ＮB のインダクタンスＬB を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1 のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００１９】
図５に示した電源回路においては、駆動巻線ＮB のインダクタンスＬB を可変制御する直交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFF は一定とされたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御するように動作することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現している。なお、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。
【００２０】
ここで、例えば入力される交流入力電圧ＶACの変動が８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏが２００Ｗ〜０Ｗ（無負荷）という入出力条件に対応する電源回路を、上記図５に示した直交形制御トランスＰＲＴによる自励発振形スイッチング周波数制御方式によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのフェライトコアＥＥ−３５、一次巻線Ｎ1 及び二次巻線Ｎ2 の巻線数をそれぞれ４３Ｔ（ターン）、ギャップＧ＝１ｍｍ、一次側共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2 ＝０．０１μＦに選定される。
【００２１】
図７は上記のように各構成部品の値が設定された図５に示す構成の電源回路において、入力交流電圧ＶACを１００Ｖとした時に得られる動作波形の一例を示した図である。
このような電源回路において、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB ，ＣB ）によりスイッチング素子Ｑ1 がスイッチング動作を行うことで、スイッチング素子Ｑ1 ／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、並列共振回路の作用によって、図７（ａ）に示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐが得られる。この一次側並列共振電圧Ｖｃｐは、図示するようにスイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFF において正弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応している。
【００２２】
そして、スイッチング素子Ｑ1 のオン／オフ動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にスイッチング出力が伝達される。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴが＋Ｍの動作モード（フォワード方式）になると、絶縁コンバータトランスＰＩＴはフォワードコンバータ動作となって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられているブリッジ整流回路ＤBRでは、図７（ｂ）に示すような波形の整流電流Ｉ3 が流れる。また逆に、絶縁コンバータトランスＰＩＴが−Ｍの動作モード（フライバック方式）になると、絶縁コンバータトランスＰＩＴはフライバックコンバータ動作となって、図７（ｃ）に示すような波形の整流電流Ｉ4 が流れることになる。
【００２３】
また図８は、上記のように各構成部品の値が設定された図５に示す構成の電源回路において、負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。なお、この場合も入力交流電圧ＶACは１００Ｖとする。
この図に示されているように、上記図５に示した電源回路では、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の定電圧制御として、負荷電力Ｐｏが上昇するにしたがって、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング周波数ｆｓがほぼ一定の傾きを持って低くなるように制御され、また同時にスイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONもほぼ一定の傾きを持って長くなるように制御されている。なお、スイッチング素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF は、ほぼ一定とされるので図示は省略する。つまり、上記図５に示した電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時にスイッチング素子Ｑ1 のオン期間（導通角）を制御するという複合制御方式を採っている。
【００２４】
また、図９は先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできる先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示した図である。
なお、上記図５と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２５】
この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられている二次巻線Ｎ2 の一端は二次側アースに接続され、他端は直列共振コンデンサＣｓの直列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側アースに対して接続される。
【００２６】
このような接続形態では、［二次巻線Ｎ2 、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧半波整流回路が設けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンス成分Ｌ2 とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
また、一次側の並列共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）の並列共振周波数をｆｏ１とし、上記二次側の直列共振回路の直列共振周波数をｆｏ２とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２となるように、二次側の直列共振コンデンサＣｓのキャパシタンスが選定される。つまり、この図に示す電源回路も、一次側にスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側に倍電圧半波整流動作を得るための直列共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバータとして構成されているものである。
【００２７】
上記［二次巻線Ｎ2 、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］の組による倍電圧整流動作としては、一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起される。倍電圧整流回路は、この二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧を入力して整流動作を行う。
この場合、先ず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が−Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓによる直列共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓに対して充電する動作が得られる。
そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2 に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓの電位が加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作となる。
上記のように、絶縁コンバータトランスＰＩＴが加極性モードと減極性モードを交互に繰り返すことで、平滑コンデンサＣO1には、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ２倍のレベルに対応した直流出力電圧（整流平滑電圧）が得られる。つまり、この図９に示す二次側においては、いわゆる倍電圧半波整流動作を行う倍電圧半波整流回路が設けられている。
【００２８】
ここで、例えば入力される交流入力電圧ＶACの変動を８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏを２００Ｗ〜０Ｗとした入出力条件に対応する電源回路を、図９に示した倍電圧半波整流回路を備えた電源回路によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の巻線数を３９Ｔ、二次巻線Ｎ2 の巻線数を２３Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．１μＦに選定される。
【００２９】
図１１は、図９に示したような絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側が倍電圧半波整流回路によって構成され、各構成部品の値が適正に選定された電源回路において、入力交流電圧ＶACを１００Ｖとした時に得られる動作波形の一例である。
このような回路においても、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB ，ＣB ）によりスイッチング素子Ｑ1 がスイッチング動作を行うことで、スイッチング素子Ｑ1 ／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、並列共振回路の作用によって、図１１（ａ）に示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐが得られる。この並列共振電圧Ｖｃｐは、図示するように、スイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFF において正弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応することになる。
また、整流ダイオードＤO1，ＤO2を流れる電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、図１１（ｂ），図１１（ｃ）に示すように、二次巻線Ｎ2 を流れる直列共振電流が交互に連続して流れる波形となる。
【００３０】
また図１２は、上記のような設計により各構成部品の値が設定された図９に示した電源回路において、負荷を変動させた場合の定電圧制御特性を示した図である。なお、この場合の入力交流電圧ＶACは１００Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルは１３５Ｖとされる。
この図１２に示されているように、図９に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏが変動した場合でも、スイッチング周波数ｆｓは殆ど変化しておらず、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1を定電圧化するための定電圧制御は、スイッチング素子Ｑ1 がオンとされる期間ＴONと、オフとされる期間ＴOFF を制御することにより実現されている。即ち、図９に示した電源回路は、スイッチング周波数ｆｓの可変制御は行われておらず、先に説明したような複合制御方式を採っていないものとなっている。
【００３１】
また、上記図９に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側としては、本出願人からの提案に基づき図１０に示すような回路構成とすることもできる。
この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 の一端は、直列共振コンデンサＣｓ1 の直列接続を介して、整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続されると共に、直列共振コンデンサＣｓ2 の直列接続を介して整流ダイオードＤO3のアノードと整流ダイオードＤO4のカソードの接続点に対して接続される。
一方、二次巻線Ｎ2 の他端は、平滑コンデンサＣO10 の負極と平滑コンデンサＣO11 の正極の接続点に対して接続される。また、この平滑コンデンサＣO10 の負極と平滑コンデンサＣO11 の正極の接続点に対しては、整流ダイオードＤO2のアノードと整流ダイオードＤO3のカソードが接続される。
平滑コンデンサＣO10 と平滑コンデンサＣO11 は、平滑コンデンサＣO10 の負極と平滑コンデンサＣO11 の正極と接続して直列接続したうえで、平滑コンデンサＣO10 の正極を整流ダイオードＤO1のカソードに接続し、平滑コンデンサとＣO11 の負極を二次側アースに対して接続するように設けられる。
【００３２】
このような接続形態では、結果的には、［直列共振コンデンサＣｓ1 、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO10 ］の組から成る第１の倍電圧整流回路と、［直列共振コンデンサＣｓ2 、整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO11 ］の組から成る第２の倍電圧整流回路とが形成され、これら第１及び第２の倍電圧整流回路の出力（平滑コンデンサＣO10 ，ＣO11 ）が直列に接続されて設けられることになる。そして、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせた整流回路全体としては、直列接続された平滑コンデンサＣO10 −平滑コンデンサＣO11 の両端には、二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧の４倍に対応する二次側出力電圧が得られる。つまり、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせた整流回路全体としては、４倍電圧全波整流回路を形成する。なお、この４倍電圧全波整流回路の整流動作については後述する。
【００３３】
直列共振コンデンサＣｓ1 は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンス成分Ｌ2 とによって、第１の倍電圧整流回路における整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
同様に、直列共振コンデンサＣｓ2 は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンス成分Ｌ2 によって、第２の倍電圧整流回路における整流ダイオードＤO3，ＤO4のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
【００３４】
また、これら直列共振回路の共振周波数としては、一次側の並列共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）の並列共振周波数をｆｏ１とし、二次側の直列共振回路（Ｎ2 ，Ｃｓ1 ）の直列共振周波数をｆｏ２、同じ二次側の直列共振回路（Ｎ2 ，Ｃｓ2 ）の直列共振周波数をｆｏ３とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２≒ｆｏ３となるように、二次側の直列共振コンデンサＣｓ1 ，Ｃｓ2 のキャパシタンスが選定される。
【００３５】
続いて、先に述べた４倍電圧全波整流回路の動作について説明する。
一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起される。４倍電圧整流回路は、この二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧を入力して整流動作を行うが、このときの［直列共振コンデンサＣｓ1 、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO10 ］から成る第１の倍電圧整流回路の動作を以下に記す。
先ず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が−Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓ1 による直列共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓ1 に対して充電する動作が得られる。
そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2 に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1 の電位が加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣO10 に対して充電が行われる動作となる。
【００３６】
上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利用して整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣO10 においては、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流平滑電圧）が得られる。
また、［直列共振コンデンサＣｓ2 、整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO11 ］の組とから成る第２の倍電圧整流回路においても同様の動作によって、平滑コンデンサＣO11 の両端には、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧が得られることになる。
【００３７】
そして、上記のようにして第１，第２の倍電圧整流回路の各々によって倍電圧整流動作が行われる結果、直列接続された平滑コンデンサＣO10 −平滑コンデンサＣO11 の両端には、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。
【００３８】
ここで、例えば入力される交流入力電圧ＶACの変動を８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏを２００Ｗ〜０Ｗという入出力条件に対応する電源回路を、図１０に示した４倍電圧全波整流回路を備えた電源回路によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 ＝４６Ｔ、二次巻線Ｎ2 ＝１４Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝３９００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ1 ，Ｃｓ2 ＝０．１μＦが選定される。
【００３９】
また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側として、図１３に示すような回路構成を採用することも考えられる。
この図に示す電源回路の二次側としては、図５に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 に対して並列に接続されていた二次側並列共振コンデンサＣ2 を削除し、二次巻線Ｎ2 の一端とブリッジ整流回路ＤBRとの間に、二次側直列共振コンデンサＣｓを直列に接続した構成とされる。
【００４０】
図１４は、上記図１３に示した二次側の回路構成を備え、適正なドライブ条件となるように各構成部品の値が選定された電源回路において、負荷を変動させた場合の定電圧制御特性を示した図である。
この図に示されているように、図１３に示した電源回路は、図９に示した電源回路と同様、負荷電力Ｐｏが変動した場合でもスイッチング周波数ｆｓは殆ど変化しておらず、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1を定電圧化するための定電圧制御は、スイッチング素子Ｑ1 がオンとされる期間ＴONと、オフとされる期間ＴOFF を制御することにより行われている。つまり、図１３に示した電源回路は図９に示した電源回路と同様に複合制御方式を採っていないものとされる。
【００４１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図５に示した電源回路では、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している各整流ダイオードがターンオンする際に、ブリッジ整流回路ＤBRの整流ダイオードを流れる電流Ｉ3 ，Ｉ4 には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンス成分Ｌ2 と、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している各整流ダイオードの接合静電容量（数ｐＦ）によって、図７（ｂ），図７（ｃ）に示すような高周波のリンギング電流（振動電流）が重畳される。
このような高周波の振動電流は、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流ダイオードから電源ノイズ（ＥＭＩ；Electromagnetic Interference）として輻射されることになる。このため、図５に示した電源回路の実際に構成する場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にフェライトビーズインダクタやセラミックコンデンサを追加するなどして、ＥＭＩ対策を施さなければならず部品点数が増加する。
【００４２】
これに対して、図９に示した倍電圧半波整流方式の電源回路では、図１１（ｂ），図１１（ｃ）に示すように、二次側に設けられている整流ダイオードＤO1，ＤO2のターンオン時に、整流ダイオードＤO1，ＤO2を流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 に高周波のリンギングノイズは重畳されない。
また、図１０に示した４倍電圧全波整流方式の電源回路、及び図１３に示した等倍電圧全波整流方式の電源回路においても、その動作波形は図示していないが二次側に設けられている整流ダイオードを流れる共振電流に高周波のリンギングノイズが重畳されないものとなる。
【００４３】
しかしながら、上記図９及び図１０に示した電源回路は、図１２に示すように、負荷電力が例えば５０Ｗ〜１２０Ｗの範囲という中間負荷状態となる領域においてスイッチング素子Ｑ1 が異常動作となる。
また図１３に示した電源回路も、図１４に示すように、例えば負荷電力が中間負荷状態となる領域においてスイッチング素子Ｑ1 が異常動作となっている。
つまり、上記図９、図１０及び図１３に示した電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に、二次側直列共振コンデンサＣｓが設けられているため、二次側の整流ダイオードＤO1〜ＤO4を流れる共振電流に高周波のリンギングノイズが重畳されなくなるが、この場合は負荷電力が中間負荷状態となる領域において、スイッチング素子Ｑ1 が異常動作となる欠点があった。
【００４４】
ここで、図１３に示した電源回路の中間負荷状態における動作波形を図１５に示し、この図を参照しながら中間負荷状態において発生する異常動作について説明する。
自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB ，ＣB ）によりスイッチング素子Ｑ1 がスイッチング動作を行うことで、図１５（ａ）に示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐが得られることになる。この場合はスイッチング素子Ｑ1 がオフとなっている期間ＴOFF が終了する直前の期間Ｔ1 において、図１５（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ1 のコレクタに対してコレクタ電流Ｉｃｐが短時間流れることになる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 を流れる共振電流Ｉ2 の波形としては、図１５（ｃ）に示すような波形となる。
【００４５】
この場合、図１５（ａ），図１５（ｂ）に示したようにスイッチング素子Ｑ1 のオフ期間ＴOFF が終了する直前の期間Ｔ1 では、スイッチング素子Ｑ1 が導通状態となっており、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ間に供給されている一次側共振電圧Ｖｃｐが０レベルになった時にスイッチング動作を行う、いわゆる共振形の基本動作であるＺＶＳ（Zero Voltage Switching）動作から外れることになる。即ち、上記図１３に示した電源回路の中間負荷状態においては、スイッチング素子Ｑ1 の動作がＺＶＳ動作を外れることにより異常動作が発生している。
【００４６】
このような異常動作は、負荷電力Ｐｏの減少にともなってスイッチング素子Ｑ1 のオフとなる期間ＴOFF が拡大することによって発生する。そして、このような異常動作が発生する期間Ｔ1 においては、スイッチング素子Ｑ1 が或る電圧レベルと電流レベルを持った状態でスイッチング動作が行われるので、スイッチング素子Ｑ1 における電力損失が増加することになる。このため、スイッチング素子Ｑ1 の発熱を抑えるための放熱板を拡大する必要が生じることになる。
【００４７】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、二次側に設けられる整流ダイオードを流れる二次側共振電流に高周波のリンギング電流が重畳されないようにすると共に、中間負荷状態においてもスイッチング素子の動作がＺＶＳ動作となるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【００４８】
このため、本発明のスイッチング電源回路としては、スイッチング素子を備えて、入力された直流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、スイッチング手段の動作を電圧共振形とするようにして挿入される一次側電圧共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで形成される二次側直列共振回路とが組み合わされて成る二次側共振回路とを備える。
そして、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、交番電圧のレベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧レベルに応じて、スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備えて構成することとした。
【００４９】
上記構成によれば、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振回路と二次側並列共振回路が組み合わされて成る二次側共振回路を設けることで、二次側並列共振回路の共振動作によって、絶縁コンバータトランスの二次巻線Ｎ2 を流れる二次側共振電流をほぼ正弦波状とすることができる。これにより、二次側に設けられる整流ダイオードを流れる共振電流の導通角がほぼ等しくなるため、整流ダイオードを流れる共振電流には、高周波のリンギング電流が重畳されなくなる。
また、二次側直流出力電圧の定電圧制御としては、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れるスイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるため、負荷が変動した場合でもスイッチング素子がオフとなる期間の拡大を抑えることができ、中間負荷状態においてもスイッチング素子をＺＶＳ動作とすることが可能になる。
【００５０】
【発明の実施の形態】
図１の回路図は、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図である。この図に示す電源回路は、これまで説明してきた電源回路と同様に、１石のスイッチング素子（バイポーラトランジスタ）を備えた自励式の電圧共振形スイッチングコンバータが設けられている。なお、この図において図５及び図１３と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００５１】
この図１に示す本実施の形態の電源回路は、図５及び図１３に示した電源回路と同様に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対してブリッジ整流回路ＤBRが設けられている。そして、二次側並列共振コンデンサＣ2 と、二次側直列コンデンサＣｓが組み合わされて接続されている点が、図５及び図１３に示した電源回路と異なる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されていると共に、二次巻線Ｎ2 の一端とブリッジ整流回路ＤBRとの間に二次側直列共振コンデンサＣｓが直列に挿入されている。
【００５２】
上記したような構成によれば、本実施の形態の電源回路の二次側においては、二次側並列共振コンデンサＣ2 のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスＬ2 とにより電圧共振回路が形成されると共に、二次側直列共振コンデンサＣｓのキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスＬ2 とにより電流共振回路が形成されることになる。つまり、二次側では、二次巻線Ｎ2 を共通にインダクタンスとして備える電圧共振回路と電流共振回路とが複合的に組み合わされた構成を採るものである。
なお、本明細書では、このようにして二次側において電圧共振回路と電流共振回路とを組み合わせた構成について、「二次側電圧・電流共振回路」ともいうこととする。
【００５３】
図２は上記したような本実施の形態の電源回路の各部の動作波形の一例を示した図である。
このような本実施の形態の電源回路は、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB ，ＣB ）によりスイッチング素子Ｑ1 がスイッチング動作を行うことで、スイッチング素子Ｑ1 ／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、並列共振回路の作用によって、図２（ａ）に示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐが得られる。この並列共振電圧Ｖｃｐは、図示するようにスイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFF において正弦波状のパルスとなる波形が得られる。またスイッチング素子Ｑ1 のコレクタには図２（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流Ｉｃｐが流れることになる。
【００５４】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 を流れる二次側共振電流Ｉ2 の波形としては、二次側直列共振コンデンサＣｓと二次側並列共振コンデンサＣ2 が組み合わせて接続されていることで、これら並列共振コンデンサＣ2 及び直列共振コンデンサＣｓのキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスＬ2 による電圧・電流共振動作によって、図２（ｃ）に示すように、ほぼ正弦波状となっている。
この場合、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流ダイオードを流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 の導通角はほぼ等しいものとなり、共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 の波形としては図２（ｄ），図２（ｅ）に示すようになる。
【００５５】
このような本実施の形態の電源回路と、二次巻線Ｎ2 に対して二次側並列共振コンデンサＣ2 が挿入されていない図１３に示した電源回路とを比較すると、図１３に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏが軽負荷となるにしたがってスイッチング素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF が拡大され、例えば中間負荷状態の時はスイッチング素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF の終了直前の期間Ｔ1 において、図１５（ａ），（ｂ）に破線で示したようにスイッチング素子Ｑ1 が導通してコレクタ電流Ｉｃｐが流れていた。
これに対して、本実施の形態の電源回路では、図２（ａ），（ｂ）に示すように、中間負荷状態においても、後述するようにスイッチング素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF は殆ど拡大することがないので、期間ＴOFF においてスイッチング素子Ｑ1 にコレクタ電流Ｉｃｐが流れることがない。これにより、中間負荷状態における異常動作が防止され、安定したＺＶＳ動作となる。つまり、対応可能な負荷範囲の全領域において安定したＺＶＳ動作が実現されるものである。
また、中間負荷状態における異常動作が防止されることで、異常動作により発生する電力損失も無くなるので、中間負荷状態における電力変換効率の向上を図ることができると共に、スイッチング素子Ｑ1 の発熱も減少するため、スイッチング素子Ｑ1 に取り付けられている放熱板を拡大する必要もなくなる。
【００５６】
また、本実施の形態の電源回路では、図２（ｄ），図２（ｅ）に示したように、ブリッジ整流回路ＤBRを流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 の導通角がほぼ等しいものとなるため、例えば図５に示した電源回路において、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流ダイオードがターンオンする際に発生していた高周波のリンギング電流が共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 に重畳されるということもない。
これにより、本実施の形態の電源回路では、整流ダイオードＤO1，ＤO2からＥＭＩが殆ど輻射されないので、例えば図５に示した電源回路においては、ＥＭＩ対策として、実際には設ける必要があったフェライトビーズインダクタやセラミックコンデンサを削除することが可能とされ、その分、部品点数の削減を図ることができる。
【００５７】
また、本実施の形態の電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対して電圧・電流共振回路を設けるようにしているため、二次側並列共振コンデンサＣ2 の共振作用に、二次側直列共振コンデンサＣｓの共振作用が加わった二次側共振電流Ｉ2 が、ブリッジ整流回路ＤBRを介して平滑コンデンサＣO1に流入し、平滑コンデンサＣO1に対する充電動作を行うことになる。
例えば、先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴが加極性モードで動作すると、二次巻線Ｎ2 に励起された励起電圧により二次巻線Ｎ2 →直列共振コンデンサＣｓ→ブリッジ整流回路ＤBR→平滑コンデンサＣO1という経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣO1に対する充電動作が行われると共に、二次巻線Ｎ2 の励起電圧により二次側直列共振コンデンサＣｓに対する充電動作が行われる。
すると、減極性モードにおいては、二次巻線Ｎ2 の励起電圧に対して二次側直列共振コンデンサＣｓの電位が加わるという直列共振作用が得られた状態で、直列共振コンデンサＣｓ→二次巻線Ｎ2 →ブリッジ整流回路ＤBR→平滑コンデンサＣO1という経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣO1に対する充電動作が行われることになる。
この場合、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の電圧レベルは、二次巻線Ｎ2 の励起電圧に二次側直列共振コンデンサＣｓの電位が加わることになるため、二次巻線Ｎ2 の励起電圧レベルより大きくなる。
【００５８】
従って、本実施の形態の電源回路において、図５に示した電源回路の二次側直流出力電圧ＥO1とほぼ同等の二次側直流出力電圧ＥO1を得ようとした場合は、二次側コンデンサＣｓの電位が加わる分だけ、二次巻線Ｎ2 の励起電圧を低くすることができる。これにより、本実施の形態の電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数を、図５に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数より少なくすることが可能となり、これに伴って、絶縁コンバータトランスＰＩＴを構成している分割ボビンＢの小型、軽量化を図ることも可能になる。
【００５９】
例えば図１に示した本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の巻線数を４３Ｔ、二次巻線Ｎ2 の巻線数を３８Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．０２７μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2 ＝０．０１μＦに選定することができる。
上記のようにして各部品を選定した場合は、図１に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数は３８Ｔとされており、図５に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数４３Ｔよりも少なくなっている。
従って、図１に示した電源回路では、図５に示した電源回路よりも、絶縁コンバータトランスＰＩＴのサイズを小さくすることが可能である。
【００６０】
このように本実施の形態の電源回路は、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流ダイオードを流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 に高周波のリンギング電流が重畳されることなく、また中間負荷状態においてスイッチング動作がＺＶＳ動作から外れる異常動作を防止できるうえに、絶縁コンバータトランスＰＩＴを構成している分割ボビンＢの小型、軽量化を図ることが可能になるものである。
【００６１】
ここで、図３は上記したような設計により各構成部品の値が設定された本実施の形態の電源回路において、負荷を変動させた場合の定電圧制御特性を示した図である。なお、この場合も入力交流電圧ＶACは１００Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO1は１３５Ｖとされる。
この図３に示されているように、本実施の形態の電源回路では、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の定電圧制御として、負荷電力Ｐｏが上昇するにしたがって、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されていると共に、スイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは長くなるように制御されている。つまり、定電圧制御動作として複合制御方式となっていることがわかる。
【００６２】
従って、本実施の形態の電源回路では、負荷の変動に伴うスイッチング素子Ｑ1 のオフとなる期間ＴOFF の変化は、例えば図１３に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ1 のオフとなる期間ＴOFF の変化（図１４参照）に比べて小さく、その変化量は僅かなものとなっている。
このことからも、本実施の形態とされる電源回路が中間負荷状態をとった場合に、スイッチング素子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFF が拡大していないことがわかる。従って、本実施の形態の電源回路は、例えば図９や図１０、図１３に示した電源回路のように、中間負荷状態においてスイッチング動作がＺＶＳ動作から外れる異常動作が発生しないものとなる。
【００６３】
さらにまた、本実施の形態の電源回路は、スイッチング素子Ｑ1 を複合制御方式によって制御することができるため、対応可能な最大負荷電力ＰｏMAX が２００Ｗから２２０Ｗまで拡大すると共に、制御可能な動作範囲の拡大も図ることが可能になる。
【００６４】
また、本実施の形態の電源回路の二次側としては、図１に示したブリッジ整流回路ＤBRに限定されるものでない。
そこで、本実施の形態の電源回路の変形例として二次側の構成を図４に示す。なお、この図４において、一次側の構成は図１の構成と同様とされるため図示は省略する。また図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００６５】
この図に示す二次側においては、２本のダイオード素子ＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1、インダクタＬO によって構成されるフォワード方式の等倍電圧半波整流回路に、二次側並列共振コンデンサＣ2 と二次側直列共振コンデンサＣｓが設けられて構成されている。
【００６６】
上記各素子の接続形態としては、二次巻線Ｎ2 に対して二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されると共に、二次巻線Ｎ2 の巻始め端部には整流ダイオードとして機能するダイオード素子ＤO1のアノードが接続され、このダイオード素子ＤO1のカソードと平滑コンデンサＣO1の正極側との間に、インダクタＬO が挿入されている。また、二次巻線Ｎ2 の巻終り端部、及び平滑コンデンサＣO1の負極側が二次側アースに接続される。
ダイオード素子ＤO1のカソードとインダクタＬO との接続点と、二次側アースとの間には、図示するように、二次側直列共振コンデンサＣｓと、ダイオード素子ＤO2がそれぞれ挿入されている。この場合、ダイオード素子ＤO2のカソードはダイオード素子ＤO1のカソードとインダクタＬO との接続点に対して接続され、ダイオード素子ＤO2のアノードは二次側アースに対して接続されることになる。
【００６７】
このような接続形態により形成される等倍電圧半波整流回路の整流動作としては、一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起され、この二次巻線Ｎ2 に得られた励起電圧を入力して整流する。
この場合、先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとなる加極性モードでは、ダイオード素子ＤO1がオンとなり、ダイオード素子ＤO1により整流された整流電流はインダクタＬO を介して平滑コンデンサＣO1に供給され、平滑コンデンサＣO1に対する充電が行われる。この場合、平滑コンデンサＣO1にはインダクタＬO を介してダイオード素子ＤO1からの整流電流が流入することから、インダクタＬO にはエネルギーが蓄積されることになる。
また、この加極性モードの時には、ダイオード素子ＤO1の整流電流が分岐されて二次側直列共振コンデンサＣｓにも供給され、二次側直列共振コンデンサＣｓに対する充電も行われる。
【００６８】
一方、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が−Ｍとなる減極性モードでは、ダイオード素子ＤO1がオフになり、インダクタＬO に蓄積されていたエネルギーの逆起電力と、二次側直列共振コンデンサＣｓの放電電力とによって発生する電流が平滑コンデンサＣO1に流入し、平滑コンデンサＣO1に対する充電動作が行われることになる。
即ち、減極性モードにおいては、ダイオード素子ＤO2がオンになり、インダクタＬO →平滑コンデンサＣO1→ダイオード素子ＤO2という経路でインダクタＬO からの電流が平滑コンデンサＣO1に供給されると共に、二次側直列共振コンデンサＣｓからの放電電流がインダクタＬO →平滑コンデンサＣO1という経路で平滑コンデンサＣO1に供給されることになる。
このような動作により、平滑コンデンサＣO1の両端には二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ等倍に対応する直流電圧（整流平滑電圧）ＥO1が得られることになる。この場合も二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の電圧レベルは、二次側直列共振コンデンサＣｓの放電時の両端電圧が加わるため、二次巻線Ｎ2 の励起電圧レベルより大きくすることができる。
【００６９】
従って、図４に示した二次側の構成においても、図５に示した電源回路の二次側直流出力電圧ＥO1とほぼ同等の二次側直流出力電圧ＥO1を得ようとすれば、二次巻線Ｎ2 の巻線数を、図５に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 の巻線数より少なくすることが可能となるものである。
【００７０】
このような構成とされる電源回路にあっては、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 の巻線数を３８Ｔ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．０２７μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2 ＝０．０１５μＦ、インダクタＬO ＝１５０μＨに選定すると、図１に示した電源回路と同様の効果が得られることが確認された。
【００７１】
なお、本実施の形態においては、スイッチング電源回路の二次側に対して、ブリッジ整流回路ＤBR、及び半波整流方式の等倍電圧整流回路を設けた場合を例に挙げているが、このような構成の整流回路に限定されるものでなく、本発明としては、二次巻線Ｎ2 に励起される励起電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧ＥO1を得るように構成された各種整流回路が設けられればよいものである。
【００７２】
また、本発明の電源回路としては、上記図１、図４に示した構成以外にも、実際の使用条件に対応して適宜変更されて構わないものである。例えば上記各実施の形態としては、自励方式によるスイッチング駆動の構成が採られているが、他励式によってスイッチング素子を駆動する構成に対しても本発明の適用が可能である。また、スイッチング素子としても、バイポーラトランジスタやＭＯＳ−ＦＥＴの以外の他の部品素子（例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やＳＩＴ（静電誘導サイリスタ））等が採用されて構わないものである。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して、二次側直列共振回路と二次側並列共振回路が組み合わされて成る二次側共振回路を形成するようにしている。
この場合、先ず、二次側並列共振回路の共振動作によって、絶縁コンバータトランスの二次巻線を流れる二次側共振電流は、ほぼ正弦波状となるため、直流出力電圧生成手段に設けられている整流ダイオードを流れる電流の導通角もほぼ等しくなる。これにより、整流ダイオードを流れる電流には高周波のリンギング電流が重畳されることなく、整流ダイオードから発生するＥＭＩを抑制することができる。よって、二次側に対してＥＭＩ対策のための部品を設ける必要がなく、その分、回路規模の小型化を図ることが可能になる。
【００７４】
また、二次側直流出力電圧の定電圧制御は、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れるスイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるため、負荷が変動した場合でもスイッチング素子がオフとなる期間の拡大を抑えることができ、よって中間負荷状態においてもスイッチング素子はＺＶＳ動作を外れないものとなる。
これにより、中間負荷状態において発生していた異常動作が解消され、結果的に対応可能な負荷変動範囲内の全領域において安定したＺＶＳ動作を実現することができる。
また、ＺＶＳ動作が得られることで、スイッチング素子における電力損失も減少するので、電力変換効率の向上を図ることができると共に、スイッチング素子に取り付けられている放熱板を大型化する必要もない。
【００７５】
さらにまた、直流出力電圧生成手段から出力される二次側直流出力電圧の定電圧制御は、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れるスイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるため、最大負荷電力の増加を図ることができると共に、制御可能範囲の拡大を図ることができるという利点もある。
さらにまた、絶縁コンバータトランスの巻線数を少なくすることができるので、その分、絶縁コンバータトランスの小型、軽量化を図ることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図３】本実施の形態の電源回路の負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。
【図４】変形例としての電源回路の二次側構成例を示す回路図である。
【図５】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図６】先行技術としての電源回路の二次側の他の構成を示す回路図である。
【図７】図５に示した先行技術としての電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図８】図５に示した先行技術としての電源回路の負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。
【図９】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１０】先行技術としての電源回路の二次側の他の構成を示す回路図である。
【図１１】図９に示した先行技術としての電源回路の二次側動作を示す波形図である。
【図１２】図９に示した先行技術としての電源回路の負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。
【図１３】先行技術としての電源回路の二次側の他の構成を示す回路図である。
【図１４】図１３に示した先行技術としての電源回路の負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。
【図１５】図１３に示した先行技術としての電源回路の一次側動作を示す波形図である。
【図１６】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図１７】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す説明図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ 直交形制御（ドライブ）トランス、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ Ｃｓ1 Ｃｓ2二次側直列共振コンデンサ、ＮC 制御巻線、ＮB 駆動巻線、ＮD 共振電流検出巻線、ＣB 共振コンデンサ、ＤBR ブリッジ整流回路、ＤO1 ＤO2 ＤO3 ＤO4 整流ダイオード、ＣO1 ＣO2 平滑コンデンサ、ＬO インダクタ

Claims (3)

1. スイッチング素子を備え、入力された直流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、
   上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、
   上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするようにして挿入される一次側電圧共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで形成される二次側直列共振回路とが、組み合わされて成る二次側共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、上記交番電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、
   を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記直流出力電圧生成手段は、
   ４組の整流ダイオード素子からなるブリッジ整流回路と、１組の平滑コンデンサとを備えると共に、上記二次側直列共振コンデンサを整流電流経路に対して挿入して形成されることで、上記交番電圧レベルの等倍に対応するとされるレベルの二次側直流出力電圧を生成する全波整流回路として構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 上記直流出力電圧生成手段は、
   ２本のダイオード素子と１組の平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに流入する電流の経路に挿入されるインダクタとを備えると共に、上記２本のダイオード素子のうち、整流動作を行うダイオード素子の整流出力が充電されるように上記二次側直列共振コンデンサを挿入することで、上記交番電圧レベルの等倍に対応するとされるレベルの二次側直流出力電圧を生成する半波整流回路として構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。

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