JP2002159179A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 複合共振形スイッチングコンバータにおける
電力損失の低減と、重負荷条件での安定したＺＶＳの確
保、及び製造能率の向上。 【解決手段】 複合共振形としてのスイッチング電源回
路の絶縁コンバータトランスについて、一次巻線と二次
巻線とについていわゆる逆転巻きとしたうえで加極性接
続するようにする。この構造では、一次磁束と二次磁束
は打ち消し合うように作用することになるため、絶縁コ
ンバータトランスのコアに対してギャップを施さなくと
も飽和が生じない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、共振形コンバータに
よるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振
形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共
に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノ
イズが実現される。また、比較的少数の部品点数により
構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図６の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のテレビジョン受像器用のスイッチング電源回路の一例
を示している。この図に示す電源回路の基本構成として
は、一次側を一石結合の電圧共振形コンバータとし、二
次側に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２
と電圧共振コンデンサとによる電圧共振回路を設け、さ
らに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２と
高圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４の並列接続と電
流共振コンデンサとによる電流共振回路とを組み合わせ
たものである。

【０００４】この図に示す電源回路には、先ず、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備
えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整
流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するようにされ
る。

【０００５】直流入力電圧Ｅｉを入力して断続するスイ
ッチングコンバータは、一石のスイッチング素子Ｑ1を
備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式によりス
イッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備えて構
成される。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐
圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジ
スタ）が用いられている。

【０００６】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵
抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉの正極側と接続さ
れ、そのエミッタは一次側アースに接地される。また、
スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、
駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗
ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振
回路が接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のベー
スと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿
入されるクランプダイオードＤD1により、スイッチング
素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成す
るようにされる。スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に形成されてい
る一次側巻線Ｎ1の巻始め端部と接続され、そのエミッ
タは接地される。

【０００７】上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エ
ミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒ1が並列
に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ1は、
自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ1側のリーケー
ジインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの
一次側並列共振回路を形成する。そしてスイッチング素
子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用に
よって共振コンデンサＣｒ1の両端に発生する両端電圧
Ｖ1は、正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動
作が得られるようにされる。

【０００８】直交形制御トランスＰＲＴ−１は、共振電
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮC1が巻装
された可飽和リアクトルである。この直交形制御トラン
スＰＲＴ−１は、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、定電圧制御のために設けられる。この場合、直交形
制御トランスＰＲＴ−１の共振電流検出巻線ＮDは、平
滑コンデンサＣｉの正極と一次側巻線Ｎ1との間に直列
に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング出力は、一次側巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴ−１にお
いては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング
出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起される
ことで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電
圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路
を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制
限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング
素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチ
ング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定
されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うこ
とになる。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られたスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの構造としては、例えば図７に示さ
れるよにうに、フェライトのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２か
ら成るＥＥ型コアを備える。そして、図示するようにし
て、分割ボビンＢを利用して、ともにリッツ線である一
次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とをそれぞれ分割された領域に
対して巻装する。ここで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2と
については、ともに同じ巻方向により巻回される。そし
て、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては図のようにギャッ
プＧを形成するようにしている。このギャップＧのギャ
ップ長によって絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける
漏洩インダクタンスが決定され、また、所要の結合係数
による疎結合が得られるようになっている。ここでの結
合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の
状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られ
にくいようにしている。このギャップＧは、Ｅ型コアＣ
Ｒ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くす
ることで形成することができ、この場合のギャップ長と
しては、１mm程度とされる。

【００１０】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
における動作として、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の極性
（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続関係によって、
一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2のイン
ダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについて、＋
Ｍの動作モード（加極性モード：フォワード動作）とな
る場合と−Ｍの動作モード（減極性モード：フライバッ
ク動作）となる場合とがある。例えば、一次巻線Ｎ1と
二次巻線Ｎ2の極性（巻方向）が同じであるとして、図
８（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタ
ンスは＋Ｍとなり、図８（ｂ）に示す回路と等価となる
場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。

【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻
線Ｎ1の巻始め端部は、図６に示すようにスイッチング
素子Ｑ1のコレクタに接続され、その巻終わり端部は共
振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極に接続されている。また、その二次側には、
第１の二次側巻線とされる二次巻線Ｎ2と、この二次巻
線Ｎ2の巻終端部を巻き上げるようにして形成した第２
の二次側巻線とされる三次巻線Ｎ3が設けられている。
そして、この二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3とからなる二次
側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）のうち、二次巻線Ｎ２とされる巻線
部分に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2を並列に
接続するようにしている。

【００１２】この場合、二次巻線Ｎ2の巻始端部は二次
側アースに接続され、他方の端部は整流ダイオードＤO1
のアノードに接続される。そして、この整流ダイオード
ＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路に
よって、例えば水平偏向用に用いられる１１０Ｖ〜１４
０Ｖ（例えば１３５Ｖ）の直流出力電圧ＥO1を得るよう
にしている。

【００１３】また、二次巻線Ｎ2の所要位置にはタップ
が設けられており、このタップには整流ダイオードＤO2
のアノードを接続するようにしている。そして、この整
流ダイオードＤO2と平滑コンデンサＣO2から成る半波整
流平滑回路によって、例えば信号系回路用の直流出力電
圧ＥO2（１５Ｖ）を得るようにしている。

【００１４】さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側においては、二次巻線Ｎ2に巻き上げた三次巻線
Ｎ3の巻終端部を、整流ダイオードＤO3のアノードと接
続することで、この整流ダイオードＤO3と平滑コンデン
サＣO3から成る半波整流回路によって、例えば映像出力
回路用の直流出力電圧ＥO3（２００Ｖ）を得るようにし
ている。この場合は、平滑コンデンサＣO3の負極側を平
滑コンデンサＣO1の正極側に接続することで、平滑コン
デンサＣO1−ＣO3の直列接続回路の両端から映像出力回
路用の直流出力電圧ＥO3を得るようにしている。即ち、
この電源回路では、直流出力電圧ＥO3を得るために、平
滑コンデンサＣO1の両端に発生する直流出力電圧ＥO1
に、平滑コンデンサＣO3の両端に発生する直流出力電圧
を積み上げる、つまり二次巻線Ｎ2から得られる直流出
力電圧ＥO1と、三次巻線Ｎ3から得られる直流出力電圧
を重畳することで直流出力電圧ＥO3を得るようにしてい
る。このため、三次巻線Ｎ3、整流ダイオードＤO3及び
平滑コンデンサＣO3からなる整流平滑回路の構成として
は、直流出力電圧ＥO3（２００Ｖ）から、直流出力電圧
ＥO1（１１０Ｖ〜１４０Ｖ）を引いた９０Ｖ〜６０Ｖの
直流出力電圧を得ることができればよい構成とされる。

【００１５】またこの電源回路では上記のように、二次
巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並
列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージイン
ダクタンスＬ2と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャ
パシタンスとによって二次側並列共振回路が形成され、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において電圧共
振動作が得られる。

【００１６】従ってこの電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられるものであり、本明細書では、このよ
うな一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動
作する構成のスイッチングコンバータについては「複合
共振形コンバータ」ともいうことにする。

【００１７】上記した直流出力電圧ＥO1は制御回路１に
対しても分岐して入力される。制御回路１は、例えば誤
差増幅器等によって構成されており、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧レベ
ルＥO1の変化に応じて、直交型制御トランスＰＲＴ−１
の制御巻線ＮC1に流す制御電流（直流電流）レベルを可
変することで、直交形制御トランスＰＲＴ−１に巻装さ
れた駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。
これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで
形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動
回路内の直列共振回路の共振条件が変化し、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作とな
る。この動作によって絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側から出力される直流出力電圧の安定化が図られ
る。

【００１８】このように、駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを可変制御する直交形制御トランスＰＲＴ−１が
設けられる場合、スイッチング周波数を可変するのにあ
たり、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFを一
定としたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するよ
うにされる。つまり、図６に示す電源回路では、定電圧
制御動作として、スイッチング周波数を可変制御するこ
とで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制
御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるス
イッチング素子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っ
ているものと見ることが出来る。そして、この複合的な
制御動作を１組の制御回路系によって実現している。本
明細書では、このような複合的な制御を「複合制御方
式」ともいう。

【００１９】さらに、図６に示した電源回路において
は、二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）と直列に、直列共振コンデ
ンサＣ3、高圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4、直交
形制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線（主巻線）ＮR
の直列接続からなる直列共振回路が設けられている。こ
のような構成とされる電源回路においては、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴが複合共振形スイッチングコンバー
タとして動作することによって、二次側並列共振コンデ
ンサＣ2の両端には共振パルス電圧が発生する。そし
て、絶縁コンバータトランスＰＩＴがフォワード動作と
なる正の期間に発生する正の共振パルス電圧から直流出
力電圧ＥO3を得ると共に、二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）に発
生する電圧を直列共振コンデンサＣ3を介して高圧発生
トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に入力するようにして
いる。

【００２０】この場合、高圧発生トランスＨＶＴの一次
側には、直列共振コンデンサＣ3−一次側巻線Ｎ4−被制
御巻線ＮRからなる直列共振回路が形成されていること
から、電流共振コンデンサＣ3のキャパシタンスと、高
圧発生トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4のインダクタン
ス、及び直交形制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線Ｎ
RのインダクタンスＬRによる直列共振動作によって、高
圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4を流れる電流Ｉ4及
び一次巻線Ｎ4の両端電圧Ｖ4が、共に略正弦波状の共振
波形となる。

【００２１】直交形制御トランスＰＲＴ−２は、被制御
巻線ＮR、及び制御巻線ＮC2が巻装された可飽和リアク
トルとされ、後述する高圧発生回路４から出力される高
圧直流出力電圧ＥHVの定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴ−２は、制御巻線ＮC2を
流れる制御電流（直流電流）のレベルに応じて、被制御
巻線ＮRのインダクタンスＬRが変化する。即ち、直交形
制御トランスＰＲＴ−２は、高圧直流出力電圧ＥHVの定
電圧化を図るために、高圧発生トランスＨＶＴの一次側
巻線Ｎ4との直列に接続されている被制御巻線ＮRのイン
ダクタンスを可変制御することで、高圧発生トランスＨ
ＶＴの一次側に形成されている直列共振回路のインダク
タンス制御を行うものとされる。

【００２２】一点破線で囲って示した高圧発生回路４
は、高圧発生トランスＨＶＴと高圧整流回路によって構
成されており、高圧発生トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ
4に発生する共振電圧Ｖ4を昇圧して、例えばＣＲＴのア
ノード電圧レベルに対応した高電圧を生成する。このた
め、高圧発生トランスＨＶＴの二次側には、５組の昇圧
巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が層間フィル
ム同軸捲きによって分割されて巻装されている。そして
各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終わり端部に対して
は、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，
ＤHV5のアノード側が接続されている。さらに、高圧整
流ダイオードＤHV1のカソードが平滑コンデンサＣOHVの
正極端子に接続され、残る高圧整流ダイオードＤHV2〜
ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4
の巻始め端部に対して接続される。

【００２３】即ち、高圧発生トランスＨＶＴの二次側に
は、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、
［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧
巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線Ｎ
HV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、
高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路
が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の
半波整流回路が形成されていることになる。

【００２４】従って、高圧発生トランスＨＶＴの二次側
においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮH
V5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに
対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣ
OHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される
誘起電圧の約５倍に対応するレベルの高圧直流電圧ＥHV
が得られることになる。そして、この平滑コンデンサＣ
OHVの両端に得られた高圧直流電圧ＥHVを、例えばＣＲ
Ｔのアノード電圧として利用するようにしている。

【００２５】高圧直流電圧ＥHVは、高圧抵抗Ｒ１，分割
抵抗Ｒ２によって分圧されて制御回路２に対して供給さ
れる。制御回路２においては、分圧された高圧直流電圧
ＥＨＶを用いて定電圧化のための制御信号を生成する。
即ち制御回路２では、高圧直流電圧ＥＨＶの電圧レベル
の変化に応じて、直交形制御トランスＰＲＴ−２の制御
巻線ＮC2に流す制御電流（直流電流）レベルを可変する
ようにされている。これによって被制御巻線ＮRのイン
ダクタンスＬRを可変制御し、高圧発生トランスＨＶＴ
の一次側巻線Ｎ4に流れる電流Ｉ4を可変することで、高
圧直流出力電圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図６に
示した電源回路においては、図７の絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの構造によっても示したように、一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2との巻線方向が同一である。従って、一
次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1によって、一次巻線
Ｎ1には起磁力が生じ、同様にして、二次巻線Ｎ2に流れ
る二次巻線電流Ｉ2によっては二次巻線Ｎ2に対して起磁
力が生じる。これによって、図７に示すようにして一次
側には一次磁束φ１が発生し、二次側には二次磁束φ２
が発生する。ここで、前述もしたように、図６の回路に
おける一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とは、加極性で接続さ
れていることから、上記した一次磁束φ１と二次磁束φ
２とは互いに加え合う動作となり、従って、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの中央磁脚には、φ１＋φ２で表さ
れる磁束が発生することになる。

【００２７】即ち、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とが同じ
巻方向で、かつ、加極性接続であることによって、中央
磁脚には、一次磁束φ１と二次磁束φ２が加わり合った
比較的大きな磁束が発生することになる。ここで、仮に
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの中央磁脚にギャ
ップが形成されていない（ギャップ長＝０）とすると、
例えば負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ程度以上の条件では、フ
ェライトコアの磁化曲線の飽和領域に入ることになる。
なお、本明細書において、「飽和」といった場合は、こ
のような磁化曲線の飽和領域に入る状態のことを指す。
これによって、コアのインダクタンスが急激に低下し
て、ＢＪＴのメインスイッチング素子Ｑ1が破壊する可
能性が高くなる。そこで、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔとしては、図７にも示したようにしてギャップＧを形
成することで、所要の結合係数による疎結合の状態が得
られるようにしており、これによって飽和が生じないよ
うにしている。

【００２８】そして、図６に示す構成の電源回路の場合
において上記した現象を回避してレギュレーション範囲
を満足するためには、絶縁コンバータトランスＰＩＴに
形成するギャップＧのギャップ長としては、１ｍｍ±
０．１ｍｍの精度で管理を行うことが必要とされてい
る。上記したギャップ長の精度を満足するには、Ｅ型コ
アＣＲ１，ＣＲ２としては、各々の中央磁脚の端部を研
磨して０．５ｍｍ±０．０５ｍｍという精度で製造管理
を行う必要が生じてくる。従って、Ｅ型コアの中央磁脚
を高精度で研磨する工程を要するために製造時間が長く
なり、また、同一のＥ型コアのギャップ長が異なる絶縁
コンバータトランスの製造を実施する場合に対応して製
品管理を行うのも困難となる。つまり、ギャップを形成
する必要のあることで、製造上の能率の低下を招いてい
る。

【００２９】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギ
ャップＧを形成した場合、このギャップＧの近傍にはフ
リンジ磁束といわれる漏洩磁束が発生するために、リッ
ツ線である一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2において渦電流損
失が発生して局部的な発熱が生じる。この発熱は、温度
が低い巻線に伝導して、巻線自体の温度を高くすること
になる。これによって、いわゆる銅損といわれる電力損
失が増加して、電力変換効率が低下してしまうことが分
かっている。特に、図６に示す回路では、一次巻線Ｎ1
に流れる一次巻線電流Ｉ1と、二次巻線Ｎ2に流れる二次
巻線電流Ｉ2に流れる高周波電流量が多いことから、一
次巻線電流Ｉ1と二次巻線Ｎ2における、リッツ線として
の直流抵抗と上記した渦電流損失による発熱は顕著とな
るものである。

【００３０】更に、図６に示す回路では、２００Ｗ程度
の重負荷の条件において交流入力電圧ＶACのレベルがＡ
Ｃ１００系で７５Ｖ〜８５Ｖ程度にまで低くなったよう
な場合に、一次側メインスイッチング素子Ｑ1の動作と
してＺＶＳ(Zero Voltage Switching)動作とならない異
常動作の期間が生じることも問題となる。このような現
象が持続すると、メインスイッチング素子Ｑ1が発熱し
て短時間で破壊するおそれがある。

【００３１】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。即ちスイッチング電源回路として、直流入
力電圧を断続して出力するためのスイッチング素子を備
えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング
手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形
成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデン
サと、一次側と二次側とで疎結合とされる所要の結合係
数が得られる構造を有し、一次側に得られる上記スイッ
チング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータト
ランスと、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に
対して二次側並列共振コンデンサを接続することで形成
される二次側電圧共振回路と、上記二次側電圧共振回路
を含んで形成され、上記二次側巻線から得られる交番電
圧について整流動作を行うことで、低圧直流出力電圧を
得るように構成された低圧直流出力電圧生成手段と、二
次側電流共振回路を形成するために直列接続された二次
側直列共振コンデンサを介して、上記絶縁コンバータト
ランスの二次側巻線と並列接続された一次側巻線を備
え、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線から得ら
れる電圧を、一次側から二次側に伝送することで、二次
側から上記電圧を昇圧した高圧電圧を得るようにされた
高圧発生トランスと、上記高圧発生トランスの二次側に
得られる高圧電圧について整流動作を行うことで、高圧
直流出力電圧を得るように構成された高圧直流出力電圧
生成手段と、上記低圧直流出力電圧生成手段からの低圧
直流出力電圧を定電圧化する第１の定電圧化手段と、上
記高圧直流出力電圧生成手段からの高圧直流出力電圧を
定電圧化する第２の定電圧化手段とを備える。そして上
記絶縁コンバータトランスは、飽和を抑制するためのギ
ャップが施されていないコアを備えると共に、上記一次
巻線と上記二次巻線は互いに逆となる巻方向によって上
記コアに対して巻回され、上記一次巻線と上記二次巻線
とについては加極性接続されるようにする。

【００３２】また、上記第１の定電圧化手段は、上記低
圧直流出力電圧に基づく制御信号に基づいて上記スイッ
チング素子のスイッチング周波数及び導通角の制御を行
なうことで、上記低圧直流出力電圧を定電圧化する。さ
らに、上記二次側電流共振回路を形成する上記高圧発生
トランスの一次側巻線に対して直列に接続される被制御
巻線と、該被制御巻線のインダクタンスを制御する制御
巻線とからなる制御トランスを備え、上記第２の定電圧
化手段は、上記高圧直流出力電圧に基づく制御信号に基
づいて上記被制御巻線のインダクタンスを可変制御する
ことで、上記高圧直流出力電圧を定電圧化するようにす
る。

【００３３】また、少なくともクランプコンデンサと補
助スイッチング素子との直列接続回路からなり、該直列
接続回路を上記二次側並列共振コンデンサに対して並列
に接続されるアクティブクランプ手段を備え、上記第１
の定電圧化手段は、上記低圧直流出力電圧に基づく制御
信号に基づいて、上記補助スイッチング素子の導通角を
制御することで、上記低圧直流出力電圧を定電圧化す
る。また、上記第２の定電圧化手段は、上記高圧直流出
力電圧に基づく制御信号に基づいて上記スイッチング素
子のスイッチング周波数及び導通角の制御を行なうこと
で、上記高圧直流出力電圧を定電圧化する。

【００３４】上記構成によれば、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路
備え、二次側には、二次側巻線及び二次側並列共振コン
デンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備え
られた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの
構成が得られ、さらに二次側電流共振回路を介して高圧
発生トランスが接続される構成が得られる。この構成を
基として、絶縁コンバータトランスについては一次側巻
線と二次側巻線を互いに逆となる巻方向によって巻装さ
れたうえで、一次側巻線と二次側巻線とについては加極
性接続を行う。これにより、一次側巻線と二次側巻線と
に得られる磁束は打ち消し合うように作用するので、コ
アに生じる磁束は小さなものとすることができ、それだ
け飽和状態となるのを抑制することができる。このため
に、本発明のスイッチング電源回路における絶縁コンバ
ータトランスのコアに対しては、飽和を抑制する目的の
ギャップは施されないものである。

【００３５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成例を示してい
る。この図１に示す電源回路は、上記図６と同様に、一
次側を一石結合の電圧共振形コンバータとし、二次側
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２と電
圧共振コンデンサとによる電圧共振回路を設け、さら
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２と高
圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４の並列接続と電流
共振コンデンサとによる電流共振回路とを組み合わせた
ものである。

【００３６】図１に示す本例の電源回路には、商用交流
電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得
るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及
び平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備え
られ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流
平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するようにされ
る。

【００３７】直流入力電圧Ｅｉを入力して断続するスイ
ッチングコンバータは、一石のスイッチング素子Ｑ1を
備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式によりス
イッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備えて構
成される。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐
圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジ
スタ）が用いられている。

【００３８】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵
抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉの正極側と接続さ
れ、そのエミッタは一次側アースに接地される。また、
スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、
駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗
ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振
回路が接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のベー
スと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿
入されるクランプダイオードＤD1により、スイッチング
素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成す
るようにされる。スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に形成されてい
る一次側巻線Ｎ1の巻終わり端部と接続され、そのエミ
ッタは接地される。

【００３９】上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エ
ミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒ1が並列
に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ1は、
自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ1側のリーケー
ジインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの
一次側並列共振回路を形成する。そしてスイッチング素
子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用に
よって共振コンデンサＣｒ1の両端に発生する両端電圧
Ｖ1は、正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動
作が得られるようにされる。

【００４０】直交形制御トランスＰＲＴ−１は、共振電
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮC1が巻装
された可飽和リアクトルである。この直交形制御トラン
スＰＲＴ−１は、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、定電圧制御のために設けられる。この直交形制御ト
ランスＰＲＴ−１の構造としては、図示は省略するが、
４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの
磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成す
る。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対し
て、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB
を巻装し、更に制御巻線ＮC1を、上記共振電流検出巻線
ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装するよ
うにして構成される。

【００４１】この場合、直交形制御トランスＰＲＴ−１
の共振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極
と一次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次側巻線
Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形
制御トランスＰＲＴ−１においては、共振電流検出巻線
ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介し
て駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはド
ライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ
電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（Ｎ
B，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライ
ブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力され
る。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回
路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数で
スイッチング動作を行うことになる。

【００４２】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られたスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。なお、本実施の
形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造に
特徴を有するが、これについては後述する。

【００４３】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻
線Ｎ1の巻終わり端部は、スイッチング素子Ｑ1のコレク
タに接続され、その巻始め端部は共振電流検出巻線ＮD
の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続さ
れている。また、その二次側には、第１の二次側巻線と
される二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2の巻終端部を巻
き上げるようにして形成した第２の二次側巻線とされる
三次巻線Ｎ3が設けられている。そして、この二次巻線
Ｎ2と三次巻線Ｎ3とからなる二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）の
うち、二次巻線Ｎ２とされる巻線部分に対して、二次側
並列共振コンデンサＣ2を並列に接続するようにしてい
る。

【００４４】この場合、二次巻線Ｎ2の巻始端部は二次
側アースに接続され、他方の端部は整流ダイオードＤO1
のアノードに接続される。そして、この整流ダイオード
ＤＯ１と平滑コンデンサＣＯ１から成る半波整流平滑回
路によって、例えば水平偏向用に用いられる１１０Ｖ〜
１４０Ｖ（例えば１３５Ｖ）の低圧直流出力電圧ＥO1を
得るようにしている。

【００４５】また、二次巻線Ｎ2の所要位置にはタップ
が設けられており、このタップには整流ダイオードＤO2
のアノードを接続するようにしている。そして、この整
流ダイオードＤO2と平滑コンデンサＣO2から成る半波整
流平滑回路によって、例えば信号系回路用の低圧直流出
力電圧ＥO2（１５Ｖ）を得るようにしている。

【００４６】さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側においては、二次巻線Ｎ2に巻き上げた三次巻線
Ｎ3の巻終端部を、整流ダイオードＤO3のアノードと接
続することで、この整流ダイオードＤO3と平滑コンデン
サＣO3から成る半波整流回路によって、例えば映像出力
回路用の低圧直流出力電圧ＥO3（２００Ｖ）を得るよう
にしている。この場合は、平滑コンデンサＣO3の負極側
を平滑コンデンサＣO1の正極側に接続することで、平滑
コンデンサＣO1−ＣO3の直列接続回路の両端から映像出
力回路用の低圧直流出力電圧ＥO3を得るようにしてい
る。即ち、この電源回路では、低圧直流出力電圧ＥO3を
得るために、平滑コンデンサＣO1の両端に発生する低圧
直流出力電圧ＥO1に、平滑コンデンサＣO3の両端に発生
する直流出力電圧を積み上げる、つまり二次巻線Ｎ2か
ら得られる低圧直流出力電圧ＥO1と、三次巻線Ｎ3から
得られる直流出力電圧を重畳することで低圧直流出力電
圧ＥO3を得るようにしている。このため、三次巻線Ｎ
3、整流ダイオードＤO3及び平滑コンデンサＣO3からな
る整流平滑回路の構成としては、低圧直流出力電圧ＥO3
（２００Ｖ）から、低圧直流出力電圧ＥO1（１１０Ｖ〜
１４０Ｖ）を引いた９０Ｖ〜６０Ｖの直流出力電圧を得
ることができればよい構成とされる。

【００４７】なお、直流出力低電圧Ｅ01、Ｅ02、Ｅ03に
ついては、特に「低圧直流出力電圧」と呼んでいるが、
これは後述する高圧発生回路４から出力される高圧直流
出力電圧ＥHVと区別するためである。

【００４８】またこの電源回路では上記のように、二次
巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並
列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージイン
ダクタンスＬ2と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャ
パシタンスとによって二次側並列共振回路が形成され、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において電圧共
振動作が得られる。従ってこの電源回路では、一次側に
はスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振
回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための
並列共振回路が備えられるものであり、つまり複合共振
形コンバータの構成を採る。

【００４９】上記した低圧直流出力電圧ＥO1は制御回路
１に対しても分岐して入力される。制御回路１は、例え
ば誤差増幅器等によって構成されており、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの二次側から出力される低圧直流出力
電圧レベルＥO1の変化に応じて、直交型制御トランスＰ
ＲＴ−１の制御巻線ＮC1に流す制御電流（直流電流）レ
ベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴ−１
に巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制
御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬB
を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励
発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化し、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動
作となる。この動作によって絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次側から出力される低圧直流出力電圧の安定化
が図られる。なお、制御回路１に対しては低圧直流出力
電圧Ｅ02又はＥO3を分岐入力して直流出力電圧の定電圧
化を図るようにしても良い。

【００５０】このように、駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを可変制御する直交形制御トランスＰＲＴ−１が
設けられる場合、スイッチング周波数を可変するのにあ
たり、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFを一
定としたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するよ
うにされる。つまり、図１に示す電源回路では、定電圧
制御動作として、スイッチング周波数を可変制御するこ
とで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制
御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるス
イッチング素子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っ
ているものと見ることが出来る。つまり本明細書で複合
制御方式と呼ぶ複合的な制御動作を１組の制御回路系に
よって実現している。

【００５１】さらに、本例の電源回路においては、二次
側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）と直列に、直列共振コンデンサＣ
3、高圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4、直交形制御
トランスＰＲＴ−２の被制御巻線（主巻線）ＮRの直列
接続からなる直列共振回路が設けられている。このよう
な構成とされる電源回路においては、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴが複合共振形スイッチングコンバータとし
て動作することによって、二次側並列共振コンデンサＣ
2の両端には共振パルス電圧が発生する。そして、絶縁
コンバータトランスＰＩＴがフォワード動作となる正の
期間に発生する正の共振パルス電圧から低圧直流出力電
圧ＥO3を得ると共に、二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）に発生す
る電圧を直列共振コンデンサＣ3を介して高圧発生トラ
ンスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に入力するようにしてい
る。

【００５２】この場合、高圧発生トランスＨＶＴの一次
側には、直列共振コンデンサＣ3−一次側巻線Ｎ4−被制
御巻線ＮRからなる直列共振回路が形成されていること
から、電流共振コンデンサＣ3のキャパシタンスと、高
圧発生トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4のインダクタン
ス、及び直交形制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線Ｎ
RのインダクタンスＬRによる直列共振動作によって、高
圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4を流れる電流Ｉ4及
び一次巻線Ｎ4の両端電圧Ｖ4が、共に略正弦波状の共振
波形となる。

【００５３】直交形制御トランスＰＲＴ−２は、被制御
巻線ＮR、及び制御巻線ＮC2が巻装された可飽和リアク
トルとされ、後述する高圧発生回路４から出力される高
圧直流出力電圧ＥHVの定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴ−２は、制御巻線ＮC2を
流れる制御電流（直流電流）のレベルに応じて、被制御
巻線ＮRのインダクタンスＬRが変化する。即ち、直交形
制御トランスＰＲＴ−２は、高圧直流出力電圧ＥHVの定
電圧化を図るために、高圧発生トランスＨＶＴの一次側
巻線Ｎ4との直列に接続されている被制御巻線ＮRのイン
ダクタンスを可変制御することで、高圧発生トランスＨ
ＶＴの一次側に形成されている直列共振回路のインダク
タンス制御を行うものとされる。

【００５４】一点破線で囲って示した高圧発生回路４
は、高圧発生トランスＨＶＴと高圧整流回路によって構
成されており、高圧発生トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ
4に発生する共振電圧Ｖ4を昇圧して、例えばＣＲＴのア
ノード電圧レベルに対応した高電圧を生成する。このた
め、高圧発生トランスＨＶＴの二次側には、５組の昇圧
巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が層間フィル
ム同軸捲きによって分割されて巻装されている。そして
各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終わり端部に対して
は、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，
ＤHV5のアノード側が接続されている。さらに、高圧整
流ダイオードＤHV1のカソードが平滑コンデンサＣOHVの
正極端子に接続され、残る高圧整流ダイオードＤHV2〜
ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4
の巻始め端部に対して接続される。

【００５５】即ち、高圧発生トランスＨＶＴの二次側に
は、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、
［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧
巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線Ｎ
HV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、
高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路
が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の
半波整流回路が形成されていることになる。

【００５６】従って、高圧発生トランスＨＶＴの二次側
においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮH
V5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに
対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣ
OHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される
誘起電圧の約５倍に対応するレベルの高圧直流電圧ＥHV
が得られることになる。そして、この平滑コンデンサＣ
OHVの両端に得られた高圧直流電圧ＥHVを、例えばＣＲ
Ｔのアノード電圧として利用するようにしている。高圧
直流電圧ＥHVは例えば３１ＫＶとされる。

【００５７】高圧直流電圧ＥHVは、高圧抵抗Ｒ１，分割
抵抗Ｒ２によって分圧されて制御回路２に対して供給さ
れる。制御回路２においては、分圧された高圧直流電圧
ＥHVを用いて定電圧化のための制御信号を生成する。即
ち制御回路２では、高圧直流電圧ＥHVの電圧レベルの変
化に応じて、直交形制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線
ＮC2に流す制御電流（直流電流）レベルを可変するよう
にされている。これによって被制御巻線ＮRのインダク
タンスＬRを可変制御し、つまり直列共振コンデンサＣ
３の静電容量と、一次側巻線Ｎ4及び制御巻線ＮRのイン
ダクタンスによる直列共振周波数を制御することで、高
圧直流出力電圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。

【００５８】図２は、上記図１に示す電源回路に備えら
れる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を示してい
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図示するよう
に、２つのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２によりＥＥ型コアを
構成する。そして、このＥＥ型コアに対して分割ボビン
Ｂを備え、図示するようにして、例えば分割ボビンＢの
Ｅ型コアＣＲ１側の巻装領域に対して一次巻線Ｎ1を巻
装し、Ｅ型コアＣＲ２側の巻装領域に対して二次巻線Ｎ
2を巻装する。そして、本実施の形態の場合、一次巻線
Ｎ1と二次巻線Ｎ2の巻回方向としては、図中におけるコ
アの左右外側の矢印により示すようにして、互いの巻線
方向が逆となる、いわゆる逆転巻き構造となっている。
また、本実施の形態の場合には、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ
２の各中央磁脚の対向部位においてはギャップは形成さ
れていない。

【００５９】ここで再度、図１を参照して、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の接
続について説明する。図１に示されるように、例えば一
次巻線Ｎ1の巻始め端部と巻終わり端部の接続は、先行
技術として図６に示した回路の場合と逆となる。つま
り、図１に示す回路では、一次巻線Ｎ1の巻始め端部は
平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続され、巻終
わり端部がスイッチング素子Ｑ1のコレクタに対して接
続されるものである。また、二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）と
しては、その巻終わり端部が電流共振コンデンサＣ３を
介して高圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4の巻始め
端部に接続され、巻始め端部が二次側アースと接続され
るようになっている。つまり、図１に示す電源回路とし
ては、上記図２に示したようにして一次巻線Ｎ1と二次
巻線Ｎ2とが逆転巻き構造とされる絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴを備える場合であっても、図８（ａ）の等価
回路に示される加極性となるように一次巻線Ｎ1と二次
巻線Ｎ2とを接続しているものである。

【００６０】このような構成によると、一次巻線Ｎ1に
流れる一次巻線電流Ｉ1によって発生する一次磁束φ１
の極性と、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2によっ
て発生する二次磁束φ２の極性は、図２におけるコア内
に示される矢印のようになる。これは、例えば先行技術
として示した図７の絶縁コンバータトランスＰＩＴの場
合に対して、一次磁束φ１の極性が逆とされているもの
である。なお、二次磁束φ２の極性は、図７の絶縁コン
バータトランスＰＩＴと同じとなっている。本実施の形
態においては、上記図２に示すような一次磁束φ１と二
次磁束φ２との極性の関係が得られることになるのであ
るが、これにより、一次磁束φ１と二次磁束φ２として
は、両者が打ち消し合うように作用する。即ち、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの中央磁脚において得られる磁
束（Δφ）としては、｜φ１−φ２｜＝Δφで表される
ことになる。これは、上記もしたように、一次磁束φ１
と二次磁束φ２とが打ち消しあっており、例えば図６の
回路の場合のようにして、加わり合うことはないことを
示している。従って、本実施の形態では、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの中央磁脚に得られる磁束としては、
これまでよりも弱いものとすることができる。そして、
この結果、一次側と二次側の結合係数ｋとしては、例え
ばｋ＝０．８〜０．９程度の疎結合の状態を得ることが
できる。これにより、本実施の形態の絶縁コンバータト
ランスＰＩＴとしては、敢えて中央磁脚に対してギャッ
プを形成しなくとも、コアが飽和しないようにできるも
のであり、結果的には図２に示したようにして、ギャッ
プを設けないようにされているものである。なお、実際
には、例えばギャップ長を０とした中央磁脚の接合面に
おいて、可聴音のいわゆるコア鳴きが生じる可能性があ
ることから、例えばマイラーフィルムを中央磁脚の接合
面に施すようにして、０．１ｍｍ以下のギャップ長のギ
ャップを形成しても構わない。

【００６１】そして、このようにして、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴを構成することで、中央磁脚に得られる
磁束はこれまでよりも遙かに弱いものとなるために、例
えば図７の場合のような、ギャップ周辺に発生するフリ
ンジ磁束に依る巻線の温度上昇と、これに伴う電力変換
効率の低下も解消されることになる。

【００６２】また、本実施の形態の絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴとしては、中央磁脚に得られる磁束（Δφ）
が弱いものとなることから、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2
の漏洩インダクタンスも減少することになる。そして、
これによって、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ程度の重
負荷の条件であっても、スイッチング素子Ｑ1としては
安定したＺＶＳ動作を実現することが可能になる。

【００６３】図３は、上記した構成による図１の電源回
路における要部の動作を示す波形図である。図３（ａ）
〜（ｆ）には、例えば交流入力電圧ＶACが１００Ｖで、
高圧発生回路４の高圧負荷電力が負荷電力Ｐｏ＝２００
Ｗとされる条件での動作波形が示され、図３（ｇ）〜
（ｌ）には、例えば高圧発生回路４の高圧負荷電力が負
荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）とされる条件での動
作波形が示されている。なお、比較のために破線により
図６の電源回路の場合の波形も示した（図３（ｂ）
（ｈ））。

【００６４】高圧発生回路４の高圧負荷が最大負荷電力
とされる時は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周
波数が例えば９０．９ｋＨｚとなるように制御され、実
際のスイッチング素子Ｑ1のオン／オフ期間ＴON／ＴOFF
としては７．４μｓ／３．６μｓとなる。スイッチング
素子Ｑ1のオン／オフ動作によって、並列共振コンデン
サＣｒ1の両端に発生する共振電圧Ｖ1としては、図３
（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ1 がオフとな
る期間ＴOFFにおいて、正弦波状のパルスとなる波形が
得られ、スイッチングコンバータの動作が電圧共振形と
なっていることが分かる。またこの時、スイッチング素
子Ｑ1には、図３（ｂ）に示すようなコレクタ電流Ｉ１
が流れる。例えばスイッチング素子Ｑ1のターンオン時
には、クランプダイオードＤD1、スイッチング素子Ｑ1
のベース−コレクタを介して一次側巻線Ｎ1にダンパー
電流（負方向）が流れ、このダンパー電流が流れるダン
パー期間（例えば１．４μｓ）が終了すると、コレクタ
電流ＩCは負レベルから正レベルの方向に急激にレベル
が上昇していくことになる。

【００６５】このような動作により、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）には、図３
（ｄ）に示すような共振電流Ｉ2が流れ、二次側並列共
振コンデンサＣ2に発生する電圧Ｖ2は、図３（ｃ）に示
すように、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間は、
整流ダイオードＤO1，ＤO3の動作によって、その電圧レ
ベルが２００Ｖとされる正の電圧レベルとなり、スイッ
チング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFにおいては、その
ピーク電圧レベルが５００Ｖｐとされる負の共振パルス
電圧となる。そして、この二次側共振コンデンサＣ2に
発生する共振パルス電圧が、高圧発生トランスＨＶＴの
一次側巻線Ｎ4、直交形制御トランスＰＲＴ−２の被制
御巻線ＮRと共に直列共振回路を形成している直列共振
コンデンサＣ3を介して一次側巻線Ｎ4に入力されること
で、一次側巻線Ｎ4の両端に発生する共振電圧Ｖ4は、図
３（ｅ）に示すように、そのピーク電圧レベルが４００
Ｖｐとされる共振電圧波形になると共に、一次側巻線Ｎ
4を流れる共振電流Ｉ4は、図３（ｆ）に示すように、そ
のピーク値が２Ａｐとされる共振電流波形となる。

【００６６】一方、高圧発生回路４の高圧負荷が最小負
荷電力（無負荷）とされる時は、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング周波数が例えば１００ｋＨｚとなるよう
に制御され、実際のスイッチング素子Ｑ1のオン／オフ
期間ＴON／ＴOFFとしては６．４μｓ／３．６μｓとな
る。この場合、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作
によって、並列共振コンデンサＣｒ1の両端に発生する
共振電圧Ｖ1としては、図３（ｇ）に示すように、スイ
ッチング素子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFFにおいて正弦
波状のパルスとなる波形が得られる。この時、スイッチ
ング素子Ｑ1には、図３（ｈ）に示すようなコレクタ電
流ＩCが流れるが、この場合はスイッチング素子Ｑ1のタ
ーンオン時に流れるダンパー電流の期間が約２μｓとさ
れ、先に、図３（ｂ）に示した最大負荷電力時のダンパ
ー期間（１．４μｓ）に比べて長くなっている。

【００６７】このような動作により、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）には、図３
（ｊ）に示すような共振電流Ｉ2が流れ、二次側並列共
振コンデンサＣ2の両端に発生する電圧Ｖ2は、図３
（ｉ）に示すようになる。そして、この二次側巻線（Ｎ
2＋Ｎ3）から直列共振コンデンサＣ3を介して高圧発生
トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に入力される、一次側
巻線Ｎ4の両端電圧Ｖ4の波形は、図３（ｋ）に示すよう
な共振波形となり、一次側巻線Ｎ4を流れる電流Ｉ4の電
流波形は、図３（ｌ）に示すような共振波形となる。

【００６８】そして特に図３（ｂ）（ｈ）からわかるよ
うに、絶縁コンバータトランスＰＩＴを図２で説明した
構造のものとすることで、スイッチング素子Ｑ１を流れ
るコレクタ電流Ｉ１は、図６の回路例と比べて減少する
ことが観測される。

【００６９】図４（ａ）には、一次側並列共振電圧Ｖ1
とスイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング出力電流
Ｉ1が示されている。このときの条件としては、負荷電
力Ｐｏ＝２００Ｗで、ＡＣ１００Ｖ系の交流入力電圧Ｖ
AC＝７５Ｖ〜８５Ｖ程度の減圧時とされる。なお図４
（ｂ）は比較のために図６の電源回路の場合としての波
形を示している。

【００７０】図４（ｂ）の波形から分かるように、図６
の回路の場合は期間ＴONにおいてスイッチング出力電流
Ｉ1が負極性レベルから正極性レベルに反転するタイミ
ングで、一次側並列共振電圧Ｖ1とスイッチング出力電
流Ｉ1について正レベルでパルス的に出現する現象が生
じている。つまり、ＺＶＳ動作とならない異常動作とな
っているものである。これに対して、図１に示す回路に
おいては、図４（ａ）に示すようにして、期間ＴONにお
ける一次側並列共振電圧Ｖ1のパルスは消滅しており、
これと共にスイッチング出力電流Ｉ1の波形も、パルス
が現れない正常なものとなっている。つまり、本実施の
形態では重負荷で低交流入力電圧の条件下であっても、
ＺＶＳ動作が正常に行われていることが示されているも
のである。

【００７１】ここで、図１に示す電源回路における要部
のスペックについて示しておく。先ず、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴについては、ＥＥ−４０のコアを採用し
たうえで、ギャップ長Ｇａｐ＝０とされ、一次巻線Ｎ
1、二次巻線Ｎ2、三次巻線Ｎ３のターン数としてはＮ1
＝５０Ｔ、Ｎ2＝４２Ｔ、Ｎ３＝１５Ｔとしている。ま
た、一次側並列共振コンデンサＣｒ１＝５６００ｐＦ、
二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦとなる。
そして上記の回路構成において説明したように、低圧直
流出力電圧Ｅ01＝１３５Ｖ、Ｅ02＝１５Ｖ、Ｅ03＝２０
０Ｖとし、低圧直流出力電圧Ｅ01の定電圧化のためには
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数と導通角の
複合制御を行っている。さらに、高圧直流出力電圧ＥHV
＝３１ＫＶ、高圧直流出力電流ＩHV＝３．２２６ｍＡ〜
０ｍＡとされ、その定電圧化のために、直交形制御トラ
ンスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを
可変制御して、直列共振コンデンサＣ３の静電容量と、
一次側巻線Ｎ4及び制御巻線ＮRのインダクタンスによる
直列共振周波数を制御するようにしている。

【００７２】なお、先に図６に示した電源回路において
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてＥＥ−４０の
コアを同様に採用し、Ｇａｐ＝１ｍｍとされる。また、
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ、二次巻線Ｎ2＝４２Ｔ、三次巻線
Ｎ３＝１５Ｔ、一次側並列共振コンデンサＣｒ１＝６８
００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μ
Ｆとなる。

【００７３】なお、いずれの場合も、高圧発生トランス
ＨＶＴの一次巻線Ｎ４は３０〜５０Ｔ（ターン）、昇圧
巻線ＮHV1〜ＮHV5はそれぞれ４６０Ｔ程度とされて、５
層の層間フィルム捲きで２３００Ｔ程度とされる。

【００７４】そして、図１に示す電源回路のＡＣ／ＤＣ
電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（高圧負荷電
力ＰHV＝１００Ｗ）の負荷条件で、９０．０％という結
果が得られた。これに対して図６に示す回路では８８．
２％であった。つまり、先行技術と比較して１．８％の
電力変換効率の向上が図られているものである。これに
より入力電力が４．６Ｗ低減できた。

【００７５】また、図１に示す回路の絶縁コンバータト
ランスＰＩＴにおける温度上昇値としては、図６に示す
回路に対して、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2ともに、５°
Ｃ程度の大幅な低下が見られている。

【００７６】図５は、本発明の第２の実施の形態とされ
る電源回路の構成を示した図である。なお、図１に示す
電源回路と同一部分には同一符号を付して説明は省略す
る。この図５に示す電源回路は、一次側に備えられる電
圧共振形コンバータが他励式の構成を採っており、例え
ば１石のＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ３が
備えられる。なお、このように他励式の構成を採る場
合、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング素子Ｑ
３としてはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジス
タ）や、ＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）等が採用されて
構わない。

【００７７】スイッチング素子Ｑ3のドレインは、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1を介して平
滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次側ア
ースに接続される。また、ここでは、一次側並列共振コ
ンデンサＣｒ１はドレイン−ソース間に対して並列に接
続される。更に、ドレイン−ソース間に対しては、クラ
ンプダイオードＤD3が並列に接続されている。なお、起
動抵抗ＲSは、商用交流電源投入時において、整流平滑
ラインに得られる起動電流を一次側スイッチング駆動部
６に供給するために設けられる。

【００７８】本実施の形態としての一次側スイッチング
駆動部６は、図示するように、ドライブ回路７、発振回
路８を備えてなる。発振回路８は、フォトカプラＰＣを
介して制御回路１０から供給される制御信号に基づいた
所要の周波数の発振信号をドライブ回路７に対して出力
する。ドライブ回路７では、発振回路８から入力された
信号を電圧信号に変換してＭＯＳ−ＦＥＴであるスイッ
チング素子Ｑ3を駆動するためのスイッチング駆動信号
を生成し、スイッチング素子Ｑ3のゲート端子に印加す
る。このスイッチング駆動信号に応じて、スイッチング
素子Ｑ3はスイッチング動作を行うことになる。なお、
一次側スイッチング駆動部６としては、１つのＩＣとし
て構成されるものとされる。

【００７９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１の
例と同様に図２で説明した構造をとり、また一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2が加極性となるようにされている。この
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、上記図１
に示した電源回路と同様に、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3
が巻装され、二次巻線Ｎ2に接続されている整流ダイオ
ードＤO1と平滑コンデンサＣO3とからなる半波整流回路
によって低圧直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。
また、三次巻線Ｎ3に接続されている整流ダイオードＤO
3と平滑コンデンサＣO3から成る半波整流回路によって
低圧直流出力電圧ＥO3を得るようにしている。

【００８０】また、この電源回路においては、二次側に
アクティブクランプ回路３が備えられる。即ち二次側ア
クティブクランプ回路３として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助
スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣCL，ボデ
ィダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。ま
た、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回
路系として、ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗
Ｒｇを備えて成る。

【００８１】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。その接続形態としては、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続されるようになっている。また、補
助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデン
サＣCLを介して、二次巻線Ｎ2と整流ダイオードＤO1の
アノードとの接続点に対して接続される。また、補助ス
イッチング素子Ｑ2のソースは二次側アースに対して接
続される。従って、アクティブクランプ回路３として
は、上記補助スイッチング素子Ｑ２、クランプダイオー
ドＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ
CLを直列に接続して成るものとされる。そして、このよ
うにして形成される回路を、二次巻線Ｎ２と並列共振コ
ンデンサＣ２から成る二次側電圧共振回路に対して、更
に並列に接続して構成されるものである。

【００８２】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−ド
ライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列
接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆
動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号
電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッ
チング動作が行われる。この場合のドライブ巻線Ｎｇ
は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に形成されており、こ
の場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としてい
る。これにより、ドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1
に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。
また、この場合には、その巻方向の関係から、二次巻線
Ｎ2とドライブ巻線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。
なお、ドライブ巻線Ｎｇとしては、そのターン数は１Ｔ
であればその動作は保証されるが、これに限定されるも
のではない。

【００８３】また制御回路９によって、補助スイッチン
グ素子Ｑ２のスイッチング動作がＰＷＭ制御されるよう
になっている。この場合、低圧直流出力電圧ＥO1が制御
回路９に対して分岐して入力され、この制御回路９から
出力される制御電圧が、アクティブクランプ回路３の補
助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して入力されてい
る。即ち、この場合は、低圧直流出力電圧レベルＥO1の
変化に応じて、アクティブクランプ回路３の補助スイッ
チング素子Ｑ2の導通角制御を行うことで、低圧直流出
力電圧ＥO1の定電圧化を図るものとされる。

【００８４】また、この場合も絶縁コンバータトランス
ＰＩＴ二次側に設けられている三次巻線Ｎ3の出力が直
列共振コンデンサＣ3を介して高圧発生回路５の高圧発
生トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に入力されるため、
この直列共振回路の直列共振動作によって、高圧発生ト
ランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4を流れる電流及び一次巻線
Ｎ4の両端電圧が共に略正弦波状の共振波形とされる。

【００８５】一点鎖線で囲った部分により高圧発生回路
５が形成される。即ち高圧発生回路は高圧発生トランス
ＨＶＴと、マルチプライヤー整流方式による高圧整流回
路によって構成され、高圧発生トランスＨＶＴの二次側
には、例えば１組の昇圧巻線ＮHV1がスリット巻き、或
いは層間巻きによって分割されて巻装されている。そし
て高圧発生トランスＨＶＴの二次側には、昇圧巻線ＮHV
1と一次側巻線Ｎ4との巻線比（ＮHV1／Ｎ4）によって昇
圧した昇圧電圧が得られることになる。

【００８６】昇圧巻線ＮHV1の巻終端部は、例えばフイ
ルムコンデンサ或いはセラミックコンデンサからなる高
圧コンデンサＣHV1を介して、高圧整流ダイオードＤHV1
のアノードと整流ダイオードＤHV2のカソードの接続点
に対して接続されると共に、高圧コンデンサＣHV2の直
列接続を介して高圧整流ダイオードＤHV3のアノードと
高圧整流ダイオードＤHV4のカソードの接続点に対して
接続される。一方、昇圧巻線ＮHV1の巻始端部は、平滑
コンデンサＣOHV1の負極と平滑コンデンサＣOHV2の正極
の接続点に対して接続される。また、この平滑コンデン
サＣOHV1の負極と平滑コンデンサＣOHV2の正極の接続点
に対しては、高圧整流ダイオードＤHV2のアノードと高
圧整流ダイオードＤHV3のカソードが接続される。平滑
コンデンサＣOHV1と平滑コンデンサＣOHV2は、平滑コン
デンサＣOHV1の負極と平滑コンデンサＣOHV2の正極と接
続して直列接続したうえで、平滑コンデンサＣOHV1の正
極を高圧整流ダイオードＤHV1のカソードに接続し、平
滑コンデンサＣOHV2の負極を二次側アースに対して接続
するように設けられる。

【００８７】このような接続形態では、結果的には、
［高圧コンデンサＣHV1 、高圧整流ダイオードＤHV1，
ＤHV2、平滑コンデンサＣOHV1］の組から成る第１の倍
電圧整流回路と、［高圧コンデンサＣHV2 、整流ダイオ
ードＤHV3，ＤHV4、平滑コンデンサＣOHV2］の組から成
る第２の倍電圧整流回路とが形成され、これら第１及び
第２の倍電圧整流回路の出力（平滑コンデンサＣOHV1，
ＣOHV2）が直列に接続されて設けられることになる。そ
して、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせ
た整流回路全体としては、直列接続された平滑コンデン
サＣOHV1−平滑コンデンサＣOHV2の両端には、昇圧巻線
ＮHV1に得られた交番電圧の４倍に対応する出力電圧が
得られる。つまり、この第１及び第２の倍電圧整流回路
を組み合わせた整流回路全体としては４倍電圧全波整流
回路を形成する。

【００８８】このような４倍電圧全波整流回路の動作と
しては、高圧発生トランスＨＶＴの一次側のスイッチン
グ動作により一次巻線Ｎ4にスイッチング出力が得られ
ると、このスイッチング出力は昇圧巻線ＮHV1に励起さ
れる。４倍電圧整流回路は、この昇圧巻線ＮHV1に得ら
れた交番電圧を入力して整流動作を行うが、このときの
［高圧コンデンサＣHV1、高圧整流ダイオードＤHV1，Ｄ
HV2、平滑コンデンサＣOHV1］から成る第１の倍電圧整
流回路の動作を以下に記す。先ず、整流ダイオードＤHV
1がオフとなり、整流ダイオードＤHV2がオンとなる期間
においては、高圧整流ダイオードＤHV2により整流した
整流電流を直列共振コンデンサＣHV1に対して充電する
動作が得られる。そして、整流ダイオードＤHV2がオフ
となり、整流ダイオードＤHV1がオンとなって整流動作
を行う期間においては、昇圧巻線ＮHV1に誘起された電
圧に高圧コンデンサＣHV1の電位が加わるという動作が
得られ、平滑コンデンサＣOHV1の両端には、昇圧巻線Ｎ
HV1の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流平
滑電圧）が得られる。また、［高圧コンデンサＣHV2、
高圧整流ダイオードＤHV3，ＤHV4、平滑コンデンサＣOH
V2］の組とから成る第２の倍電圧整流回路においても同
様の動作によって、平滑コンデンサＣOHV2の両端には、
昇圧巻線ＮHV1の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電
圧が得られることになる。

【００８９】そして、上記のようにして第１，第２の倍
電圧整流回路の各々によって倍電圧整流動作が行われる
結果、直列接続された平滑コンデンサＣOHV1−平滑コン
デンサＣOHV2の両端には、昇圧巻線ＮHV1に誘起される
誘起電圧のほぼ４倍に対応する高圧直流出力電圧ＥHVが
得られ、この平滑コンデンサＣOHV1−ＣOHV2の両端に得
られる高圧直流出力電圧ＥHVが、ＣＲＴのアノード電圧
として利用されるものとされる。

【００９０】また、平滑コンデンサＣOHV2には、抵抗Ｒ
1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続されており、
これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した電圧が制御回路１０
に入力される。制御回路１０は例えば誤差増幅器等によ
って構成され、抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2によって分圧された電
圧、即ち高圧直流出力電圧ＥHVのレベル変化に応じた制
御信号をフォトカプラＰＣを介することで一次側と二次
側を直流的に絶縁した状態で、一次側のスイッチング駆
動部６内の発振回路８に対して供給するようになってい
る。これにより高圧直流出力電圧ＥHVの電圧レベルに応
じて、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数と、
スイッチング素子Ｑ1の導通角を同時に制御する複合制
御方式によって高圧直流出力電圧ＥHVの定電圧化を図る
ように構成される。

【００９１】この場合も、先に説明した図１の電源回路
と同様の効果が得られる。また、昇圧トランスＨＶＴの
二次側に１組の昇圧巻線ＮHV1を巻装するだけで良いた
め、図１に示した電源回路に比べて昇圧トランスＨＶＴ
の小型化を図ることができるという利点もある。

【００９２】以上実施の形態について説明してきたが、
本発明の電源回路としては各図に示したもの以外に各種
考えられるものである。例えば交流入力電圧に対する１
倍全波整流回路を示したが、これを倍電圧整流回路とし
てもよい。また高圧発生回路の構成も各種多様に考えら
れる。

【００９３】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振
形とされたスイッチング電源回路の絶縁コンバータトラ
ンスについて、一次側巻線と二次側巻線とについていわ
ゆる逆転巻きとしたうえで、一次側巻線と二次側巻線を
加極性接続するようにしている。この構造では、一次磁
束と二次磁束は打ち消し合うように作用することになる
ため、本発明としては、絶縁コンバータトランスのコア
に対して飽和を抑制するためのギャップは施さなくても
よいことになる。上記のようにして絶縁コンバータトラ
ンスのコアに対してギャップを施さなくて済むことで、
本発明にあっては、絶縁コンバータトランスの製造にあ
たり、ギャップを形成するための工程が省略され、ま
た、製造管理も行いやすくなる。即ち、絶縁コンバータ
トランスを備える電源回路の製造能率が向上されるもの
である。

【００９４】また、ギャップが施されないことで、この
ギャップ近傍におけるフリンジ磁束の発生も解消され
て、一次巻線及び二次巻線における大幅な発熱の抑制と
電力損失の低減が図られる。また、特に本発明における
絶縁コンバータトランスの構造によっては、一次巻線及
び二次巻線に流れる電流量をこれまでよりも少なくする
ことができるために、これによっても上記した発熱の抑
制と電力損失の低減をより促進することが可能になる。

【００９５】更に、本発明における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの構造では、漏洩インダクタンスも減少され
ることから、例えば負荷で低交流入力電圧の条件におい
てもＺＶＳ動作が保証され、電源回路としての信頼性が
向上される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図２】実施の形態のスイッチング電源回路に備えられ
る絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図である。

【図３】実施の形態のスイッチング電源回路における要
部の動作を示す波形図である。

【図４】実施の形態と先行技術のスイッチング電源回路
とについてのＺＶＳ動作を比較するための波形図であ
る。

【図５】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図６】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図７】先行技術のスイッチング電源回路に備えられる
絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図である。

【図８】絶縁コンバータトランスにおける、相互インダ
クタンスが加極性モードと減極性モードの場合の各動作
を示す等価回路図である。

【符号の説明】

１，２，９，１０ 制御回路、８ 発振回路、７ ドラ
イブ回路、Ｑ1 スイッチング素子、Ｃｒ１ 一次側並
列共振コンデンサ、Ｃ２ 二次側並列共振コンデンサ、
Ｃ３ 二次側直列共振コンデンサ、ＰＩＴ 絶縁コンバ
ータトランス、ＨＶＴ 高圧発生トランス、Ｎ１ 一次
巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ３ 三次巻線、Ｎ４ 一次巻
線、ＮHV 昇圧巻線、ＤHV 高圧整流ダイオード、ＣOH
V 平滑コンデンサ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流入力電圧を断続して出力するための
   スイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段
   と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とで疎結合とされる所要の結合係数が得
   られる構造を有し、一次側に得られる上記スイッチング
   手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランス
   と、 上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して二次
   側並列共振コンデンサを接続することで形成される二次
   側電圧共振回路と、 上記二次側電圧共振回路を含んで形成され、上記二次側
   巻線から得られる交番電圧について整流動作を行うこと
   で、低圧直流出力電圧を得るように構成された低圧直流
   出力電圧生成手段と、 二次側電流共振回路を形成するために直列接続された二
   次側直列共振コンデンサを介して、上記絶縁コンバータ
   トランスの二次側巻線と並列接続された一次側巻線を備
   え、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線から得ら
   れる電圧を、一次側から二次側に伝送することで、二次
   側から上記電圧を昇圧した高圧電圧を得るようにされた
   高圧発生トランスと、 上記高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧につ
   いて整流動作を行うことで、高圧直流出力電圧を得るよ
   うに構成された高圧直流出力電圧生成手段と、 上記低圧直流出力電圧生成手段からの低圧直流出力電圧
   を定電圧化する第１の定電圧化手段と、 上記高圧直流出力電圧生成手段からの高圧直流出力電圧
   を定電圧化する第２の定電圧化手段と、 を備え、 上記絶縁コンバータトランスは、飽和を抑制するための
   ギャップが施されていないコアを備えると共に、上記一
   次巻線と上記二次巻線は互いに逆となる巻方向によって
   上記コアに対して巻回され、上記一次巻線と上記二次巻
   線とについては加極性接続される、 ことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記第１の定電圧化手段は、上記低圧直
   流出力電圧に基づく制御信号に基づいて上記スイッチン
   グ素子のスイッチング周波数及び導通角の制御を行なう
   ことで、上記低圧直流出力電圧を定電圧化することを特
   徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記二次側電流共振回路を形成する上記
   高圧発生トランスの一次側巻線に対して直列に接続され
   る被制御巻線と、該被制御巻線のインダクタンスを制御
   する制御巻線とからなる制御トランスを備え、 上記第２の定電圧化手段は、上記高圧直流出力電圧に基
   づく制御信号に基づいて上記被制御巻線のインダクタン
   スを可変制御することで、上記高圧直流出力電圧を定電
   圧化することを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
   グ電源回路。
4. 【請求項４】 少なくともクランプコンデンサと補助ス
   イッチング素子との直列接続回路からなり、該直列接続
   回路を上記二次側並列共振コンデンサに対して並列に接
   続されるアクティブクランプ手段を備え、 上記第１の定電圧化手段は、上記低圧直流出力電圧に基
   づく制御信号に基づいて、上記補助スイッチング素子の
   導通角を制御することで、上記低圧直流出力電圧を定電
   圧化することを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
   グ電源回路。
5. 【請求項５】 上記第２の定電圧化手段は、上記高圧直
   流出力電圧に基づく制御信号に基づいて上記スイッチン
   グ素子のスイッチング周波数及び導通角の制御を行なう
   ことで、上記高圧直流出力電圧を定電圧化することを特
   徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。