JP4314703B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図４の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路の一例を示している。この電源回路は、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備えて構成される。
【０００４】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。また、この整流平滑回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平滑コンデンサＣｉに流入する突入電流を抑制するようにしている。
【０００５】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地される。
【０００７】
また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖｃｐは、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００８】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【０００９】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１２に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。
ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００１１】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、図４に示すようにスイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端側は共振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１３】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１４】
上記ようにして形成される電源回路の二次側に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1から成る整流平滑回路を備えることで二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。つまり、この構成では二次側においてブリッジ整流回路ＤBRによって全波整流動作を得ている。この場合、ブリッジ整流回路ＤBRは二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力することで、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧とほぼ等倍レベルに対応する直流出力電圧ＥO1を生成する。なお、この直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入力される。
制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧及び制御回路１の動作電源として利用する。
【００１５】
また、上記図４に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側としては、本出願人の提案に基づき図５に示すような回路構成も採用することができる。
この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2が接続される。そして、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップを設けたうえで、整流ダイオードＤO1，ＤO2及び平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで全波整流回路を構成し、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する直流出力電圧ＥO1を生成するようにしている。
【００１６】
ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO（ＤO1，ＤO2）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図１３（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１３（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。
これを、図４及び図５に示す二次側の動作に対応させてみると、例えば図４に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときにブリッジ整流回路ＤBRに整流電流Ｉ3が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方式）と見ることができ、また逆に二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性のときにブリッジ整流ダイオードＤBRに整流電流Ｉ4が流れる動作は−Ｍの動作モード（フライバック方式）であると見ることができる。
また例えば図５に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1に整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方式）と見ることができ、逆に、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO2に流れる整流電流は−Ｍの動作モード（フライバック方式）であると見ることができる。即ち、この図４及び図５に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモードで動作することになる。
【００１７】
このような構成では、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路の作用によって増加された電力が負荷側に供給され、それだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。
これは、先に図１２にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるものである。例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設けられない場合には、フライバック動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。
【００１８】
制御回路１では、二次側の直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００１９】
図４に示した電源回路においては、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御するように動作することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現している。なお、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。
【００２０】
ここで、例えば入力される交流入力電圧ＶACの変動が８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏが２００Ｗ〜０Ｗ（無負荷）という入出力条件に対応する電源回路を、上記図４に示した直交形制御トランスＰＲＴによる自励発振形スイッチング周波数制御方式によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのフェライトコアＥＥ−３５、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻線数をそれぞれ４３Ｔ（ターン）、ギャップＧ＝１ｍｍ、一次側共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦとすると適正な動作となることが実験により確認されている。
【００２１】
図６は上記のように各構成部品の値が設定された図４に示す構成の電源回路において、入力交流電圧ＶACを１００Ｖとした時に得られる動作波形の一例を示した図である。
このような電源回路において、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB，ＣB）によりスイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、並列共振回路の作用によって、図６（ａ）に示すような一次側の並列共振電圧Ｖｃｐが得られる。この一次側並列共振電圧Ｖｃｐは、図示するようにスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応している。
【００２２】
そして、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にスイッチング出力が伝達される。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴが＋Ｍの動作モード（フォワード方式）になると、絶縁コンバータトランスＰＩＴはフォワードコンバータ動作となって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられているブリッジ整流回路ＤBRでは、図６（ｂ）に示すような波形の整流電流Ｉ3が流れる。また逆に、絶縁コンバータトランスＰＩＴが−Ｍの動作モード（フライバック方式）になると、絶縁コンバータトランスＰＩＴはフライバックコンバータ動作となって、図６（ｃ）に示すような波形の整流電流Ｉ4が流れることになる。
【００２３】
また図７は、上記のように各構成部品の値が設定された図４に示す構成の電源回路において、負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。なお、この場合も入力交流電圧ＶACは１００Ｖとする。
この図に示されているように、上記図４に示した電源回路では、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の定電圧制御として、負荷電力Ｐｏが上昇するにしたがって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数ｆｓがほぼ一定の傾きを持って低くなるように制御され、また同時にスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONもほぼ一定の傾きを持って長くなるように制御されている。なお、スイッチング素子Ｑ1がオフとされる期間ＴOFFは、ほぼ一定とされるので図示は省略する。つまり、上記図４に示した電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時にスイッチング素子Ｑ1のオン期間（導通角）を制御するという複合制御方式を採っている。
【００２４】
また、図８は先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできる先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示した図である。
なお、上記図４と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２５】
この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2の一端は、二次側アースに接続され、他端は直列共振コンデンサＣｓの直列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側アースに対して接続される。
【００２６】
このような接続形態では、［二次巻線Ｎ2、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧半波整流回路が設けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンス成分Ｌ2とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
また、一次側の並列共振回路（Ｎ1，Ｃｒ）の並列共振周波数をｆｏ１とし、上記二次側の直列共振回路の直列共振周波数をｆｏ２とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２となるように、二次側の直列共振コンデンサＣｓのキャパシタンスが選定される。つまり、この図に示す電源回路も、一次側にスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側に倍電圧半波整流動作を得るための直列共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバータとして構成されているものである。
【００２７】
上記［二次巻線Ｎ2、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO1］の組による倍電圧整流動作としては、一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にスイッチング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2に誘起される。倍電圧整流回路は、この二次巻線Ｎ2に得られた交番電圧を入力して整流動作を行う。
この場合、先ず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性が−Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓによる直列共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓに対して充電する動作が得られる。
そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓの電位が加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作となる。
上記のように、絶縁コンバータトランスＰＩＴが加極性モードと減極性モードを交互に繰り返すことで、平滑コンデンサＣO1には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍のレベルに対応した直流出力電圧（整流平滑電圧）が得られる。つまり、この図８に示す二次側においては、いわゆる倍電圧半波整流動作を行う倍電圧半波整流回路が設けられている。
【００２８】
ここで、例えば入力される交流入力電圧ＶACの変動を８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏを２００Ｗ〜０Ｗとした入出力条件に対応する電源回路を、図８に示した倍電圧半波整流回路を備えた電源回路によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻線数を３９Ｔ、二次巻線Ｎ2の巻線数を２３Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．１μＦとすると適正な動作条件となることが実験により確認されている。
【００２９】
図９は、図８に示したように二次側が構成され、各構成部品の値が適正に設定された電源回路の動作波形の一例を示した図である。なお、この場合の入力交流電圧ＶACは１００Ｖとされる。
このような回路においても、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB，ＣB）によりスイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、並列共振回路の作用によって、図９（ａ）に示すような一次側の並列共振電圧Ｖｃｐが得られる。この並列共振電圧Ｖｃｐは、図示するように、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応することになる。
また、整流ダイオードＤO1，ＤO2を流れる電流Ｉ3，Ｉ4は、図９（ｂ），図９（ｃ）に示すように、二次巻線Ｎ2を流れる直列共振電流が交互に連続して流れる波形となる。
【００３０】
また図１０は、図８に示した電源回路において、負荷を変動させた場合の定電圧制御特性を示した図である。なお、この場合の入力交流電圧ＶACは１００Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルは１３５Ｖとされる。
この図１０に示されているように、図８に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏが変動した場合でも、スイッチング周波数ｆｓは殆ど変化しておらず、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1を定電圧化するための定電圧制御は、スイッチング素子Ｑ1がオンとされる期間ＴONと、オフとされる期間ＴOFFを制御することにより実現されている。即ち、図８に示した電源回路は、スイッチング周波数ｆｓの可変制御は行われておらず、先に説明したような複合制御方式を採っていないものとなっている。
【００３１】
また、上記図８に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側としては、本出願人からの提案に基づき図１１に示すような回路構成とすることもできる。
この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2の一端は、直列共振コンデンサＣｓ1の直列接続を介して、整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続されると共に、直列共振コンデンサＣｓ2の直列接続を介して整流ダイオードＤO3のアノードと整流ダイオードＤO4のカソードの接続点に対して接続される。
一方、二次巻線Ｎ2の他端は、平滑コンデンサＣO10の負極と平滑コンデンサＣO11の正極の接続点に対して接続される。また、この平滑コンデンサＣO10の負極と平滑コンデンサＣO11の正極の接続点に対しては、整流ダイオードＤO2のアノードと整流ダイオードＤO3のカソードが接続される。
平滑コンデンサＣO10と平滑コンデンサＣO11は、平滑コンデンサＣO10の負極と平滑コンデンサＣO11の正極と接続して直列接続したうえで、平滑コンデンサＣO10の正極を整流ダイオードＤO1のカソードに接続し、平滑コンデンサとＣO11の負極を二次側アースに対して接続するように設けられる。
【００３２】
このような接続形態では、結果的には、［直列共振コンデンサＣｓ1、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO10］の組から成る第１の倍電圧整流回路と、［直列共振コンデンサＣｓ2、整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO11］の組から成る第２の倍電圧整流回路とが形成され、これら第１及び第２の倍電圧整流回路の出力（平滑コンデンサＣO10，ＣO11）が直列に接続されて設けられることになる。そして、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせた整流回路全体としては、直列接続された平滑コンデンサＣO10−平滑コンデンサＣO11の両端には、二次巻線Ｎ2に得られた交番電圧の４倍に対応する二次側出力電圧が得られる。つまり、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせた整流回路全体としては、４倍電圧全波整流回路を形成する。なお、この４倍電圧全波整流回路の整流動作については後述する。
【００３３】
直列共振コンデンサＣｓ1は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンス成分Ｌ2とによって、第１の倍電圧整流回路における整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
同様に、直列共振コンデンサＣｓ2は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンス成分Ｌ2によって、第２の倍電圧整流回路における整流ダイオードＤO3，ＤO4のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
【００３４】
また、これら直列共振回路の共振周波数としては、一次側の並列共振回路（Ｎ1，Ｃｒ）の並列共振周波数をｆｏ１とし、二次側の直列共振回路（Ｎ2，Ｃｓ1）の直列共振周波数をｆｏ２、同じ二次側の直列共振回路（Ｎ2，Ｃｓ2）の直列共振周波数をｆｏ３とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２≒ｆｏ３となるように、二次側の直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2のキャパシタンスが選定される。
【００３５】
続いて、先に述べた４倍電圧全波整流回路の動作について説明する。
一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にスイッチング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2に誘起される。４倍電圧整流回路は、この二次巻線Ｎ2に得られた交番電圧を入力して整流動作を行うが、このときの［直列共振コンデンサＣｓ1、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO10］から成る第１の倍電圧整流回路の動作を以下に記す。
先ず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性が−Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓ1による直列共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓ1に対して充電する動作が得られる。
そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1の電位が加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣO10に対して充電が行われる動作となる。
【００３６】
上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利用して整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣO10においては、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流平滑電圧）が得られる。
また、［直列共振コンデンサＣｓ2、整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO11］の組とから成る第２の倍電圧整流回路においても同様の動作によって、平滑コンデンサＣO11の両端には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧が得られることになる。
【００３７】
そして、上記のようにして第１，第２の倍電圧整流回路の各々によって倍電圧整流動作が行われる結果、直列接続された平滑コンデンサＣO10−平滑コンデンサＣO11の両端には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。
【００３８】
ここで、例えば入力される交流入力電圧ＶACの変動を８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏを２００Ｗ〜０Ｗという入出力条件に対応する電源回路を、図１１に示した４倍電圧全波整流回路を備えた電源回路によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1＝４６Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１４Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝３９００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2＝０．１μＦとすると適正な動作が得られることが実験により確認されている。
【００３９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図４に示した電源回路では、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している整流ダイオードがターンオンした際に、ブリッジ整流回路ＤBRの整流ダイオードを流れる電流Ｉ3，Ｉ4には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンス成分Ｌ2と、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している各整流ダイオードの接合静電容量（数ｐＦ）によって、図６（ｂ），図６（ｃ）に示すような高周波のリンギング電流（振動電流）が重畳される。
このような高周波の振動電流は、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流ダイオードから電源ノイズ（ＥＭＩ；Electromagnetic Interference）として輻射されることになる。このため、図４に示した電源回路を実際に構成する場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にフェライトビーズインダクタやセラミックコンデンサを追加するなどして、ＥＭＩ対策を施さなければならず部品点数が増加する。
【００４０】
また、図４に示した電源回路では、二次側においてブリッジ整流回路ＤBRを備えることにより二次側直流出力電圧を得るようにしている。つまり、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧のほぼ等倍のレベルに対応する直流出力電圧ＥO1を生成するものである。従って、この場合には、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の巻線数がほぼ同じ巻線数（例えば４３Ｔ）であることが必要になる。
このため、例えば二次巻線Ｎ2の巻数が相応なものとなり、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2としてのリッツ線が巻回される絶縁コンバータトランスＰＩＴの分割ボビンＢ（図１２参照）を小型化することが困難とされ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型、軽量化を図ることができなかった。
【００４１】
これに対して、図８に示した倍電圧整流方式の電源回路では、二次側に設けられている整流ダイオードＤO1，ＤO2を流れる共振電流Ｉ3，Ｉ4には、図９（ｂ），図９（ｃ）に示すように整流ダイオードＤO1，ＤO2のターンオン時において高周波のリンギングノイズは重畳されない。
また、図８に示した電源回路では、二次側の構成として倍電圧方式の整流回路が設けられている。このため、図４に示した電源回路と同等レベルの二次側出力を得ようとすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される巻線の巻線数について、特に二次巻線の巻数を少なくすることができ、これにより絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化、軽量化を図ることが可能となる。
図８に示した電源回路の実際としては、例えば一次巻線Ｎ1の巻線数を３９Ｔ、二次巻線Ｎ2の巻線数を２３Ｔとすることで所望の動作が得られることが確認されている。
【００４２】
また同様に、図１１に示した４倍電圧全波整流方式の電源回路においても、その動作波形は図示していないが二次側に設けられている整流ダイオードを流れる共振電流には高周波のリンギングノイズが重畳されないものとなる。
また、この電源回路では、二次側の構成が４倍電圧方式の整流回路とされていることから、上記同様、図４に示した電源回路と同等レベルの二次側出力を得ようとすれば、例えば二次巻線Ｎ2の巻数をより少なくすることが可能となる。
図１１に示した電源回路の実際としては、例えば一次巻線Ｎ1の巻線数が４６Ｔ、二次巻線Ｎ2の巻線数が１４Ｔとなる。
【００４３】
しかしながら、上記図８に示した電源回路は、図１０の定電圧制御特性図に示されているように、負荷電力が例えば５０Ｗ〜１２０Ｗの範囲という中間負荷状態となる領域においてスイッチング素子Ｑ1が異常動作となる。
また図１１に示した電源回路においても、その定電圧制御特性は図示していないが、例えば負荷電力が中間負荷状態となる領域においてスイッチング素子Ｑ1が異常動作となることが分かっている。
【００４４】
つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に直列共振コンデンサＣｓが設けられている図８に示した倍電圧整流方式の電源回路、図１１に示した４倍電圧整流方式の電源回路においては、二次側の整流ダイオードＤOを流れる共振電流に高周波のリンギングノイズが重畳されることなく、また絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化を図ることができるものの、この場合は負荷電力が中間負荷状態となる領域において、スイッチング素子Ｑ1が異常動作となる欠点があった。
【００４５】
このような負荷電力が中間負荷状態となる領域において発生するスイッチング素子Ｑ1の異常動作は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作が、いわゆる共振形の基本動作であるＺＶＳ（Zero Voltage Switching）動作から外れることによって発生するものとされる。
そして、このような異常動作が発生した場合は、スイッチング素子Ｑ1における電力損失が増加し、スイッチング素子Ｑ1の発熱を抑えるための放熱板を拡大する必要が生じることになる。
【００４６】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、二次側に設けられる整流ダイオードを流れる二次側共振電流に高周波のリンギング電流が重畳されることなく、また中間負荷状態においてもスイッチング素子の動作がＺＶＳ動作となるようにする。そしてさらに絶縁コンバータトランスの小型化を図ることができるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【００４７】
このため、本発明のスイッチング電源回路としては、スイッチング素子を備え、入力された直流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、スイッチング手段の動作を電圧共振形とするようにして挿入される一次側電圧共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで形成される二次側直列共振回路とが、組み合わされて成る二次側共振回路とを備える。そして、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、交番電圧レベルの３ｎ倍（但し、ｎは１以上の自然数）に対応するレベルの二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備えて構成することとした。
【００４８】
上記構成によれば、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振回路と二次側並列共振回路が組み合わされて成る二次側共振回路を設けることで、二次側並列共振回路の共振動作によって、絶縁コンバータトランスの二次巻線Ｎ2を流れる二次側共振電流をほぼ正弦波状とすることができる。これにより、二次側に設けられる整流ダイオードを流れる共振電流の導通角がほぼ等しくなるため、整流ダイオードを流れる共振電流には、高周波のリンギング電流が重畳されなくなる。
また、二次側直流出力電圧の定電圧制御としては、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れるスイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるため、負荷が変動した場合でもスイッチング素子がオフとなる期間の拡大を抑えることができ、中間負荷状態においてもスイッチング素子をＺＶＳ動作とすることが可能になる。
【００４９】
【発明の実施の形態】
図１の回路図は、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図である。この図に示す電源回路は、これまで説明してきた電源回路と同様に、１石のスイッチング素子（バイポーラトランジスタ）によって構成した、自励式の電圧共振形スイッチングコンバータが備えられている。なお、この図において図４及び図８と同一部分には同一符号を付して、一次側の構成については説明を省略する。
【００５０】
図１に示す電源回路の二次側においては、先ず、二次巻線Ｎ2に対して並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されていることで、並列共振回路を形成している。
そして、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は整流ダイオードＤO1と整流ダイオードＤO3の直列接続回路を介して平滑コンデンサＣO1の正極に対して接続される。この場合、整流ダイオードＤO1のカソードと整流ダイオードＤO3のアノードが接続され、整流ダイオードＤO1のアノードが二次巻線Ｎ2の巻始め端部に接続され、整流ダイオードＤO3のカソードが平滑コンデンサＣO1の正極側に接続される。
また、直列共振コンデンサＣｓ1が、整流ダイオードＤO1のカソードと整流ダイオードＤO3のアノードとの接続点と、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部との間に対して接続される。
また、整流ダイオードＤO2のアノードが二次側アースを介して平滑コンデンサＣO1の負極端子と接続され、カソードは二次巻線Ｎ2の巻終わり端部に対して接続される。そして、二次側直列共振コンデンサＣｓ2は、その一端が二次巻線Ｎ2の巻始め端部と接続され、他端は、整流ダイオードＤO2を介するようにして、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部と接続される。
【００５１】
このような接続形態では、結果的には、［二次巻線Ｎ2、直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3、平滑コンデンサＣO1］の組から成る３倍電圧半波整流回路が構成されることになる。
【００５２】
３倍電圧半波整流回路の整流動作としては、先ず、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性が＋Ｍとなる加極性モードの期間では、整流ダイオードＤO1，ＤO2がオンになる。このときには、二次巻線Ｎ2→整流ダイオードＤO1→二次側直列共振コンデンサＣｓ1という経路と、二次巻線Ｎ2→二次側直列共振コンデンサＣｓ2→整流ダイオードＤO2という経路で整流電流が流れることになる。
これにより、二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣｓ1による直列共振作用、及び二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣｓ2による直列共振作用との２つの直列共振作用を伴って、二次側直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2には整流電流が充電される。この充電動作によって、二次側直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2の各々には、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧レベルのほぼ等倍に対応した両端電圧が発生する。
【００５３】
次に、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性が−Ｍとなる減極性モードの期間では、整流ダイオードＤO1，ＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO3がオンとなる。そして、二次巻線Ｎ2→二次側直列共振コンデンサＣｓ1→整流ダイオードＤO3→平滑コンデンサＣO1→二次側直列共振コンデンサＣｓ2という経路で整流電流が流れる。
このときには、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧に、二次側直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2の両端電圧が加わった状態で平滑コンデンサＣO1に対する充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣO1には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ３倍のレベルに対応した両端電圧が発生する。
【００５４】
従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴが上記のような加極性モードと減極性モードを交互に繰り返すことで、平滑コンデンサＣO1には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ３倍のレベルに対応した直流出力電圧（整流平滑電圧）ＥO1が得られることになる。
【００５５】
また、本実施の形態の電源回路の二次側では、上記した構成からも分かるように、二次側直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2を備えて３倍電圧整流回路が形成されている。これらの二次側直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2は、上述したように、自身のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスＬ2とにより直列共振回路を形成しており、整流動作時には、直列共振動作（電流共振動作）を行うものとされる。
さらに、二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2が接続されていることで、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスＬ2とによって並列共振回路を形成して、やはり整流動作時には、並列共振動作（電圧共振動作）が得られるようになっている。
つまり、本実施の形態の電源回路の二次側では、二次巻線Ｎ2を共通なインダクタンスとして備える電圧共振回路と電流共振回路とが複合的に組み合わされた構成を採るものである。
なお、本明細書では、このようにして二次側において電圧共振回路と電流共振回路とを組み合わせた構成について、「二次側電圧・電流共振回路」ともいうこととする。
【００５６】
図２は上記したような本実施の形態の電源回路の各部の動作波形の一例を示した図である。
このような本実施の形態の電源回路は、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB，ＣB）によりスイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、並列共振回路の作用によって、図２（ａ）に示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐが得られる。この並列共振電圧Ｖｃｐは、図示するようにスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形が得られる。またスイッチング素子Ｑ1のコレクタには図２（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流Ｉｃｐが流れることになる。
【００５７】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2を流れる二次側共振電流Ｉ2の波形としては、先に説明したように、二次側直列共振コンデンサＣｓと二次側並列共振コンデンサＣ2が組み合わせて接続されていることで、これら二次側並列共振コンデンサＣ2及び二次側直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスＬ2による二次側電圧・電流共振回路の共振動作によって、図２（ｃ）に示すように、ほぼ正弦波状となっている。
この場合、整流ダイオードＤO3，ＤO4を流れる共振電流Ｉ3，Ｉ4の導通角はほぼ等しいものとなり、共振電流Ｉ3，Ｉ4の波形としては、図２（ｄ），図２（ｅ）に示すようになる。
【００５８】
また図３は、図１に示した本実施の形態の電源回路において、負荷を変動させた場合の定電圧制御特性を示した図である。なお、この場合も入力交流電圧ＶACは１００Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO1は１３５Ｖとする。
この図３に示されているように、本実施の形態の電源回路では、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の定電圧制御として、負荷電力Ｐｏが上昇するにしたがって、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されていると共に、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは長くなるように制御されている。つまり、定電圧制御動作として複合制御方式となっていることがわかる。
従って、本実施の形態の電源回路においては、負荷の変動に伴うスイッチング素子Ｑ1のオフとなる期間ＴOFFの変化は、例えば図８に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ1のオフとなる期間ＴOFFの変化に比べて小さく、その変化量は僅かなものとなっている。
【００５９】
このような本実施の形態の電源回路にあっては、二次側に対して二次側電圧・電流共振回路を設けることで、図２（ａ），（ｂ）に示したように、中間負荷状態においても、スイッチング素子Ｑ1がオフとされる期間ＴOFFが殆ど拡大することがなく、期間ＴOFFにおいてスイッチング素子Ｑ1にコレクタ電流Ｉｃｐが流れることがない。これにより、中間負荷状態における異常動作が防止され、安定したＺＶＳ動作となる。つまり、本実施の形態の電源回路にあっては、対応可能な負荷範囲の全領域において安定したＺＶＳ動作が実現されるものである。
【００６０】
また、本実施の形態の電源回路にあっては、中間負荷状態における異常動作が防止されることで、異常動作により発生する電力損失も無くなるので、中間負荷状態における電力変換効率の向上を図ることができると共に、スイッチング素子Ｑ1の発熱も減少するため、スイッチング素子Ｑ1に取り付けられている放熱板を拡大する必要もなくなる。
【００６１】
また、図２（ｄ），図２（ｅ）に示したように、整流ダイオードＤO3，ＤO4を流れる共振電流Ｉ3，Ｉ4の導通角がほぼ等しいものとなるため、例えば図４に示した電源回路において、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流ダイオードがターンオンする際に発生していた高周波のリンギング電流が共振電流Ｉ3，Ｉ4に重畳されるということもない。
これにより、３倍電圧半波整流回路を構成している整流ダイオードＤO（ＤO1〜ＤO3）からＥＭＩが殆ど輻射されないので、例えば図４に示した電源回路では、ＥＭＩ対策として、実際に設ける必要があったフェライトビーズインダクタやセラミックコンデンサを削除することが可能とされ、その分、部品点数の削減を図ることができる。
【００６２】
また、本実施の形態の電源回路は、二次側に対して、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ３倍のレベルに対応した直流出力電圧を得る３倍電圧整流回路が設けられていることから、例えば図４に示した二次巻線Ｎ2の誘起電圧の等倍のレベルに対応した直流出力電圧が出力される電源回路に比べて、二次巻線Ｎ2の巻線数を少なくすることができ、その分、分割ボビンＢの小型、軽量化を図ることも可能になる。
【００６３】
ところで、上記した本実施の形態の電源回路において、対応可能な負荷範囲の全領域において安定したＺＶＳ動作が実現されるのは、二次側に二次側電圧・電流共振回路を設けた構成としたことに起因するものである。つまり、二次側直列共振回路を備える二次側の構成に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2と二次巻線Ｎ2の並列接続から成る二次側並列共振回路を設けたことによるものである。 ここで、本実施の形態とされる電源回路の二次側の構成の比較として、例えば図１に示した電源回路の二次側から二次側直列共振コンデンサＣ2を削除したとする。つまり、図１４に示すように二次側を構成するものである。
この回路構成の場合の動作波形を図１５に示す。この図に示す動作波形は中間負荷状態とされる条件で測定されたものである。
【００６４】
この場合も、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB，ＣB）によりスイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、図１５（ａ）に示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐが得られることになるが、スイッチング素子Ｑ1がオフとなっている期間ＴOFFが終了する直前の期間Ｔ1では、図１５（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ1のコレクタに対してコレクタ電流Ｉｃｐが短時間流れる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2を流れる二次側共振電流Ｉ2の波形としては、図１５（ｃ）に示すような波形となる。
【００６５】
従って、図１４に示した二次側構成では、図１５（ａ），図１５（ｂ）に示した動作波形から、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFが終了する直前の期間Ｔ1において、スイッチング素子Ｑ1が導通状態となっていることがわかる。つまり、図１４に示した二次側構成では、例えばスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に供給されている一次側共振電圧Ｖｃｐが０レベルになった時にスイッチング動作を行うというＺＶＳ動作から外れて、中間負荷状態においてスイッチング素子Ｑ1が異常動作となっている。
【００６６】
このような異常動作は、負荷電力Ｐｏの減少にともなってスイッチング素子Ｑ1のオフとなる期間ＴOFFが拡大することによって発生する。そして、このような異常動作が発生する期間Ｔ1においては、スイッチング素子Ｑ1が或る電圧レベルと電流レベルを持った状態でスイッチング動作が行われ、電力損失が発生することになる。従って、図１４に示したような二次側構成の電源回路と、図１に示した本実施の形態の電源回路とを比較した場合は、本実施の形態の電源回路のほうがスイッチング素子Ｑ1における電力損失が低減されることになる。
【００６７】
例えば図１４に示した二次側の構成を採る電源回路を実際に動作させる場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1＝４３Ｔ、二次巻線Ｎ2＝２３Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2＝０．１５μＦが選定される。
これに対して、図１に示した本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻線数、及び一次側共振コンデンサＣｒを同一とした場合に、二次巻線Ｎ2の巻線数を１８Ｔ、二次側直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2＝０．１８μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０３３μＦに選定することができる。
上記のようにして各部品を選定した場合は、結果的には、図１の回路の二次巻線Ｎ2は１８Ｔとされており、図１４に示した回路の二次巻線Ｎ2の巻線数２３Ｔよりも少なくなっている。従って、図１の回路では、図１４に示す回路よりも、絶縁コンバータトランスＰＩＴのサイズを小さくすることが可能である。
【００６８】
これまでの説明から分かるように、本実施の形態の電源回路にあっては、二次側の整流動作時においてリンギング電流が重畳されることがない。また中間負荷状態においてスイッチング動作がＺＶＳ動作から外れるという異常動作も無くなり、実用上の負荷変動範囲に渡って安定したＺＶＳ動作を得ることができる。そしてさらには、絶縁コンバータトランスＰＩＴを構成している分割ボビンＢの小型、軽量化を図ることも可能になるものである。
【００６９】
また、本実施の形態の電源回路は、スイッチング素子Ｑ1を複合制御方式によって制御することができるため、対応可能な最大負荷電力ＰｏMAXが２００Ｗから２３５Ｗまで拡大すると共に、制御可能な動作範囲の拡大も図ることが可能になる。
【００７０】
なお、本実施の形態においては、スイッチング電源回路の二次側に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に誘起される誘起電圧のほぼ３倍のレベルに対応した直流出力電圧ＥO1を出力する３倍電圧半波整流回路を設けた場合を例に挙げているが、このような構成の整流回路に限定されるものでなく、本発明としては、二次側電圧・電流共振回路を備えると共に、二次巻線Ｎ2に誘起される誘起電圧レベルの３ｎ倍（ｎは１以上の自然数とされる）に対応するレベルの二次側出力電圧ＥO1を得るように構成された整流回路が設けられればよいものである。
従って、例えば二次巻線Ｎ2に誘起される誘起電圧のほぼ６倍、９倍・・・（３ｎ）倍のレベルに対応する直流出力電圧ＥO1を生成する整流回路を設けるようにしても構わない。
【００７１】
また、本発明の電源回路としては、上記図１に示した構成以外にも、実際の使用条件に対応して適宜変更されて構わないものである。例えば上記各実施の形態としては、自励方式によるスイッチング駆動の構成が採られているが、他励式によってスイッチング素子を駆動する構成に対しても本発明の適用が可能である。また、スイッチング素子としても、バイポーラトランジスタやＭＯＳ−ＦＥＴの以外の他の部品素子（例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やＳＩＴ（静電誘導サイリスタ））等が採用されて構わないものである。
【００７２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して、二次側直列共振回路と二次側並列共振回路が組み合わされて成る二次側共振回路を形成するようにしている。
この場合、先ず、二次側並列共振回路の共振動作によって、絶縁コンバータトランスの二次巻線を流れる二次側共振電流は、ほぼ正弦波状となるため、直流出力電圧生成手段に設けられている整流ダイオードを流れる電流の導通角もほぼ等しくなる。これにより、整流ダイオードを流れる電流には高周波のリンギング電流が重畳されることなく、整流ダイオードから発生するＥＭＩを抑制することができる。よって、二次側に対してＥＭＩ対策のための部品を設ける必要がなく、その分、回路規模の小型化を図ることが可能になる。
【００７３】
また、二次側直流出力電圧の定電圧制御は、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れるスイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるため、負荷が変動した場合でもスイッチング素子がオフとなる期間の拡大を抑えることができ、よって中間負荷状態においてもスイッチング素子はＺＶＳ動作を外れないものとなる。
これにより、中間負荷状態において発生していた異常動作が解消され、結果的に対応可能な負荷変動範囲内の全領域において安定したＺＶＳ動作を実現することができる。
また、ＺＶＳ動作が得られることで、スイッチング素子における電力損失も減少するので、電力変換効率の向上を図ることができると共に、スイッチング素子に取り付けられている放熱板を大型化する必要もない。
【００７４】
さらにまた、直流出力電圧生成手段から出力される二次側直流出力電圧の定電圧制御は、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れるスイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるため、最大負荷電力の増加を図ることができると共に、制御可能範囲の拡大を図ることができるという利点もある。
さらにまた、絶縁コンバータトランスの巻線数を低減することができるので、その分、絶縁コンバータトランスの小型、軽量化を図ることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図３】本実施の形態の電源回路の負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。
【図４】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図５】先行技術としての電源回路の二次側の他の構成を示す回路図である。
【図６】図４に示した先行技術としての電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図７】図４に示した先行技術としての電源回路の負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。
【図８】先行技術としての他の電源回路の構成を示す回路図である。
【図９】図８に示した先行技術としての電源回路の二次側動作を示す波形図である。
【図１０】図８に示した先行技術としての電源回路の負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。
【図１１】先行技術としての電源回路の二次側の他の構成を示す回路図である。
【図１２】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図１３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す説明図である。
【図１４】先行技術としての電源回路の二次側の他の構成を示す回路図である。
【図１５】図１４に示した先行技術としての電源回路の一次側動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ 直交形制御（ドライブ）トランス、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ Ｃｓ1 Ｃｓ2二次側直列共振コンデンサ、ＮC 制御巻線、ＮB 駆動巻線、ＮD 共振電流検出巻線、ＣB 共振コンデンサ、ＤO1 ＤO2 ＤO3 整流ダイオード、ＣO1 平滑コンデンサ

Claims (2)

1. スイッチング素子を備え、入力された直流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、
   上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、
   上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするようにして挿入される一次側電圧共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで形成される二次側直列共振回路とが、組み合わされて成る二次側共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、上記交番電圧レベルの３ｎ倍（但し、ｎは１以上の自然数）に対応するレベルの二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変することで定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、
   を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記直流出力電圧生成手段は、
   ３組の整流ダイオードと、２組の上記二次側直列共振コンデンサと、１組の平滑コンデンサを備え、
   上記二次巻線の巻始め端部と上記平滑コンデンサの正極端子間に対して、第１組の整流ダイオードと第２組の整流ダイオードの直列接続回路を接続し、
   上記第１組の整流ダイオードと上記第２組の整流ダイオードの接続点と上記二次巻線の巻終わり端部間に対して、第１組の二次側直列共振コンデンサを接続し、
   上記二次巻線の巻終わり端部と上記平滑コンデンサの負極端子側との間に第３組の整流ダイオードを挿入し、
   上記二次巻線の巻始め端部に対して第２組の二次側直列共振コンデンサの一端を接続し、この第２組の二次側直列共振コンデンサの他端を上記第３組の整流ダイオードを介して上記二次巻線の巻終わり端部に対して接続する、
   ようにして形成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。

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