JP2002153061A

JP2002153061A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2002153061A
Application number: JP2000352531A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-11-14
Filing date: 2000-11-14
Publication date: 2002-05-24

Abstract

(57)【要約】【課題】プッシュプル方式による自励式電圧共振形コ
ンバータを一次側に備える複合共振形スイッチングコン
バータについて、電力損失の低減と、重負荷条件での安
定したＺＶＳの確保、及び製造能率の向上を図る。【解決手段】複合共振形としてのスイッチング電源回
路に備えられる絶縁コンバータトランスについて、一次
巻線と二次巻線とについていわゆる逆転巻きとしたうえ
で加極性接続するようにする。この構造では、一次磁束
と二次磁束は打ち消し合うように作用することになるた
め、絶縁コンバータトランスのコアに対してギャップを
施さなくとも飽和が生じない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図７の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチング
コンバータとして電圧共振形コンバータを備えている。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、２石
によるプッシュプル方式が採用される。また駆動方式と
しては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共振
形コンバータを形成する２つのスイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；
接合型トランジスタ）が選定される。

【０００６】スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッ
タ間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒ1が並
列に接続される。また、ベース−エミッタ間に対して
は、クランプダイオードＤD1が接続される。また、スイ
ッチング素子Ｑ1のベースに対しては、駆動巻線ＮB1−
共振コンデンサＣB1−ベース電流制限抵抗ＲB1から成る
自励発振駆動回路が接続される。なお、起動時において
は整流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓ−ベース
電流制限抵抗ＲBを介してベースに流れる起動電流によ
って起動される。

【０００７】スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッ
タ間に対しても、一次側並列共振コンデンサＣｒ2が並
列に接続され、ベース−エミッタ間に対しては、クラン
プダイオードＤD2が接続される。そして、スイッチング
素子Ｑ2のベースに対しては、駆動巻線ＮB2共振コンデ
ンサＣB2−ベース電流制限抵抗ＲB2から成る自励発振駆
動回路が接続される。

【０００８】スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、上記した
各自励発振駆動回路にて発生される発振信号を基とする
ベース電流が供給されることでスイッチング駆動される
ことになるが、駆動巻線ＮB1，ＮB2には、互いに逆極性
の交番電圧が励起される巻方向となっていることで、ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互となるオン／オフタイ
ミングでスイッチング動作を行うようにされる。つま
り、プッシュプル動作が得られるものである。

【０００９】また、並列共振コンデンサＣｒ1，Ｃｒ2
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A，
Ｎ1B）に得られるリーケージインダクタンス（Ｌ1A，Ｌ
1B）及びチョークコイルＣＨのインダクタンスＬｃと共
に、一次側並列共振回路を形成しており、これによって
電圧共振形コンバータとしての動作が得られるようにな
っている。

【００１０】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮB１,ＮB2と電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してそ
の巻装方向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装さ
れて構成され、後述するようにして一次側電圧共振形コ
ンバータのスイッチング周波数を可変制御するために設
けられる。

【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られたスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの構造としては、例えば図８に示さ
れるよにうに、フェライトのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２か
ら成るＥＥ型コアを備える。そして、図示するようにし
て、分割ボビンＢを利用して、ともにリッツ線である一
次巻線Ｎ1（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ2とをそれぞれ分
割された領域に対して巻装する。ここで、一次巻線Ｎ1
（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ2とについては、ともに同
じ巻方向により巻回される。そして、ＥＥ型コアの中央
磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するように
している。このギャップＧのギャップ長によって絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴにおける漏洩インダクタンスが
決定され、また、所要の結合係数による疎結合が得られ
るようになっている。ここでの結合係数ｋとしては、例
えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにして
おり、その分、飽和状態が得られにくいようにしてい
る。このギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央
磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成するこ
とができ、この場合のギャップ長としては、１mm程度と
される。

【００１２】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
における動作として、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の極性
（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続関係によって、
一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2のイン
ダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについて、＋
Ｍの動作モード（加極性モード：フォワード動作）とな
る場合と−Ｍの動作モード（減極性モード：フライバッ
ク動作）となる場合とがある。例えば、一次巻線Ｎ1と
二次巻線Ｎ2の極性（巻方向）が同じであるとして、図
９（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタ
ンスは＋Ｍとなり、図９（ｂ）に示す回路と等価となる
場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。

【００１３】上述した構造を有する絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線は、この場合には、センタータッ
プが設けられることで、２つの一次巻線Ｎ1A，Ｎ1Bが直
列接続されて形成される。一次巻線Ｎ1Bの巻始め端部
は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻終
わり端部は、チョークコイルＣＨを介して整流平滑電圧
Ｅｉのラインと接続される。一次巻線Ｎ1Aの巻終わり端
部は、電流検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ2の
コレクタと接続され、巻始め端部は、チョークコイルＣ
Ｈを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続される。

【００１４】スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
は、上記した構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1に伝送され、更に二次巻線Ｎ2に対して励起さ
れるようにして伝達されることになる。

【００１５】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
おいては、図示するように二次巻線Ｎ2に対して並列に
二次側並列共振コンデンサＣ2が接続されることで、二
次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と共に二次側
並列共振回路を形成する。そして、この二次側並列共振
回路に対して、図示する接続形態によってブリッジ整流
回路ＤBR及び平滑コンデンサＣOから成る整流回路が接
続されることで、二次側直流出力電圧ＥOを出力する。

【００１６】ここで、二次巻線Ｎ2の巻始め端部はブリ
ッジ整流回路ＤBRの負極入力端子に接続される整流ダイ
オードを介するようにして二次側アースと接続され、巻
終わり端部はブリッジ整流回路ＤBRの正極入力端子に接
続される整流ダイオードを介して平滑コンデンサＣOの
正極端子に対して接続される。このような接続形態で
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二
次巻線Ｎ2とについて加極性による接続が行われている
ことになり、これは、図９（ａ）に示した等価回路に対
応している。

【００１７】また、このような構成による電源回路で
は、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするた
めの並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作
を得るための並列共振回路が備えられることになる。な
お、本明細書では、このように一次側及び二次側に対し
て共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコ
ンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバ
ータ」ともいうことにする。

【００１８】制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOの
レベルに応じて可変の直流電流を、制御電流として、直
交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎｃに流すようにさ
れる。このようにして、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流
レベルが可変されることで、直交型制御トランスＰＲＴ
においては、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタンスＬB
1，ＬB2を可変するように制御することになる。これに
よって、自励発振駆動回路における駆動巻線ＮB1−共振
コンデンサＣB1，駆動巻線ＮB2−共振コンデンサＣB2か
ら成る共振回路の共振周波数が変化し、スイッチング素
子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変制御されること
になる。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のス
イッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力
電圧ＥOが一定となるように制御される。つまり、電源
の安定化が図られる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図７に
示した電源回路においては、図８の絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの構造によっても示したように、一次巻線Ｎ
1(Ｎ1A，Ｎ1B)と二次巻線Ｎ2との巻線方向が同一であ
る。従って、一次巻線Ｎ1(Ｎ1A，Ｎ1B)に流れる一次巻
線電流によって、一次巻線Ｎ1(Ｎ1A，Ｎ1B)には起磁力
が生じ、同様にして、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電
流によっては二次巻線Ｎ2に対して起磁力が生じる。こ
れによって、図８に示すようにして一次側には一次磁束
φ１が発生し、二次側には二次磁束φ２が発生する。こ
こで、前述もしたように、図７の回路における一次巻線
Ｎ1(Ｎ1A，Ｎ1B)と二次巻線Ｎ2とは、加極性で接続され
ていることから、上記した一次磁束φ１と二次磁束φ２
とは互いに加え合う動作となり、従って、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの中央磁脚には、φ１＋φ２で表され
る磁束が発生することになる。

【００２０】即ち、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とが同じ
巻方向で、かつ、加極性接続であることによって、中央
磁脚には、一次磁束φ１と二次磁束φ２が加わり合った
比較的大きな磁束が発生することになる。ここで、仮に
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの中央磁脚にギャ
ップが形成されていない（ギャップ長＝０）とすると、
例えば負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ程度以上の条件では、フ
ェライトコアの磁化曲線の飽和領域に入ることになる。
なお、本明細書において、「飽和」といった場合は、こ
のような磁化曲線の飽和領域に入る状態のことを指す。
これによって、コアのインダクタンスが急激に低下し
て、ＢＪＴのスイッチング素子Ｑ1が破壊する可能性が
高くなる。そこで、絶縁コンバータトランスＰＩＴとし
ては、図８にも示したようにしてギャップＧを形成する
ことで、所要の結合係数による疎結合の状態が得られる
ようにしており、これによって飽和が生じないようにし
ている。

【００２１】そして、図７に示す構成の電源回路の場合
において上記した現象を回避してレギュレーション範囲
を満足するためには、絶縁コンバータトランスＰＩＴに
形成するギャップＧのギャップ長としては、１ｍｍ±
０．１ｍｍの精度で管理を行うことが必要とされてい
る。上記したギャップ長の精度を満足するには、Ｅ型コ
アＣＲ１，ＣＲ２としては、各々の中央磁脚の端部を研
磨して０．５ｍｍ±０．０５ｍｍという精度で製造管理
を行う必要が生じてくる。従って、Ｅ型コアの中央磁脚
を高精度で研磨する工程を要するために製造時間が長く
なり、また、同一のＥ型コアのギャップ長が異なる絶縁
コンバータトランスの製造を実施する場合に対応して製
品管理を行うのも困難となる。つまり、ギャップを形成
する必要のあることで、製造上の能率の低下を招いてい
る。

【００２２】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギ
ャップＧを形成した場合、このギャップＧの近傍にはフ
リンジ磁束といわれる漏洩磁束が発生するために、リッ
ツ線である一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2において渦電流損
失が発生して局部的な発熱が生じる。この発熱は、温度
が低い巻線に伝導して、巻線自体の温度を高くすること
になる。これによって、いわゆる銅損といわれる電力損
失が増加して、電力変換効率が低下してしまうことが分
かっている。特に、図７に示す回路では、一次巻線Ｎ1
(Ｎ1A，Ｎ1B)に流れる一次巻線電流と、二次巻線Ｎ2に
流れる二次巻線電流に流れる高周波電流量が多いことか
ら、一次巻線Ｎ1(Ｎ1A，Ｎ1B)と二次巻線Ｎ2における、
リッツ線としての直流抵抗と上記した渦電流損失による
発熱は顕著となるものである。

【００２３】更に、図７に示す回路では、重負荷の条件
において交流入力電圧ＶACのレベルがＡＣ１００系で７
５Ｖ〜８５Ｖ程度にまで低くなったような場合に、一次
側スイッチング素子Ｑ1の動作としてＺＶＳ(Zero Volta
ge Switching)動作とならない異常動作の期間が生じる
ことも問題となる。このような現象が持続すると、スイ
ッチング素子Ｑ1が発熱して短時間で破壊するおそれが
ある。

【００２４】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、２組のスイッチング素子を備え、
入力された直流入力電圧をプッシュプル動作によりスイ
ッチングして出力するためのスイッチング素子を備えて
形成されるスイッチング手段と、このスイッチング手段
の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成さ
れるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサ
と、一次側と二次側とで疎結合とされる所要の結合係数
が得られる構造を有して、一次側に得られる上記スイッ
チング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータト
ランスと、この絶縁コンバータトランスの二次巻線に対
して二次側並列共振コンデンサを接続することで形成さ
れる二次側並列共振回路と、絶縁コンバータトランスの
二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行う
ことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流
出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応
じて、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可
変制御することで定電圧制御を行うようにされる定電圧
制御手段とを備える。そして、上記絶縁コンバータトラ
ンスは、飽和を抑制するためのギャップが施されていな
いコアを備えると共に、一次巻線と二次巻線は互いに逆
となる巻方向によってコアに対して巻回される。そし
て、これら一次巻線と二次巻線とについては加極性接続
することとした。

【００２５】上記構成によれば、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路
を備え、二次側には、二次巻線及び二次側並列共振コン
デンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備え
られた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの
構成が得られる。ここで、一次側電圧共振形コンバータ
は、２組のスイッチング素子を備えたプッシュプル方式
の構成を採る。また、定電圧制御としては、スイッチン
グ周波数を可変することで行うようにされる。この構成
を基として、絶縁コンバータトランスについては一次巻
線と二次巻線を互いに逆となる巻方向によって巻装され
たうえで、一次巻線と二次巻線とについては加極性接続
を行う。これにより、一次巻線と二次巻線とに得られる
磁束は打ち消し合うように作用するので、コアに生じる
磁束は小さなものとすることができ、それだけ飽和状態
となるのを抑制することができる。このために、本発明
のスイッチング電源回路における絶縁コンバータトラン
スのコアに対しては、飽和を抑制する目的のギャップは
施されないものである。

【００２６】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電源回路の構成を示している。この図１に示
す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備える
と共に二次側には直列共振回路を備えた複合共振形スイ
ッチングコンバータとしての構成を採る。

【００２７】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。

【００２８】また、この図に示す電源回路においては、
後述する２組のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をプッシュ
プル動作によりスイッチング駆動すると共に、スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数を可変制御す
るために、直交型ドライブトランスＰＲＴが設けられ
る。直交型ドライブトランスＰＲＴの構造としては、図
示は省略するが、例えば４本の磁脚を有する２つのダブ
ルコの字型コアの互いの磁脚の端部を接合するようにし
て立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所
定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線ＮD
，駆動巻線ＮB1，ＮB2を巻装し、更に制御巻線ＮC
を、上記検出巻線ＮD ，駆動巻線ＮB1，ＮB2に対して直
交する方向に巻装することで可飽和リアクトルとして構
成される。

【００２９】この場合、検出巻線ＮD は、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1Aの端部とスイッチング
素子Ｑ1 のコレクタ間に対して直列に挿入される。ま
た、駆動巻線ＮB1,ＮB2は、この場合には、１つの巻線
をアースに対してセンタータップさせて２分割すること
で形成されている。駆動巻線ＮB1の端部は、ベース電流
制限抵抗ＲB1−共振コンデンサＣB1の直列接続を介して
スイッチング素子Ｑ1 のベースに接続される。また、駆
動巻線ＮB2の端部は、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振コ
ンデンサＣB2を介してスイッチング素子Ｑ2 のベースに
接続される。つまり、駆動巻線ＮB1−ベース電流制限抵
抗ＲB1−共振コンデンサＣB1によりスイッチング素子Ｑ
1 のための自励発振駆動回路を形成し、駆動巻線ＮB2−
ベース電流制限抵抗ＲB2−共振コンデンサＣB2によりス
イッチング素子Ｑ2 のための自励発振駆動回路を形成す
る。検出巻線ＮD では、後述するスイッチング動作によ
ってスイッチング出力に応じた交番電圧が検出される。
駆動巻線ＮB1，ＮB2では、上記検出巻線ＮD により検出
されたスイッチング出力に応じて、互いに１８０°位相
が異なる逆極性の交番電圧が得られるようになってい
る。

【００３０】また、スイッチング素子Ｑ１のベースは、
起動抵抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電
圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が
整流平滑ラインから得られるようにしている。また、ス
イッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負
極（一次側アース）間に挿入されるクランプダイオード
ＤD1により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるク
ランプ電流の経路を形成するようにされている。また、
スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間には、並
列共振コンデンサＣｒ1 が並列に接続されている。

【００３１】また、スイッチング素子Ｑ2 は、上記スイ
ッチング素子Ｑ1 と同様に、そのベースと平滑コンデン
サＣｉの負極（一次側アース）間にクランプダイオード
ＤD2が接続され、コレクタ−エミッタ間には並列共振コ
ンデンサＣｒ2 が接続される。

【００３２】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
における一次側巻線は、センタータップによって一次巻
線Ｎ1A，Ｎ1Bに分割される。この場合には一次巻線全体
としては、一次巻線Ｎ1A側から巻始めているため、一次
巻線Ｎ1A−Ｎ1Bの分割点としては、一次巻線Ｎ1Aの巻終
わりと一次巻線Ｎ1Bの巻始めとを接続していることにな
る。そして、一次巻線Ｎ1Aの巻始め端部は検出巻線ＮD
を介してスイッチング素子Ｑ2 のコレクタと接続され
る。これに対して、一次巻線Ｎ1Bの巻終わり端部を、ス
イッチング素子Ｑ2 のコレクタに対して接続するように
される。一次巻線Ｎ1A，Ｎ1Bのタップ（分割点）はチョ
ークコイルＣＨの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉ
の正極と接続される。また、スイッチング素子Ｑ1 及び
スイッチング素子Ｑ2 のエミッタは一次側アースに接続
される。

【００３３】上記した並列共振コンデンサＣｒ1は、一
次巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンス成分（Ｌ1A）とチョー
クコイルＣＨのインダクタンスＬｃとの合成インダクタ
ンス（Ｌ1A＋Ｌｃ）によってスイッチング素子Ｑ1 を電
圧共振形の動作とするための並列共振回路を形成する。
同様にして、並列共振コンデンサＣｒ2 は、一次巻線Ｎ
1Bの漏洩インダクタンス成分（Ｌ1B）とインダクタンス
巻線Ｌｃとの合成インダクタンス（Ｌ1B＋Ｌｃ）によっ
てスイッチング素子Ｑ2 を電圧共振形の動作とするため
の並列共振回路を形成する。

【００３４】このような一次側の構成では、駆動巻線Ｎ
B1，駆動巻線ＮB2において互いに逆極性の交番電圧が得
られることで、駆動巻線ＮB1を備える自励発振駆動回路
と、駆動巻線ＮB2を備える自励発振駆動回路のそれぞれ
によって、互いに逆極性の交番電流としての駆動電流
（ベース電流）が、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベ
ースに流される。これによって、スイッチング素子Ｑ1
、Ｑ2 は、自励発振駆動回路の定数により決定される
スイッチング周波数により交互にオン／オフを行う動作
が得られる。即ち、電圧共振形で、かつ、プッシュプル
によるスイッチング動作が得られる。スイッチング素子
Ｑ1 のスイッチング出力は、検出巻線ＮD を介して一次
巻線Ｎ1Aに供給され、スイッチング素子Ｑ2 のスイッチ
ング出力は一次巻線Ｎ1Bに供給される。そして、チョー
クコイルＣＨのインダクタンスＬｃを介して平滑コンデ
ンサＣｉに流れる。

【００３５】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００３６】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバ
ータ」としての構成を有する。

【００３７】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデ
ンサＣOから成る全波整流回路を備えることで二次側直
流出力電圧ＥOを得るようにしている。なお、この直流
出力電圧ＥOは制御回路１に対しても分岐して入力され
る。制御回路１においては、直流出力電圧ＥOを検出電
圧及び制御回路１の動作電源として利用する。

【００３８】制御回路１では、二次側の直流出力電圧レ
ベルＥOの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB１，ＮB2のインダ
クタンスＬB1，ＬB2を可変制御する。これにより、駆動
巻線ＮB1のインダクタンスＬB1を含んで形成されるスイ
ッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共
振回路の共振条件が変化する。同様に、駆動巻線ＮB2の
インダクタンスＬB2を含んで形成されるスイッチング素
子Ｑ2のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共
振条件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2
のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作
によって二次側の直流出力電圧を安定化する。

【００３９】図２は、上記図１に示す電源回路に備えら
れる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を示してい
る。なお、次の説明において、一次巻線Ｎ1A−Ｎ1Bの直
列接続については、単に、一次巻線Ｎ1とも記述するこ
ととする。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図示する
ように、２つのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２によりＥＥ型コ
アを構成する。そして、このＥＥ型コアに対して分割ボ
ビンＢを備え、図示するようにして、例えば分割ボビン
ＢのＥ型コアＣＲ１側の巻装領域に対して一次巻線Ｎ1
を巻装し、Ｅ型コアＣＲ２側の巻装領域に対して二次巻
線Ｎ2を巻装する。そして、本実施の形態の場合、一次
巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の巻回方向としては、図中におけ
るコアの左右外側の矢印により示すようにして、互いの
巻線方向が逆となる、いわゆる逆転巻き構造となってい
る。また、本実施の形態の場合には、Ｅ型コアＣＲ１，
ＣＲ２の各中央磁脚の対向部位においてはギャップは形
成されていない。

【００４０】ここで再度、図１を参照して、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の接続
について説明する。図１に示されるように、例えば一次
巻線Ｎ1の巻始め端部と巻終わり端部の接続は、先行技
術として図７に示した回路の場合と逆となる。つまり、
図１に示す回路では、一次巻線Ｎ1の巻始め端部は、電
流検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極端子
に対して接続され、巻終わり端部がスイッチング素子Ｑ
1のコレクタに対して接続されるものである。また、二
次巻線Ｎ2としては、その巻始め端部はブリッジ整流回
路ＤBRの負極入力端子に接続される整流ダイオードを介
するようにして二次側アースと接続され、巻終わり端部
はブリッジ整流回路ＤBRの正極入力端子に接続される整
流ダイオードを介して平滑コンデンサＣOの正極端子に
対して接続される。つまり、図１に示す電源回路として
は、上記図２に示したようにして一次巻線Ｎ1と二次巻
線Ｎ2とが逆転巻き構造とされる絶縁コンバータトラン
スＰＩＴを備える場合であっても、図９（ａ）の等価回
路に示される加極性となるように一次巻線Ｎ1と二次巻
線Ｎ2とを接続しているものである。

【００４１】このような構成によると、一次巻線Ｎ1に
流れる一次巻線電流によって発生する一次磁束φ１の極
性と、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流によって発生
する二次磁束φ２の極性は、図２におけるコア内に示さ
れる矢印のようになる。これは、例えば先行技術として
示した図８の絶縁コンバータトランスＰＩＴの場合に対
して、一次磁束φ１の極性が逆とされているものであ
る。なお、二次磁束φ２の極性は、図８の絶縁コンバー
タトランスＰＩＴと同じとなっている。本実施の形態に
おいては、上記図２に示すような一次磁束φ１と二次磁
束φ２との極性の関係が得られることになるのである
が、これにより、一次磁束φ１と二次磁束φ２として
は、両者が打ち消し合うように作用する。即ち、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの中央磁脚において得られる磁
束（Δφ）としては、｜φ１−φ２｜＝Δφで表される
ことになる。これは、上記もしたように、一次磁束φ１
と二次磁束φ２とが打ち消しあっており、例えば図７の
回路の場合のようにして、加わり合うことはないことを
示している。従って、本実施の形態では、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの中央磁脚に得られる磁束としては、
これまでよりも弱いものとすることができる。そして、
この結果、一次側と二次側の結合係数ｋとしては、例え
ばｋ＝０．８〜０．９程度の疎結合の状態を得ることが
できる。これにより、本実施の形態の絶縁コンバータト
ランスＰＩＴとしては、敢えて中央磁脚に対してギャッ
プを形成しなくとも、コアが飽和しないようにできるも
のであり、結果的には図２に示したようにして、ギャッ
プを設けないようにされているものである。なお、実際
には、例えばギャップ長を０とした中央磁脚の接合面に
おいて、可聴音のいわゆるコア鳴きが生じる可能性があ
ることから、例えばマイラーフィルムを中央磁脚の接合
面に施すようにして、０．１ｍｍ以下のギャップ長のギ
ャップを形成しても構わない。

【００４２】そして、このようにして、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴを構成することで、中央磁脚に得られる
磁束はこれまでよりも遙かに弱いものとなるために、例
えば図８の絶縁コンバータトランスＰＩＴの場合のよう
に、ギャップ周辺に発生するフリンジ磁束に依る巻線の
温度上昇と、これに伴う電力変換効率の低下も解消され
ることになる。

【００４３】また、本実施の形態の絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴとしては、中央磁脚に得られる磁束（Δφ）
が弱いものとなることから、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2
の漏洩インダクタンスも減少することになる。そして、
これによって、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ程度の重
負荷の条件であっても、スイッチング素子Ｑ1としては
安定したＺＶＳ動作を実現することが可能になる。

【００４４】図３は、上記した構成による図１の電源回
路における要部の動作を示す波形図である。ここでは、
交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ
の条件での動作が示される。図３（ａ）には、一次側並
列共振コンデンサＣｒ1の両端に得られる並列共振電圧
Ｖ1が示されている。この図に示すように、並列共振電
圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1
において、例えば６００Ｖｐのパルスが得られ、オンと
なる期間ＴON1においては０レベルとなる波形が得られ
る。また、一次巻線Ｎ1Bからスイッチング素子Ｑ1のコ
レクタに流れる一次巻線電流Ｉ1としては、図３（ｂ）
に示すような交番波形となるが、例えば正極性の領域に
おいて３．６Ａｐのレベルが得られる。これに対して図
７に示す回路においては、例えば破線により示すように
して、４Ａｐという、本実施の形態の場合よりも高いレ
ベルが得られていたものである。

【００４５】また、一次側並列共振コンデンサＣｒ2の
両端に得られる並列共振電圧Ｖ2としては、図３（ｃ）
に示すようにして、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる
期間ＴOFF2において、６００Ｖｐのパルスが得られ、オ
ンとなる期間ＴON2において０レベルとなる波形が得ら
れる。また、一次巻線Ｎ1Aからスイッチング素子Ｑ2の
コレクタに流れる一次巻線電流Ｉ2としても、図３
（ｂ）に示すように、正極性の領域において３．６Ａｐ
のレベルとなる交番波形が得られる。ここで、スイッチ
ング素子Ｑ１についての動作波形である図３（ａ）
（ｂ）と、スイッチング素子Ｑ１についての動作波形で
ある図３（ｃ）（ｄ）とを比較して分かるように、これ
らの動作波形は、互いに１８０°移相されたものとなっ
ている。つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は交互とな
るオン／オフタイミングによるスイッチングを行ってい
ることが示されているものである。

【００４６】また、二次巻線Ｎ2の両端に得られる二次
巻線電圧Ｖ3は、ブリッジ整流回路ＤBRが備えられてい
ることで、図３（ｅ）に示すようにして、正極性／負極
性の領域で共に二次側直流出力電圧ＥOのレベルでクラ
ンプされる交番波形が得られる。なお、ここでは図示し
ていないが、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2とし
ても、一次側に流れる一次巻線電流Ｉ1，１2と同様に、
図７に示す回路よりも、そのピークレベルが低いものと
なっていることが計測されている。

【００４７】ここで、上記のようにして一次巻線電流Ｉ
1，Ｉ2及び二次巻線電流について、図７の回路よりも低
いピークレベルとなるのは、例えば絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴにおける漏洩インダクタンスが小さくなった
ことに起因する。このようにして、一次巻線電流Ｉ1，
Ｉ2及び二次巻線電流のレベルが低くなって、その電流
量が少なくなることで、一次巻線電流Ｉ1，Ｉ2及び二次
巻線電流において、リッツ線の直流抵抗成分と渦電流と
による電力損失と発熱が低下されるものである。

【００４８】また、図４には、一次側並列共振電圧Ｖ1
とスイッチング素子Ｑ1に流れる一次巻線電流Ｉ1が示さ
れている。このときの条件としては、負荷電力Ｐｏ＝２
００Ｗで、ＡＣ１００Ｖ系の交流入力電圧ＶAC＝７５Ｖ
〜８５Ｖ程度の減圧時とされる。図４（ａ）（ｂ）の一
次側並列共振電圧Ｖ1と一次巻線電流Ｉ1は、図１に示し
た本実施の形態の回路の動作を示し、図４（ｃ）（ｄ）
の一次側並列共振電圧Ｖ1と一次巻線電流Ｉ1は、図７に
示した回路の動作を示す。図４（ｃ）（ｄ）の波形から
分かるように、期間ＴON1において一次巻線電流Ｉ1が負
極性レベルから正極性レベルに反転するタイミング、即
ち、クランプダイオードＤDを流れるクランプ電流が終
了して、スイッチング素子Ｑ1にコレクタ電流が流れ始
めるタイミングで、一次側並列共振電圧Ｖ1と一次巻線
電流Ｉ1について正レベルでパルス的に出現する現象が
生じている。つまり、ＺＶＳ動作とならない異常動作と
なっているものである。これに対して、図１に示す回路
においては、図４（ａ）（ｂ）に示すようにして、期間
ＴON1における一次側並列共振電圧Ｖ1のパルスは消滅し
ており、これと共に一次巻線電流Ｉ1の波形も、パルス
が現れない正常なものとなっている。つまり、本実施の
形態では重負荷で低交流入力電圧の条件下であっても、
ＺＶＳ動作が正常に行われていることが示されているも
のである。そして、この図４に示す動作は、スイッチン
グ素子Ｑ2側についても同様に得られているものであ
る。

【００４９】ここで、図１に示す電源回路における要部
のスペックについて示しておく。先ず、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴのギャップ長Ｇａｐ＝０とされる。ま
た、一次巻線Ｎ1のターン数としては、Ｎ1A＝Ｎ1B＝４
０Ｔとし、二次巻線Ｎ2のターン数としては、Ｎ2＝３５
Ｔとしている、また、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝
５６００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝８２０
０ｐＦとなる。また、先に図７に示した電源回路におい
ては、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてＥＥ−５０
のコアを採用し、Ｇａｐ＝１ｍｍとされる。また、一次
巻線Ｎ1A＝Ｎ1B＝二次巻線Ｎ2＝３５Ｔ、一次側並列共
振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ、二次側並列共振コン
デンサＣ2＝０．０１μＦとなる。

【００５０】そして、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、ＶAC＝
１００Ｖの条件下での実験結果として、図７に示す回路
では電力変換効率ηAC→DC＝９１．５％であるのに対し
て、図１に示す回路ではηAC→DC＝９２．７％となり、
１．２％の向上が図られていた。また、入力電力として
は図７の回路と比較して５．７Ｗ低減した。また、絶縁
コンバータトランスＰＩＴにおける温度上昇値として
は、図７に示す回路は、一次巻線Ｎ1内部にて４５°、
二次巻線Ｎ2内部にて５７°であった。これに対して、
図１に示す回路では、一次巻線Ｎ1内部にて４０°、二
次巻線Ｎ2内部にて５３°という結果が得られ、それぞ
れについて４°〜５°程度の大幅な低下が見られてい
る。

【００５１】図５は、本発明の第２の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。この図
に示す電源回路は、例えば交流入力電圧Ｖａｃ＝１５０
Ｖ以上（いわゆるＡＣ２００Ｖ系）の条件に対応するも
のとされる。なお、この図において、図５及び図１と同
一部分については同一符号を付して説明を省略する。

【００５２】この図に示す電源回路にあっては、いわゆ
る分電圧プッシュプル方式を採用している。このため、
整流平滑電圧を得るための平滑コンデンサとしては、２
本の平滑コンデンサＣｉ1 ，Ｃｉ2 が備えられる。これ
ら平滑コンデンサＣｉ1 ，Ｃｉ2 は、図示するようにブ
リッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインと、一次側アース
間に対して直列に接続されるようにして備えられる。

【００５３】この場合には、一次巻線Ｎ1Aと一次巻線Ｎ
1Bとは互いに独立して一次側に巻装される。そして、一
次巻線Ｎ1Aの巻始め端部は、平滑コンデンサＣｉ1 の負
極端子と平滑コンデンサＣｉ2 の正極端子との接続点に
対して接続され、巻終わり端部はスイッチング素子Ｑ1
のコレクタに対して接続される。一次巻線Ｎ1Bの巻始め
端部は、平滑コンデンサＣｉ1 の負極端子と平滑コンデ
ンサＣｉ2 の正極端子との接続点に対して接続され、巻
終わり端部はスイッチング素子Ｑ2のコレクタに対して
接続される。

【００５４】また、この場合の起動抵抗Ｒｓは、図示の
ようにしてスイッチング素子Ｑ2のベースに対して接続
される。

【００５５】このような接続形態にあっては、スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がプッシュプル動作を行うのにあた
り、スイッチング素子Ｑ1 は、平滑コンデンサＣｉ1 の
両端電圧を入力してスイッチング動作を行い、スイッチ
ング素子Ｑ2 は、平滑コンデンサＣｉ2 の両端電圧を入
力してスイッチング動作を行うようにされる。つまり、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は、それぞれＥｉのレベル
の直流電圧を入力してスイッチングを行うようにされ
る。このような構成とすることで、例えばＡＣ２００Ｖ
系の条件であっても、ＡＣ１００Ｖ系と同様の条件でプ
ッシュプルによるスイッチング動作を行うことを可能と
しているものである。

【００５６】また、この場合の絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次巻線としては、センタータップを設けるこ
とで、２つの二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bに分割される形態とな
る。そして、二次巻線Ｎ2Aの巻終わり端部を、整流ダイ
オードＤO1のアノード→カソードを介して平滑コンデン
サＣOの正極端子に接続し、巻始め端部を整流ダイオー
ドＤO2のアノード→カソードを介して平滑コンデンサＣ
Oの正極端子に接続することで全波整流回路を形成して
いる。

【００５７】図６は、上記図５に示した電源回路に備え
られる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示して
いる。この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの場
合には、分割ボビンＢとして３分割された巻装領域を有
するようにして形成される。そして、左右両側の巻装領
域に対してそれぞれ一次巻線Ｎ1A，Ｎ1Bを巻装し、中央
の巻装領域に対して二次巻線Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）を巻装
するものである。

【００５８】このような構造としたうえで、図５に示し
た一次側と二次側とを加極性接続とすれば、図２に示し
た構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴの場合と同様
に、一次磁束φ１と二次磁束φ２としては、両者が打ち
消し合うように作用し、中央磁脚において得られる磁束
（Δφ）を弱めるようにされているものである。従っ
て、この第２の実施の形態についても、先の第１の実施
の形態の電源回路と同様の効果が得られるものである。
また、図６に示す構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
を採用していることで、図５にも示されるように、先の
図１の回路においては挿入されていた動作安定化用のチ
ョークコイルＣＨを省略することができる。

【００５９】なお、本実施の形態においては、一次側に
対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で
定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御
トランスが用いられているが、この直交形制御トランス
の代わりに、先に本出願人により提案された斜交形制御
トランスを採用することができる。上記斜交形制御トラ
ンスの構造としては、ここでの図示は省略するが、例え
ば直交形制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚を有
する２組のダブルコの字形コアを組み合わせることで立
体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対して
制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、この
際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交差
する関係となるようにされる。具体的には、制御巻線Ｎ
Cと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚のう
ちで互いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対して
巻装し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされる２
本の磁脚に対して巻装するものである。そして、このよ
うな斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線を
流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベルと
なった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加すると
いう動作傾向が得られる。これにより、スイッチング素
子をターンオフするための負方向の電流レベルは増加し
て、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されることにな
るので、これに伴ってスイッチング素子のターンオフ時
の下降時間も短くなり、スイッチング素子の電力損失を
より低減することが可能になるものである。また、本発
明の電源回路として、例えば一次側電圧共振形コンバー
タの方式と二次側整流回路の組み合わせなども、各図に
示したもの以外に各種考えられるものである。

【００６０】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振
形としてのスイッチング電源回路に備えられる絶縁コン
バータトランスについて、一次巻線と二次巻線とについ
ていわゆる逆転巻きとしたうえで、一次巻線と二次巻線
を加極性接続するようにしている。この構造では、一次
磁束と二次磁束は打ち消し合うように作用することにな
るため、本発明としては、絶縁コンバータトランスのコ
アに対して飽和を抑制するためのギャップは施さなくて
もよいことになる。上記のようにして絶縁コンバータト
ランスのコアに対してギャップを施さなくて済むこと
で、本発明にあっては、絶縁コンバータトランスの製造
にあたり、ギャップを形成するための工程が省略され、
また、製造管理も行いやすくなる。即ち、絶縁コンバー
タトランスを備える電源回路の製造能率が向上されるも
のである。

【００６１】また、ギャップが施されないことで、この
ギャップ近傍におけるフリンジ磁束の発生も解消され
て、一次巻線及び二次巻線における大幅な発熱の抑制と
電力損失の低減が図られる。また、特に本発明における
絶縁コンバータトランスの構造によっては、一次巻線及
び二次巻線に流れる電流量をこれまでよりも少なくする
ことができるために、これによっても上記した発熱の抑
制と電力損失の低減をより促進することが可能になる。

【００６２】更に、本発明における絶縁コンバータトラ
ンスの構造では、漏洩インダクタンスも減少されること
から、例えば負荷で低交流入力電圧の条件においてもＺ
ＶＳ動作が保証され、電源回路としての信頼性が向上さ
れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図２】第１の実施の形態のスイッチング電源回路に備
えられる絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図で
ある。

【図３】本実施の形態のスイッチング電源回路における
要部の動作を示す波形図である。

【図４】本実施の形態と先行技術のスイッチング電源回
路とについてのＺＶＳ動作を比較するための波形図であ
る。

【図５】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図６】第２の実施の形態のスイッチング電源回路に備
えられる絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図で
ある。

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図８】図７に示すスイッチング電源回路に備えられる
絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図である。

【図９】絶縁コンバータトランスにおける、相互インダ
クタンスが加極性モードと減極性モードの場合の各動作
を示す等価回路図である。

【符号の説明】

１制御回路、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、Ｃｒ1，
Ｃｒ2 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共
振コンデンサ、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、ＰＲ
Ｔ直交型制御トランス、Ｃｉ，Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コ
ンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】２組のスイッチング素子を備え、入力さ
れた直流入力電圧をプッシュプル動作によりスイッチン
グして出力するためのスイッチング素子を備えて形成さ
れるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、一次側と二次側とで疎結合とされる所要の結合係数が得
られる構造を有し、一次側に得られる上記スイッチング
手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランス
と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
並列共振コンデンサを接続することで形成される二次側
並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電
圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング素子のスイッチング周波数を可変制御することで
定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備
え、上記絶縁コンバータトランスは、飽和を抑制するための
ギャップが施されていないコアを備えると共に、上記一
次巻線と上記二次巻線は互いに逆となる巻方向によって
上記コアに対して巻回され、上記一次巻線と上記二次巻
線とについては加極性接続されている、ことを特徴とするスイッチング電源回路。