JP2002136135A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 絶縁コンバータトランスや高圧発生トランス
に対する銅板による磁気シールドを不要とする。 【解決手段】 複合共振形コンバータ回路によるスイッ
チング電源回路おいて、コンバータ動作を陰極線管表示
装置で用いられている水平同期信号に同期するようにす
ることで、コンバータトランス、高圧発生トランスの漏
洩磁束と水平同期信号が干渉して電源ビートを発生させ
るということをなくし、これによって各トランスに漏洩
磁束をシールドするためのシールド部材を設ける必要を
なくす。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばテレビジョ
ン受像器や映像モニタ装置などの、陰極線管（ＣＲＴ）
を用いた表示装置に好適なスイッチング電源回路に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】例えばテレビジョン受像器用のスイッチ
ング電源として、一次側が一石構成の電圧共振形コンバ
ータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせ
た複合共振形コンバータを用いるものを本出願人は提案
していた。この場合、交流入力電圧や負荷電力の変動に
対して、直流出力電圧を定電圧制御するためには、一次
側スイッチング素子のスイッチング周波数と導通角を同
時に制御する複合制御方式を採用していた。

【０００３】図７の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のテレビジョン受像器用のスイッチング電源回路の一例
を示している。この図に示す電源回路においては、先
ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流
入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整
流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回
路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応
する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。

【０００４】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。そしてこの図７の場合は、１石
のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行
う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成が採
られる。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧
のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジス
タ）が採用されている。

【０００５】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側ア
ース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、
スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の
経路を形成するようにされている。なお、起動抵抗ＲS
は、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るため
に挿入されるものである。

【０００６】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そして並列共振コンデンサＣｒ
自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とに
より電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成
する。

【０００７】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴには、図示するようにして、共振電
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBが巻装され、また、これら
２つの巻線とは直交する方向に対して制御巻線ＮCが巻
装される。

【０００８】直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共
振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトラ
ンス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起される。これによ
り、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介してスイッチング
素子Ｑ1のベースにドライブ電流が出力される。これに
より、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周
波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチン
グ動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得ら
れるとされるスイッチング出力を絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達するようにされている。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コア
に対して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、
中央磁脚に対してはギャップＧを形成することで、所要
の結合係数による疎結合の状態が得られるようにして、
飽和状態が得られにくいようにしている。

【００１０】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻終わり端部は、スイッチング素子Ｑ1のコレ
クタと接続され、巻始め端部は検出巻線ＮDを介して平
滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続さ
れている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、
スイッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。

【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１２】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。このように一次側及び二次側に対
して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチング
コンバータが、本明細書でいう上述した「複合共振形ス
イッチングコンバータ」としての構成となる。

【００１３】上記のようにして形成される電源回路の二
次側においては、二次巻線Ｎ2に対して並列に、高圧発
生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４が接続される。この場
合、絶縁コンバータトランスＰＩＴが複合共振形スイッ
チングコンバータとして動作することによって、二次側
並列共振コンデンサＣ2の両端には共振パルス電圧Ｖ２
が発生する。そして高圧発生トランスＨＶＴは、一次巻
線Ｎ４に印加される共振電圧Ｖ２を二次側に伝達する。
この高圧発生トランスＨＶＴは、一次巻線Ｎ４に発生す
る共振電圧を昇圧して、例えばＣＲＴのアノード電圧レ
ベルに対応した高電圧を生成する。このため、高圧発生
トランスＨＶＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV1，
ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が層間フィルム同軸捲きに
よって分割されて巻装されている。そして各々の昇圧巻
線ＮHV1〜ＮHV5の巻始め端部に対しては、高圧整流ダイ
オードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード
側が接続されている。さらに、高圧整流ダイオードＤHV
1のカソードが平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続さ
れ、残る高圧整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソード
が、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻終り端部に対し
て接続される。

【００１４】即ち、高圧発生トランスＨＶＴの二次側に
は、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、
［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧
巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線Ｎ
HV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、
高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路
が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の
半波整流回路が形成されていることになる。

【００１５】従って、高圧発生トランスＨＶＴの二次側
においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮH
V5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに
対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣ
OHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される
誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧ＥHVが
得られることになる。そして、この平滑コンデンサＣOH
Vの両端に得られた直流高電圧ＥHVを、例えばＣＲＴの
アノード電圧として利用するようにしている。

【００１６】なお、この場合、高圧発生トランスＨＶＴ
の一次巻線Ｎ４は３０〜５０Ｔ（ターン）、昇圧巻線Ｎ
HV1〜ＮHV5はそれぞれ５３０Ｔ程度とされて、５層の層
間フィルム捲きで２６５０Ｔ程度とされる。結合係数は
０．９程度である。例えば直流高電圧ＥHVとして３１．
５ＫＶが得られるようにする場合は、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝１３０Ｔ、二次巻線Ｎ2
＝７５Ｔ、共振コンデンサＣｒ＝２７００ｐＦ、二次側
並列共振コンデンサＣ2＝０．０１７μＦ、高圧発生ト
ランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４＝３０Ｔ、昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5＝５２０Ｔが選定される。

【００１７】直流高電圧ＥHVは、高圧抵抗Ｒ１，分割抵
抗Ｒ２によって分圧されて制御回路１に対して供給され
る。制御回路１においては、分圧された直流高電圧ＥHV
を用いて定電圧化のための制御信号を生成する。即ち制
御回路１では、直流高電圧ＥHVの電圧レベルの変化に応
じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベル
を可変するようにされている。これによって、駆動巻線
ＮBのインダクタンスＬBが可変されて、自励発振駆動回
路内の直列共振回路の共振周波数、つまり、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御される。こ
れにより直流高電圧ＥHVを定電圧化する。交流入力電圧
ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖ、高圧負荷電力ＰHV＝１２６Ｗ
〜０Ｗの変動に対して、スイッチング周波数ｆｓは、８
０ＫＨｚ〜９５ＫＨｚの範囲で制御される。ここで、ス
イッチング周波数を可変するのにあたってはスイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえ
で、オンとなる期間ＴONを可変制御するように動作して
いる。本明細書では、このような複合的な制御を「複合
制御方式」ということとしている。

【００１８】図８、図９は、上記図７に示した電源回路
における要部の動作を示す波形図である。図８は交流入
力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大高圧負荷電力ＰHV＝１２６
Ｗ（＝３１．５ＫＶ×４ｍＡ）時の動作波形であり、図
９は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大高圧負荷電力Ｐ
HV＝０Ｗ（＝３１．５ＫＶ×０ｍＡ）時の動作波形であ
る。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図７の
ような電源回路では、次のような問題を有している。絶
縁コンバータトランスＰＩＴは、図１０（ａ）に示すよ
うに、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ
２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コ
アが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分
割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそ
れぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚
に対しては図のようにギャップＧを形成するようにして
いる。これによって、所要の結合係数による疎結合が得
られるようにしている。結合係数は、例えば０．８程度
とされる。これにより絶縁コンバータトランスＰＩＴの
近辺には約２０％の漏洩磁束が発生する。この漏洩磁束
の周波数は、上述のスイッチング周波数ｆｓの制御によ
り８０ＫＨｚ〜９５ＫＨｚとなる。

【００２０】また図１１に高圧発生トランスＨＶＴの断
面図を示すが、高圧発生トランスＨＶＴは、例えばフェ
ライト材による２つのコの字形コアＣＲ１１，ＣＲ１２
の各磁脚を対向するように組み合わせることで角形コア
ＣＲ３０が形成されている。そして、コの字形コアＣＲ
１１の端部と、コの字形コアＣＲ１２の端部とが対向す
る部分にはギャップＧが設けられている。例えば各ギャ
ップＧは０．３５ｍｍとされる。そして、図示するよう
に、角形コアＣＲ３０の一方の磁脚に対して、低圧巻線
ボビンＬＢと高圧巻線ボビンＨＢを取り付けることで、
これら低圧巻線ボビンＬＢ及び高圧巻線ボビンＨＢに対
して、それぞれ一次側巻線Ｎ4及び昇圧巻線ＮHVを分割
して巻装するようにしている。この場合、低圧巻線ボビ
ンＬＢには一次側巻線Ｎ4が巻装され、高圧巻線ボビン
ＨＢには複数の昇圧巻線ＮHVが層間フィルムＦを挿入し
て巻き上げる層間巻きによって巻装されることになる。
この高圧発生トランスＨＶＴの場合も、その近辺には８
０ＫＨｚ〜９５ＫＨｚ程度の周波数の漏洩磁束が発生す
る。

【００２１】一方、テレビジョン受像器の水平同期信号
の周波数ｆｈは、ＮＴＳＣ方式ではｆｈ＝１５．７５Ｋ
Ｈｚ、ハイビジョン方式ではｆｈ＝３３．７５ＫＨｚ、
ＮＴＳＣ方式の倍速方式ではｆｈ＝３１．５ＫＨｚ、３
倍速方式ではｆｈ＝４７．２５ＫＨｚ等、種々のテレビ
ジョン放送方式によって異なっている。この水平同期信
号に同期して動作している水平偏向回路に関しては、陰
極線管（ＣＲＴ）のネック部に偏向ヨークが配され、ま
たプリント基板上にはＣＲＴのアノード電極に供給する
３０ＫＶの高圧発生トランス（フライバックトランス）
や水平直線性補正コイル、ダイナミックフォーカストラ
ンス等のリアクタ、インダクタが数多くマウントされて
いる。そして上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴや
高圧発生トランスＨＶＴの漏洩磁束がこれらの水平偏向
回路の構成部品に結合すると、水平同期周波数ｆｈとス
イッチング周波数ｆｓの干渉による斜縞の電源ビートが
ブラウン管面上に発生してしまう。

【００２２】この対策のためには図１０（ａ）に破線で
示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ
Ｇの周辺に銅板を１ターン巻き付けて半田付けしたショ
ートリングＳＲを配している。図１０（ｂ）はショート
リングＳＲを巻き付けた状態の模式図である。ショート
リングＳＲは所要箇所Ｈが半田付けされる。このショー
トリングＳＲにより漏洩磁束を磁気シールドすること
で、電源ビートの発生を抑制する。また高圧発生トラン
スＨＶＴには図１１に破線で模式的に示すように、所要
箇所を半田付けしたに銅板による磁気シールド板ＭＳを
配設し、漏洩磁束を抑制している。

【００２３】しかしながら、このような絶縁コンバータ
トランスＰＩＴや高圧発生トランスＨＶＴのシールド処
理のために、銅板の材料コストがかかることや、取付／
半田付け工程の必要性から、各トランス（ＰＩＴ、ＨＶ
Ｔ）の製造工程の煩雑化やコストアップを招くという問
題があった。

【００２４】また絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、
フェライト磁心と銅板が振動によって可聴周波数帯域の
鳴きが生じないようにするために、トランス組立後にワ
ニス含浸を行って銅板を固定することも必要であった。
高圧発生トランスＨＶＴでは、絶縁板の上に銅板を巻く
か、或いは銅板をトランスから離して実装しなければな
らない。これらのことも、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔや高圧発生トランスＨＶＴの製造工程の煩雑化やコス
トアップを招く。

【００２５】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して、陰極線管表示装置用のスイッチング
電源回路において、絶縁コンバータトランスＰＩＴや高
圧発生トランスＨＶＴに対する漏洩磁束のシールド処理
を不要とすることを目的とする。

【００２６】このため本発明は、直流入力電圧をスイッ
チングして出力するメインスイッチング素子を備えて形
成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の
動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成され
るようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、
一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係
数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メイン
スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバ
ータトランスと、上記絶縁コンバータトランスに巻装し
た二次側巻線の一端と中間タップの間の巻線部分に対し
て二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形
成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータト
ランスに巻装した二次側巻線の一端と中間タップの間の
巻線部分に対して並列に、クランプコンデンサと二次側
補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備えるこ
とで、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻
線に発生する電圧をクランプする二次側アクティブクラ
ンプ手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した一
次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、陰極線管
表示装置で用いる水平同期信号の周波数に近い固定のス
イッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング
素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆
動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次
側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側
補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を
印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチン
グ動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二
次側補助スイッチング素子に、上記水平同期信号に同期
した信号を印加することで、上記一次側並列共振回路及
び上記二次側並列共振回路の動作を水平同期周波数に同
期させる同期手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻
装した二次側巻線と並列接続された一次側巻線を備え、
上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる共
振電圧を、一次側から二次側に伝送することで、二次側
から上記共振電圧を昇圧した高圧電圧を得るようにされ
た高圧発生トランスと、上記高圧発生トランスの二次側
に得られる高圧電圧について半波整流動作を行うこと
で、直流高電圧を得るように構成された直流高電圧生成
手段と、上記直流高電圧に基づく直流制御信号を上記二
次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助ス
イッチング素子の導通角制御を実行することで、上記直
流高電圧を定電圧化する定電圧化手段とを備えたスイッ
チング電源回路とする。

【００２７】また本発明は、上記構成と同様に、スイッ
チング手段、一次側並列共振コンデンサ、絶縁コンバー
タトランス、二次側並列共振回路、二次側アクティブク
ランプ手段、高圧発生トランス、直流高電圧生成手段と
を有し、さらに、陰極線管表示装置で用いる水平同期信
号に同期した信号に基づいて、水平同期信号の周波数に
同期したスイッチング周波数を発生させて上記メインス
イッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイ
ッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻
装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、
上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング
駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子に
スイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段
と、上記直流高電圧に基づく直流制御信号を上記二次側
補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッ
チング素子の導通角制御を実行することで、上記直流高
電圧を定電圧化する定電圧化手段と、を備えてスイッチ
ング電源回路を構成する。

【００２８】また上記構成と同様に、スイッチング手
段、一次側並列共振コンデンサ、絶縁コンバータトラン
ス、二次側並列共振回路、二次側アクティブクランプ手
段、高圧発生トランス、直流高電圧生成手段とを有し、
さらに陰極線管表示装置で用いる水平同期信号の周波数
に近い固定のスイッチング周波数を発生させて上記メイ
ンスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側
スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランス
に巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成さ
れ、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチ
ング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素
子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動
手段と、上記二次側補助スイッチング素子に、上記水平
同期信号に同期した信号を印加することで、上記一次側
並列共振回路及び上記二次側並列共振回路の動作を水平
同期周波数に同期させる同期手段と、上記直流高電圧に
基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子
に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制
御を実行することで、上記直流高電圧を定電圧化する定
電圧化手段と、上記メインスイッチング素子のオン／オ
フタイミングに同期した所定のオン／オフタイミングを
有するようにしてスイッチングを行う一次側補助スイッ
チング素子を備えることで、上記一次側並列共振コンデ
ンサの両端に発生する一次側並列共振電圧をクランプす
るように設けられる一次側アクティブクランプ手段とを
備えてスイッチング電源回路を構成する。

【００２９】上記各構成によれば、一次側においては電
圧共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回
路を備え、二次側には、二次巻線及び二次側並列共振コ
ンデンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備
えられた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータ
の動作を、水平同期周波数に同期させることができ、こ
れによって絶縁コンバータトランスや高圧発生トランス
の漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートが
発生しないようになる。

【００３０】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源
（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るた
めの整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平
滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交
流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧
Ｅｉを生成するようにされる。

【００３１】この電源回路の一次側には、１石のスイッ
チング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う電圧共
振形コンバータ回路として、自励式の構成が示される。
この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポ
ーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採
用されている。

【００３２】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵
抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。

【００３３】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一
次側アース間には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次側に巻数１Ｔ（ターン）で施されたドライブ巻線ＮB
と、インダクタＬB−共振コンデンサＣB−ベース電流制
限抵抗ＲBの直列回路よりなる自励発振駆動用の直列共
振回路が接続される。この自励発振回路によってスイッ
チング素子Ｑ１をオン／オフするスイッチング周波数ｆ
ｓが生成される。例えば当該スイッチング電源回路が搭
載されるテレビジョン受像器等において水平同期周波数
ｆｈ＝３３．７５ＫＨｚであるとすると、上記直列共振
回路によるスイッチング周波数ｆｓ＝３３．５ＫＨｚ程
度に設定する。

【００３４】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤD1により、スイッチング素子Ｑ
1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するよう
にされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一
端と接続され、エミッタは接地される。

【００３５】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振
コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダ
クタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並
列共振回路を形成する。

【００３６】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する 絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１０で説明したよ
うに、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ
２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コ
アが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分
割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそ
れぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚
に対しては図のようにギャップＧを形成するようにして
いる。これによって、所要の結合係数による疎結合が得
られるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ
１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くする
ことで形成することが出来る。また、結合係数ｋとして
は、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態を得るように
しており、その分、飽和状態が得られにくいようにして
いる。但し本例の場合は、図１０で説明したような銅板
によるショートリングＳＲは設けられない。

【００３７】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端はスイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続
され、他端は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧
Ｅｉ）と接続されている。従って、一次巻線Ｎ1に対し
ては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給
されることで、スイッチング周波数に対応する周期の交
番電圧が発生する。

【００３８】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2については中間
タップが設けられ、二次巻線Ｎ２の巻始め端部から中間
タップまでの巻線部分（巻線Ｎ３）に対して、二次側並
列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、巻線
Ｎ３のリーケージインダクタンスＬ３と二次側並列共振
コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回
路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ
2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、従って、二
次側においては電圧共振動作が得られることとなる。即
ち、この電源回路としても、一次側にはスイッチング動
作を電圧共振形とするための並列共振回路を備え、二次
側には電圧共振動作を得るための並列共振回路を備えた
「複合共振形スイッチングコンバータ」の構成を採る。

【００３９】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、さらに巻線Ｎ３内に設けられた中間タ
ップからのタップ出力ラインに接続される二次側整流ダ
イオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とからなる半波整流
回路が備えられ、これにより、巻線Ｎ３内のタップ−二
次側アース間に誘起される交番電圧に対応する二次側直
流出力電圧ＥO1を得るようにしている。

【００４０】また、この電源回路においては、二次側に
アクティブクランプ回路が備えられる。即ち二次側アク
ティブクランプ回路として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイ
ッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダ
イオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、補
助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系と
して、ドライブ巻線Ｎｇ1，コンデンサＣｇ1，抵抗Ｒｇ
1を備えて成る。

【００４１】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。その接続形態としては、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続されるようになっている。また、補
助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデン
サＣ３を介して、二次巻線Ｎ2の中間タップラインに接
続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは
二次側アースに対して接続される。従って、二次側アク
ティブクランプ回路としては、上記補助スイッチング素
子Ｑ２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対し
て、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るもの
とされる。そして、このようにして形成される回路を、
巻線Ｎ３と並列共振コンデンサＣ２による二次側並列共
振回路に対して、更に並列に接続して構成されるもので
ある。

【００４２】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ1−抵抗Ｒｇ1−
ドライブ巻線Ｎｇ1の直列接続回路が接続される。この
場合も直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のため
の自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路
からの信号電圧（ドライブ電圧ＶGS）が抵抗Ｒ10によっ
てスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッチン
グ動作が行われる。この場合のドライブ巻線Ｎｇ1は、
二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に形成されており、この場
合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。こ
れにより、ドライブ巻線Ｎｇ1には、一次巻線Ｎ1に得ら
れる交番電圧により励起された電圧が発生する。また、
この場合には、その巻方向の関係から、二次巻線Ｎ2と
ドライブ巻線Ｎｇ1とは逆極性の電圧が得られる。な
お、ドライブ巻線Ｎｇ1としても、そのターン数は１Ｔ
であればその動作は保証されるが、これに限定されるも
のではない。

【００４３】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線
Ｎ2に対しては、並列に、高圧発生トランスＨＶＴの一
次巻線Ｎ４が接続される。この場合、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴが複合共振形スイッチングコンバータとし
て動作することによって、一次巻線Ｎ４に共振電圧Ｖ２
が印加される。そして高圧発生トランスＨＶＴは、一次
巻線Ｎ４に印加される共振電圧Ｖ２を二次側に伝達す
る。この高圧発生トランスＨＶＴは、一次巻線Ｎ４に発
生する共振電圧を昇圧して、例えばＣＲＴのアノード電
圧レベルに対応した高電圧を生成する。このため、高圧
発生トランスＨＶＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV
1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が層間フィルム同軸捲
きによって分割されて巻装されている。そして各々の昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻始め端部に対しては、高圧整流
ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノ
ード側が接続されている。さらに、高圧整流ダイオード
ＤHV1のカソードが平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接
続され、残る高圧整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソ
ードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻終り端部に
対して接続される。

【００４４】即ち、高圧発生トランスＨＶＴの二次側に
は、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、
［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧
巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線Ｎ
HV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、
高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路
が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の
半波整流回路が形成されていることになる。

【００４５】従って、高圧発生トランスＨＶＴの二次側
においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮH
V5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに
対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣ
OHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される
誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧ＥHVが
得られることになる。そして、この平滑コンデンサＣOH
Vの両端に得られた直流高電圧ＥHVを、例えばＣＲＴの
アノード電圧として利用するようにしている。

【００４６】なお、この場合、高圧発生トランスＨＶＴ
の一次巻線Ｎ４は３０〜５０Ｔ（ターン）、昇圧巻線Ｎ
HV1〜ＮHV5はそれぞれ５３０Ｔ程度とされて、５層の層
間フィルム捲きで２６５０Ｔ程度とされる。結合係数は
０．９程度である。

【００４７】高圧発生トランスＨＶＴの構造は図１１で
説明したように、例えばフェライト材による２つのコの
字形コアＣＲ１１，ＣＲ１２の各磁脚を対向するように
組み合わせることで角形コアＣＲ３０が形成されてい
る。そして、コの字形コアＣＲ１１の端部と、コの字形
コアＣＲ１２の端部とが対向する部分には０．３５ｍｍ
程度のギャップＧが設けられている。そして、角形コア
ＣＲ３０の一方の磁脚に対して、低圧巻線ボビンＬＢと
高圧巻線ボビンＨＢを取り付けることで、これら低圧巻
線ボビンＬＢ及び高圧巻線ボビンＨＢに対して、それぞ
れ一次側巻線Ｎ4及び昇圧巻線ＮHVを分割して巻装する
ようにしている。低圧巻線ボビンＬＢには一次側巻線Ｎ
4が巻装され、高圧巻線ボビンＨＢには複数の昇圧巻線
ＮHVが層間フィルムＦを挿入して巻き上げる層間巻きに
よって巻装されることになる。但し、本例の場合は、図
１１で説明したような銅板による磁気シールド板ＭＳは
設けられない。

【００４８】また本例においては、制御回路１によっ
て、補助スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作がＰ
ＷＭ制御されるようになっている。即ち、直流高電圧Ｅ
HVは、高圧抵抗Ｒ１，分割抵抗Ｒ２によって分圧されて
制御回路１に対して供給される。制御回路１において
は、分圧された直流高電圧ＥHVを用いて定電圧化のため
の直流制御電圧を生成し、補助スイッチング素子Ｑ２の
ゲートに印加することで、補助スイッチング素子Ｑ２の
導通角が制御される。これによって交流入力電圧ＶACや
高圧負荷電力ＰHVの変動に対する直流高電圧ＥHVの定電
圧化が行われる。

【００４９】さらに本例の場合は、水平同期周波数ｆｈ
と同期をとるために、陰極線管表示装置の水平同期回路
系で用いられている水平発振パルス電圧、又は水平ドラ
イブパルス電圧、又は水平出力パルス電圧としての電圧
Ｖｆｈが、抵抗Ｒｈ、コンデンサＣｈを介して補助スイ
ッチング素子Ｑ２のゲートに印加される。これによって
外部同期がとられることになる。

【００５０】このような電源回路によれば、複合共振形
スイッチングコンバータの動作を、水平同期周波数に同
期させることができ、これによって絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴ及び高圧発生トランスＨＶＴの漏洩磁束と水
平同期周波数の干渉による電源ビートが発生しないよう
にできるものとなる。上記したように一次側のスイッチ
ング素子Ｑ１は、ドライブ巻線ＮB、インダクタＬB、共
振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBよりなる直列
共振回路によってスイッチング周波数ｆｓが設定され
る。ここでスイッチング周波数ｆｓ＜水平同期周波数ｆ
ｈに設定すれば、二次側の補助スイッチング素子Ｑ２に
対する電圧Ｖｆｈの外部同期トリガ信号によって、ドラ
イブ巻線Ｎg1、ＮBを介してｆｓ＝ｆｈに引き込まれて
スイッチング周波数ｆｓが固定されることになる。この
ため複合共振形スイッチングコンバータの動作は水平同
期信号の周波数と同期することになり、従って絶縁コン
バータトランスＰＩＴ及び高圧発生トランスＨＶＴの漏
洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートは発生
しない。

【００５１】図２は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、高圧
負荷電力ＰHV＝１２６Ｗ時の各部の動作波形であり、図
３は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、高圧負荷電力ＰHV＝
０Ｗ時の動作波形を示している。この場合、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝１３０Ｔ、二次巻
線Ｎ２＝１５０Ｔ（うち、巻線Ｎ３＝７５Ｔ）、ドライ
ブ巻線ＮB＝Ｎg1＝１Ｔ、共振コンデンサＣｒ＝０．０
１２μＦ、共振コンデンサＣ２＝０．１μＦ、クランプ
コンデンサＣ３＝２．２μＦ、高圧発生トランスＨＶＴ
の一次巻線Ｎ４＝５０Ｔ、昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5はそれ
ぞれ５３０Ｔとし、スイッチング素子Ｑ２は８００Ｖ耐
圧のＭＯＳ−ＦＥＴとしている。

【００５２】この図２，図３に示す場合、水平同期周波
数ｆｈ＝３３．７５ＫＨｚであり、図示する期間Ｔｈ＝
２９．８５μｓｅｃである。そしてＭＯＳ−ＦＥＴ（ス
イッチング素子Ｑ２）とクランプダイオードＤD2（ボデ
ィダイオード）のオン時間ＴON＝１５μｓｅｃ〜２３μ
ｓｅｃの導通角制御となる。高圧負荷電力ＰHV＝１２６
Ｗ時には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング
損失の低下により、ＡＣ／ＤＣの電力変換効率は図７の
従来例の９０．５％から９１．１％に向上し、入力電力
は１．５Ｗ低減させることができる。そしてこれらの動
作波形から、複合共振形コンバータとしてのスイッチン
グ動作が期間Ｔｈをサイクルとしており、つまり水平同
期周波数に同期していることがわかる。

【００５３】図４（ａ）（ｂ）は、交流入力電圧ＶAC＝
１００Ｖの際に、高圧負荷電力ＰHVの変動に対する、直
流高電圧ＥHV、共振電圧Ｖ１，Ｖ３の変化を示してい
る。これらの図から、高圧負荷電力ＰHVの変動に対して
直流高電圧ＥHVが３１．５ＫＶで定電圧化されているこ
とがわかる。また図４（ｃ）は、高圧負荷電力ＰHVの変
動に対する、オン期間ＴONの変化、即ちスイッチング素
子Ｑ２の導通角制御の様子を示している。この図４
（ｃ）は図２，図３のオン期間ＴONに対応する。

【００５４】図５に本発明の第２の実施の形態のスイッ
チング電源回路を示す。図５は、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２をＭＯＳ−ＦＥＴとした場合の高圧レギュレー
タの例であり、スイッチング素子Ｑ１に対してＩＣによ
る他励発振回路を設けた例である。なお、図１と同一部
分は同一符号を付し、説明を省略する。

【００５５】この場合も、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力
電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとし
ては、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆる
シングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧
共振形コンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コ
ンバータは他励式の構成を採っており、ＭＯＳ−ＦＥＴ
によるスイッチング素子Ｑ1のドレインは、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデ
ンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次側アースに接
続される。

【００５６】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタ
ンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側
並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ
1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路によ
る共振動作が得られるようにされることで、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形とな
る。

【００５７】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴに備えられる、い
わゆるボディダイオードによるクランプダイオードＤD1
が並列に接続されていることで、スイッチング素子がオ
フとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成する。

【００５８】スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２及び
ドライブ回路３を統合的に備える、例えば１つの集積回
路（ＩＣ）によるスイッチング駆動部１０によって、ス
イッチング駆動される。また、このスイッチング駆動部
１０は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのライ
ンと接続されており、例えば電源起動時において、上記
起動抵抗Ｒｓを介して電源電圧が印加されることで起動
するようにされている。

【００５９】スイッチング駆動部１０内の発振回路２で
は、発振動作を行って発振信号を生成して出力する。そ
して、ドライブ回路３においてはこの発振信号をドライ
ブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲートに対し
て出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、発
振回路２にて生成される発振信号に基づいたスイッチン
グ動作を行うようにされる。従って、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチング周期内
のオン／オフ期間のデューティは、発振回路２にて生成
される発振信号に依存して決定される。そして特に本例
の場合は、陰極線管表示装置の水平同期回路系で用いら
れている水平発振パルス電圧、又は水平ドライブパルス
電圧、或いは水平出力パルス電圧としての電圧Ｖｆｈ
が、抵抗Ｒｈ、小容量のコンデンサＣｈを介して発振回
路２に供給されて外部同期がとられる。即ち発振回路２
は、水平同期周波数に同期した発振信号を発生するもの
となり、これによってスイッチング素子Ｑ１のスイッチ
ング動作は、水平同期周波数に同期したものとなる。

【００６０】なお、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側や高圧発生トランスＨＶＴの一次側、二次側の構成
は図１と概略同様であるため詳細な説明は省略するが、
外部同期のための電圧Ｖｆｈは、補助スイッチング素子
Ｑ２には印加されない構成となる。

【００６１】このようなスイッチング電源回路の場合
も、複合共振形スイッチングコンバータの動作は水平同
期信号の周波数と同期することになり、従って絶縁コン
バータトランスＰＩＴ及び高圧発生トランスＨＶＴの漏
洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートは発生
しない。このため絶縁コンバータトランスＰＩＴや高圧
発生トランスＨＶＴに磁気シールドを設ける必要はなく
なる。

【００６２】図６に本発明の第３の実施の形態のスイッ
チング電源回路を示す。これは各スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２，Ｑ３として８００Ｖ耐圧のＩＧＢＴ（絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタ）を用いると共に、一次側
にもアクティブクランプ回路を設けた例である。これ
は、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系共用の高圧レギュレー
タの構成例となる。なお、図１と同一部分は同一符号を
付し説明を省略する。

【００６３】この場合、一次側にはＩＧＢＴによるスイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ３が配される。スイッチング素子
Ｑ１は、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力して
断続するスイッチングコンバータを構成する。スイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極
と接続され、エミッタは一次側アースに接続される。

【００６４】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次
側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路に
よる共振動作が得られるようにされることで、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形と
なる。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッ
タ間に対しては、クランプダイオードＤD1が並列に接続
されていることで、スイッチング素子がオフとなる期間
に流れるクランプ電流の経路を形成する。

【００６５】スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２及び
ドライブ回路３を備える、例えば１つの集積回路（Ｉ
Ｃ）によるスイッチング駆動部１０によってスイッチン
グ駆動される。また、このスイッチング駆動部１０は、
起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続
されており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗
Ｒｓを介して電源電圧が印加されることで起動するよう
にされている。

【００６６】スイッチング駆動部１０内の発振回路２で
は、発振動作を行って発振信号を生成して出力する。そ
して、ドライブ回路３においてはこの発振信号をドライ
ブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲートに対し
て出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、発
振回路２にて生成される発振信号に基づいたスイッチン
グ動作を行うようにされる。従って、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチング周期内
のオン／オフ期間のデューティは、発振回路２にて生成
される発振信号に依存して決定される。この例の場合
は、例えば当該スイッチング電源回路が搭載されるテレ
ビジョン受像器等において水平同期周波数ｆｈ＝３３．
７５ＫＨｚであるとすると、スイッチング周波数ｆｓ＝
３３．５ＫＨｚ程度となるように発振信号が生成され
る。

【００６７】また一次側においては、並列共振コンデン
サＣｒの両端に得られる並列共振電圧をクランプするた
めの一次側アクティブクランプ回路が備えられる。この
場合、一次側アクティブクランプ回路は、ＩＧＢＴによ
る補助スイッチング素子Ｑ３，クランプコンデンサＣ
４，クランプダイオードＤD3により構成される。また、
補助スイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動回路系
として、ドライブ巻線Ｎｇ2，コンデンサＣｇ2，抵抗Ｒ
1，Ｒ2を備えて成る。

【００６８】補助スイッチング素子Ｑ３のコレクタ−エ
ミッタ間に対してはクランプダイオードＤD3が並列に接
続される。ここでは、クランプダイオードＤD3のアノー
ドがエミッタに対して接続され、カソードがコレクタに
対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ３の
コレクタはクランプコンデンサＣ４を介して、整流平滑
電圧Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻終り端部との接続
点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ
３のエミッタは一次巻線Ｎ1の巻始め端部に対して接続
される。つまり、この一次側アクティブクランプ回路と
しては、上記補助スイッチング素子Ｑ３とクランプダイ
オードＤD3の並列接続回路に対して、クランプコンデン
サＣ４を直列に接続して成るものとされる。そして、こ
のようにして形成される回路を絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成され
るものである。

【００６９】また、補助スイッチング素子Ｑ３の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ３のゲートに対して、抵抗Ｒg2−コンデンサＣｇ2−
ドライブ巻線Ｎｇ2の直列接続回路が接続される。この
直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励
発振駆動回路を形成する。ここでドライブ巻線Ｎｇ2
は、巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。こ
の場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1とド
ライブ巻線Ｎｇ２とは逆極性の電圧が得られる。なお、
実際としてはドライブ巻線Ｎｇ２のターン数は１Ｔであ
ればその動作は保証されるが、これに限定されるもので
はない。また、抵抗Ｒ１は、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1とドライブ巻線Ｎｇ２の接続点との
間に対して挿入される。

【００７０】この補助スイッチング素子Ｑ３は、メイン
スイッチング素子Ｑ１に同期した状態でオン／オフされ
る。即ちメインスイッチング素子Ｑ１のオン期間に補助
スイッチング素子Ｑ３はオフとなり、メインスイッチン
グ素子Ｑ１のオフ期間内に補助スイッチング素子Ｑ３は
オンとなる。これによる一次側アクティブクランプ回路
の動作として、共振コンデンサＣｒの両端にあらわれる
電圧がクランプされる。

【００７１】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側、
及び高圧発生トランスＨＶＴの一次側と二次側の構成
は、図１と概略同様であるため説明を省略する。但し補
助スイッチング素子Ｑ２はＩＧＢＴが用いられている例
である。即ち二次側アクティブクランプ回路として、Ｉ
ＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）の補助ス
イッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディ
ダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、
補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系
として、ドライブ巻線Ｎｇ1，コンデンサＣｇ1，抵抗Ｒ
ｇ1を備えて成る。

【００７２】補助スイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エ
ミッタ間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接
続される。その接続形態としては、クランプダイオード
ＤD2のアノードがエミッタに対して接続され、カソード
がコレクタに対して接続されるようになっている。ま
た、補助スイッチング素子Ｑ２のコレクタはクランプコ
ンデンサＣ３を介して、二次巻線Ｎ2の捲終り端側に接
続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のエミッタ
は二次側アースに対して接続される。従って、二次側ア
クティブクランプ回路としては、上記補助スイッチング
素子Ｑ２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対
して、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るも
のとされる。そして、このようにして形成される回路
を、巻線Ｎ３と並列共振コンデンサＣ２による二次側並
列共振回路に対して、更に並列に接続して構成されるも
のである。

【００７３】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ1−抵抗Ｒｇ1−
ドライブ巻線Ｎｇ1の直列接続回路が接続される。この
場合も直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のため
の自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路
からの信号電圧（ドライブ電圧ＶGS）が抵抗Ｒ10によっ
てスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッチン
グ動作が行われる。

【００７４】この電源回路の場合、図１と同様に、水平
同期周波数に同期する電圧Ｖｆｈは、補助スイッチング
素子Ｑ２に印加され、外部同期がとられることになる。
上記したように一次側のスイッチング素子Ｑ１のスイッ
チング周波数ｆｓが、スイッチング周波数ｆｓ＜水平同
期周波数ｆｈと設定されていることで、二次側の補助ス
イッチング素子Ｑ２に対する電圧Ｖｆｈの外部同期トリ
ガ信号によって、ドライブ巻線Ｎg1、Ｎg2及び一次側ア
クティブクランプ回路の動作を介して、ｆｓ＝ｆｈに引
き込まれてスイッチング周波数ｆｓが固定されることに
なる。このため複合共振形スイッチングコンバータの動
作は水平同期信号の周波数と同期することになり、従っ
て絶縁コンバータトランスＰＩＴ及び高圧発生トランス
ＨＶＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビ
ートは発生しない。このため絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴ及び高圧発生トランスＨＶＴに磁気シールドを設け
る必要はなくなる。

【００７５】以上、本発明の実施の形態を説明してきた
が、本発明のスイッチング電源回路は上記各回路構成に
限られるものではなく、各種の変形例が考えられること
はいうまでもない。

【００７６】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振
形コンバータ回路によるスイッチング電源回路おいて、
スイッチング動作によるコンバータ動作が陰極線管表示
装置で用いられている水平同期信号に同期するようにし
ているため、コンバータトランスや高圧発生トランスの
漏洩磁束と水平同期信号が干渉して電源ビートを発生さ
せるということがなくなる。従って、コンバータトラン
スや高圧発生トランスに、漏洩磁束をシールドするため
の銅板によるショートリングやシールド板を設ける必要
がなくなる。これによって各トランスの製造コストの低
下、製造の簡略化、効率化を実現できるという効果があ
る。さらにショートリングやシールド板を設けないこと
は、各トランスの温度上昇を低下させるという利点も生
ずる。

【００７７】また、複合共振形コンバータ回路のスイッ
チング周波数は、８０ＫＨｚ〜９５ＫＨｚ程度であった
ところ、水平同期周波数に同期するために本発明では３
１．５ＫＨｚ〜４７．２５ＫＨｚ程度とすることになる
ため、スイッチング周波数の低周波数化に伴うコンバー
タトランスの大型化は発生するが、スイッチング素子の
スイッチング損失は低減し、電力変換効率が向上すると
いう利点もある。

【００７８】さらに絶縁コンバータトランスに巻装した
二次側巻線の一端と中間タップの間の巻線部分に対して
二次側並列共振コンデンサを並列に接続して二次側並列
共振回路を形成し、またその二次側巻線の一端と中間タ
ップの間の巻線部分に対して並列に、クランプコンデン
サと二次側補助スイッチング素子とによる二次側アクテ
ィブクランプ手段を構成することで、二次側アクティブ
クランプ手段の補助スイッチング素子としてのＭＯＳ−
ＦＥＴやＩＧＢＴは、低耐圧化、例えば耐圧１５００Ｖ
としていたものを耐圧８００Ｖとすることができる。従
ってＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴのスイッチング損失の低
減が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】実施の形態の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。

【図３】実施の形態の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。

【図４】実施の形態の負荷電力と、直流高電圧、共振電
圧、導通角制御の関係の説明図である。

【図５】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図６】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図８】先行技術に示す電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図９】先行技術に示す電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図１０】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面
図、斜視図である。

【図１１】高圧発生トランスの構成を示す断面図であ
る。

【符号の説明】

１ 制御回路、２ 発振回路、３ ドライブ回路、１０
スイッチング駆動部、Ｑ1 （メイン）スイッチング
素子、Ｑ2，Ｑ3 補助スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁
コンバータトランス、ＨＶＴ 高圧発生トランス、Ｎ１
一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ４ 一次巻線、ＮHV
昇圧巻線、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二
次側並列共振コンデンサ、ＤO1 二次側整流ダイオー
ド、ＤHV高圧整流ダイオード、ＣOHV 平滑コンデンサ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源
   回路において、 直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッ
   チング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係
   数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メイン
   スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバ
   ータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線の一
   端と中間タップの間の巻線部分に対して二次側並列共振
   コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並
   列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線の一
   端と中間タップの間の巻線部分に対して並列に、クラン
   プコンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直
   列接続回路を備えることで、上記絶縁コンバータトラン
   スに巻装した二次側巻線に発生する電圧をクランプする
   二次側アクティブクランプ手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した一次側ドライブ
   巻線を含む回路として形成され、上記陰極線管表示装置
   で用いる水平同期信号の周波数に近い固定のスイッチン
   グ周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にス
   イッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段
   と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ
   巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッ
   チング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上
   記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさ
   せる二次側スイッチング駆動手段と、 上記二次側補助スイッチング素子に、上記水平同期信号
   に同期した信号を印加することで、上記一次側並列共振
   回路及び上記二次側並列共振回路の動作を水平同期周波
   数に同期させる同期手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線と並
   列接続された一次側巻線を備え、上記絶縁コンバータト
   ランスの二次側巻線に得られる共振電圧を、一次側から
   二次側に伝送することで、二次側から上記共振電圧を昇
   圧した高圧電圧を得るようにされた高圧発生トランス
   と、 上記高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧につ
   いて半波整流動作を行うことで、直流高電圧を得るよう
   に構成された直流高電圧生成手段と、 上記直流高電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助
   スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチン
   グ素子の導通角制御を実行することで、上記直流高電圧
   を定電圧化する定電圧化手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源
   回路において、 直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッ
   チング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係
   数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メイン
   スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバ
   ータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線の一
   端と中間タップの間の巻線部分に対して二次側並列共振
   コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並
   列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線の一
   端と中間タップの間の巻線部分に対して並列に、クラン
   プコンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直
   列接続回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧
   をクランプする二次側アクティブクランプ手段と、 上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号に同期した
   信号に基づいて、水平同期信号の周波数に同期したスイ
   ッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素
   子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動
   手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ
   巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッ
   チング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上
   記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさ
   せる二次側スイッチング駆動手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線と並
   列接続された一次側巻線を備え、上記絶縁コンバータト
   ランスの二次側巻線に得られる共振電圧を、一次側から
   二次側に伝送することで、二次側から上記共振電圧を昇
   圧した高圧電圧を得るようにされた高圧発生トランス
   と、 上記高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧につ
   いて半波整流動作を行うことで、直流高電圧を得るよう
   に構成された直流高電圧生成手段と、 上記直流高電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助
   スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチン
   グ素子の導通角制御を実行することで、上記直流高電圧
   を定電圧化する定電圧化手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源
   回路において、 直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッ
   チング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係
   数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メイン
   スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバ
   ータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線の一
   端と中間タップの間の巻線部分に対して二次側並列共振
   コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並
   列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線の一
   端と中間タップの間の巻線部分に対して並列に、クラン
   プコンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直
   列接続回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧
   をクランプする二次側アクティブクランプ手段と、 上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号の周波数に
   近い固定のスイッチング周波数を発生させて上記メイン
   スイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側ス
   イッチング駆動手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ
   巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッ
   チング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上
   記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさ
   せる二次側スイッチング駆動手段と、 上記二次側補助スイッチング素子に、上記水平同期信号
   に同期した信号を印加することで、上記一次側並列共振
   回路及び上記二次側並列共振回路の動作を水平同期周波
   数に同期させる同期手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線と並
   列接続された一次側巻線を備え、上記絶縁コンバータト
   ランスの二次側巻線に得られる共振電圧を、一次側から
   二次側に伝送することで、二次側から上記共振電圧を昇
   圧した高圧電圧を得るようにされた高圧発生トランス
   と、 上記高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧につ
   いて半波整流動作を行うことで、直流高電圧を得るよう
   に構成された直流高電圧生成手段と、 上記直流高電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助
   スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチン
   グ素子の導通角制御を実行することで、上記直流高電圧
   を定電圧化する定電圧化手段と、 上記メインスイッチング素子のオン／オフタイミングに
   同期した所定のオン／オフタイミングを有するようにし
   てスイッチングを行う一次側補助スイッチング素子を備
   えることで、上記一次側並列共振コンデンサの両端に発
   生する一次側並列共振電圧をクランプするように設けら
   れる一次側アクティブクランプ手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。