JP2000166232A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力変換効率の向上、回路の小型軽量化を図
る。 【解決手段】 スイッチング周波数制御方式によって定
電圧制御を行う電圧共振形コンバータ又は電流共振型コ
ンバータを備えるスイッチング電源回路として、絶縁コ
ンバータトランスにギャップを設けて疎結合とする。そ
して、二次側においては直列共振コンデンサを含むこと
で二次側直列共振回路を形成したうえで、４倍電圧整流
回路により二次側直流出力電圧を得るようにして最大負
荷電力の増加を図る。一次側は倍電圧整流回路ではな
く、通常の全波整流回路により交流入力電圧レベルに対
応するレベルの整流平滑電圧を入力するように構成す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることが分かってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図６の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる電圧共振形スイッ
チング電源回路の一例を示している。この図に示すスイ
ッチング電源回路は、例えば日本或いは米国などの商用
交流電源がいわゆるＡＣ１００Ｖ系とされ、最大負荷電
力が１２０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。

【０００４】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、交流電源ＡＣを整流平滑化するための整流平滑回
路として、整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2、及び平滑コン
デンサＣｉ1，Ｃｉ2から成る、いわゆる倍電圧整流回路
が備えられる。この倍電圧整流回路においては、例えば
交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流入力
電圧をＥｉとすると、その約２倍の直流入力電圧２Ｅｉ
を生成する。例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖである
とすると、直流入力電圧２Ｅｉは約４００Ｖとなる。こ
のように、整流平滑回路として倍電圧整流回路を採用す
るのは、上述したように、交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ
系とされ、かつ、最大負荷電力が１２０Ｗ以上という比
較的重負荷の条件に対応するためとされる。つまり、直
流入力電圧を通常の２倍とすることで、後段のスイッチ
ングコンバータへの流入電流量を抑制し、当該スイッチ
ング電源回路を形成する構成部品の信頼性が確保される
ようにするものである。なお、この図に示す倍電圧整流
回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流制
限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平滑
コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにしてい
る。

【０００５】この図における電圧共振形のスイッチング
コンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自
励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子
Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；
接合型トランジスタ）が採用されている。スイッチング
素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を介して平滑コンデ
ンサＣｉ1（整流平滑電圧２Ｅｉ）の正極側に接続され
て、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られる
ようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベース
と一時側アース間にはダンピング抵抗ＲB ，インダクタ
ＬB，共振コンデンサＣB，駆動巻線ＮB，とからなる自
励発振用の共振回路が直列接続される。この場合、駆動
巻線ＮB は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ（Power Is
olation Transformer)に巻装されており、インダクタＬ
Bと共に、スイッチング周波数を設定する所要のインダ
クタンスが得られるようにされている。また、スイッチ
ング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１
次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD に
より、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるダンパー
電流の経路を形成するようにされており、また、スイッ
チング素子Ｑ1 のコレクタは絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エミッタは接地
される。

【０００６】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、及び直交型制御トラン
スＰＲＴ（Power Regulating Transformer) の被制御巻
線ＮR の直列接続により得られる合成インダクタンス
（Ｌ1，ＬR）とにより電圧共振形コンバータの並列共振
回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略す
るが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共
振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ
ｃｒは、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共
振形の動作が得られるようになっている。

【０００７】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する
ためのもので、この場合、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコ
レクタと接続され、他端側は図のように直交型制御トラ
ンスＰＲＴの被制御巻線ＮR と直列に接続されている。

【０００８】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とされ、
この共振電圧が整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサ
ＣO2からなる半波整流回路と、整流ダイオードＤO2及び
平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路との２組の半
波整流回路に供給される。そして、これら２組の半波整
流回路により、それぞれ直流出力電圧ＥO1，ＥO2が得ら
れる。なお、この場合、直流出力電圧ＥO1及び直流出力
電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力される。
制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧と
して利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作電源
として利用する。なお、この半波整流回路を形成する整
流ダイオードＤO1，ＤO2は、スイッチング周期の交番電
圧を整流するために高速型を使用している。

【０００９】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流を、
制御電流として直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎ
C に供給する誤差増幅器である。この場合には、制御回
路１に対して、検出用電圧として直流電圧出力ＥO1が入
力され、動作電源として直流出力電圧ＥO2が入力されて
いる。

【００１０】例えば、交流入力電圧ＶAC或いは最小負荷
電力の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO2が変動し
た時は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御
電流を例えば１０ｍＡ〜４０ｍＡの範囲で変化させる。
これにより、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬR が例
えば０．１ｍＨ〜０．６ｍＨの範囲で変化するようにさ
れる。

【００１１】上記被制御巻線ＮR は、前述のように電圧
共振形のスイッチング動作を得るための並列共振回路を
形成していることから、固定とされているスイッチング
周波数に対して、この並列共振回路の共振条件が変化す
るようにされる。スイッチング素子Ｑ1と並列共振コン
デンサＣｒの並列接続回路の両端には、スイッチング素
子Ｑ1のオフ期間に対応して上記並列共振回路の作用に
よって正弦波状の共振パルスが発生するが、並列共振回
路の共振条件が変化することによって共振パルスの幅が
可変制御される。つまり、共振パルスに対するＰＷＭ(P
ulse Width Moduration)制御動作が得られる。共振パル
スの幅のＰＷＭ制御とは即ちスイッチング素子Ｑ1のオ
フ期間の制御であるが、これは換言すれば、固定のスイ
ッチング周波数の条件下でスイッチング素子Ｑ1のオン
期間を可変制御することを意味する。このようにしてス
イッチング素子Ｑ1のオン期間が可変制御されること
で、並列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に
伝送されるスイッチング出力が変化し、二次側の直流出
力電圧（ＥO1，ＥO2）の出力レベルも変化するようにさ
れる。これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定
電圧化が図られることになる。なお、このような定電圧
制御方式を、ここでは、「一次側電圧共振パルス幅制御
方式」ということにする。

【００１２】また、図７の回路図に、先に本出願人が提
案した発明に基づいて構成することのできる電圧共振形
スイッチング電源回路の他の例を示す。なお、図７にお
いて、図６と同一部分には同一符号を付し、同一構成と
される部位についての説明は省略する。この図に示す電
源回路においては、直交型制御トランスＰＲＴの被制御
巻線が二次側に設けられている例が示されている。この
場合、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線として
は、被制御巻線ＮR，ＮR1の２つが巻装されて備えられ
る、そして、被制御巻線ＮRは二次巻線Ｎ2の端部と整流
ダイオードＤO1のアノード間に対して直列に挿入される
ようにして接続される。また、被制御巻線ＮR1は、二次
巻線Ｎ2のタップ出力と整流ダイオードＤO2のアノード
との間に対して直列に挿入される。このような接続形態
では、二次側の並列共振回路は、被制御巻線ＮR，ＮR1
のインダクタンス成分（ＬR，ＬR1）を含んで形成され
ることになる。

【００１３】このように、直交型制御トランスＰＲＴの
被制御巻線（ＮR，ＮR1）が二次側に設けられた構成の
場合には、インダクタンス制御方式として、被制御巻線
ＮR，ＮR1のインダクタンスが可変されることで、二次
側並列共振コンデンサＣ2の共振電圧Ｖ2のパルス幅、つ
まり、二次側整流ダイオードの導通角を可変制御するよ
うに動作する。これによって、二次側に得られる出力レ
ベルを制御することで定電圧制御が図られる（二次側共
振電圧パルス制御方式）。

【００１４】ここで、図６及び図７に示した電源回路に
備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を図８
により断面的に示す。絶縁コンバータトランスＰＩＴ
は、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が形成される。この際、中央磁脚には図のようにギャッ
プは形成されない。そして、この中央磁脚に対して、ボ
ビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（及び駆動巻線ＮB） 、
二次巻線Ｎ2 をそれぞれ分割した状態で巻装して構成さ
れる。これにより、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2 とでは
疎結合（例えば結合係数ｋ≒０．９）の状態が得られる
ことになる。

【００１５】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにお
いては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）
と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関係に
よって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線
Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭに
ついて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。例
えば、図９（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互イン
ダクタンスは＋Ｍとなり、図９（ｂ）に示す接続形態を
採る場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。

【００１６】なお、図６に示す電源回路の直交型制御ト
ランスＰＲＴの場合には、被制御巻線ＮRが一次側に挿
入されるために、二次側と直流的に接続される制御巻線
ＮCとの絶縁距離を確保しなければならない分、相応の
サイズを要求されるが、図７に示す電源回路の直交型制
御トランスＰＲＴでは被制御巻線ＮR1が二次側に設けら
れるために、制御巻線ＮCとの絶縁距離が不要となるた
め、直交型制御トランスＰＲＴのサイズをより小型なも
のとすることが出来る。

【００１７】また、図１０に、図６及び図７に示した電
源回路のスイッチング周期による動作波形を示す。図１
０（ａ）は、スイッチング素子Ｑ１／／並列共振コンデ
ンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖｃｒを示してい
る。また図１０（ｂ）は、二次側の整流ダイオードＤO1
に印加される整流電圧Ｖ2を示し、図１０（ｃ）は整流
ダイオードＤO1に流れる整流電流ＩD2を示す。またこの
図において、期間ＴON，ＴOFFは、それぞれスイッチン
グ素子Ｑ1 がオン、オフとなる期間を示し、期間ＤON，
ＤOFFはそれぞれ整流ダイオードＤO1がオン、オフとな
る期間を示す。

【００１８】スイッチング素子Ｑ１／並列共振コンデン
サＣｒの両端に発生する共振電圧Ｖｃｒとしては、図１
０（ａ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波
形が得られており、スイッチングコンバータの動作を電
圧共振形としている。この共振電圧Ｖｃｒのパルスのレ
ベルとしては、図のようにピークで１８００Ｖ程度とな
る。これは、倍電圧整流によって得られた２Ｅｉの直流
入力電圧に対して、電圧共振形コンバータの一次側の並
列共振回路のインピーダンスが作用することに起因す
る。また、二次側の動作として、二次側の整流ダイオー
ドＤO1では、図１０（ｃ）に示す波形により、期間ＤON
において整流電流が流れる動作が得られる。これはは、
図９にて説明した＋Ｍ（加極性モード）による動作とな
る。そして、この整流動作に伴い、二次側並列共振コン
デンサＣ2の両端に得られる共振電圧Ｖ2としては、図１
０（ｂ）に示すようにして、整流ダイオードＤO1がオフ
となる期間ＤOFFには直流出力電圧ＥO(ＥO1，ＥO2)の２
倍から３．５倍程度のピークレベルの正弦波状の電圧が
印加され、整流ダイオードＤO1がオンとなる期間ＤONに
は直流出力電圧ＥO(ＥO1，ＥO2)と同等の電圧レベルが
印加される。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図６〜
図１０により説明した構成による電圧共振形コンバータ
では、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系で最大負荷電
力が１２０Ｗ以上の条件に対応するため、倍電圧整流方
式により２Ｅｉのレベルの直流入力電圧を得るようにし
ている。このため、図１０に示したように、スイッチン
グ素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの両端には、スイ
ッチングＱ1のオフ時において１８００Ｖの共振電圧Ｖ
ｃｒが発生する。このため、スイッチング素子Ｑ1と並
列共振コンデンサＣｒについては、１８００Ｖの高耐圧
品を選定することが要求される。この場合、特にスイッ
チング素子Ｑ1については、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時
間ｔSTG、下降時間ｔｆが大きく、電流増幅率ｈFEが小
さくなるため、スイッチング損失とドライブ電力が増加
して、それだけ電源回路としての電力損失が大きくな
る。

【００２０】また、図６及び図７に示す構成では、図１
０（ｂ）に示したようにして、直流出力電圧ＥO(ＥO1，
ＥO2)の２倍から３．５倍程度の二次側電圧Ｖ2が印加さ
れる。このため、半波整流回路に用いる整流ダイオード
（ＤO1，ＤO2）としても、例えば直流出力電圧が１３５
Ｖ程度であるとして５００Ｖ程度の高耐圧品が必要とな
り、それだけ順方向電圧降下ＶFと逆回復時間ｔｒｒが
大きくなって電力損失を増加させる要因となる。例えば
スイッチング周波数を高くすれば、各種部品素子の小型
化が可能になるのであるが、上記したような事情によ
り、スイッチング周波数ｆｓを高く設定することが困難
で、例えばｆｓ＝５０ＫＨｚ以上では急激に電力変換効
率が低下してしまうことが分かっている。更には、上述
したように信頼性の高い直流入力電圧を得るのに倍電圧
整流回路が必要となることで、比較的大型の平滑コンデ
ンサが２本必要となって基板面積も大きくなる。

【００２１】また、図６及び図７に示す電源回路では、
定電圧制御回路系の制御感度の向上に限界があり、これ
を補うために直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線Ｎ
Rのインダクタンス可変範囲を拡大して所要の定電圧制
御範囲を確保する必要がある。このためには被制御巻線
ＮRの巻数を増加する必要があるため、それだけ、直交
型制御トランスＰＲＴが大型化して、高価となる。

【００２２】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して、共振形電源回路の小型軽量化及び低
コスト化の促進、及び定電圧制御感度や電力変換効率等
をはじめとする共振形電源回路としての諸特性の向上を
図ることを目的とする。

【００２３】このため、商用交流電源を入力して、この
商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑
電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手
段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるように
ギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するた
めに設けられる絶縁コンバータトランスと、スイッチン
グ素子を備えて、上記直流入力電圧を断続して上記絶縁
コンバータトランスの一次巻線に出力するように構成さ
れたスイッチング手段と、少なくとも、絶縁コンバータ
トランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と並
列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され
て、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一
次側並列共振回路とを備える。そして二次側の構成とし
て、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
直列共振コンデンサを直列に接続することで、絶縁コン
バータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と
二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって
形成される二次側直列共振回路と、二次側整流電流経路
に対して上記二次側直列共振コンデンサを挿入して形成
され、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交
番電圧を入力して入力電圧レベルのほぼ４倍に対応する
二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電
圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてス
イッチング手段のスイッチング周波数を可変制御するこ
とによって定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手
段とを備えてスイッチング電源回路を構成することとし
た。

【００２４】また、商用交流電源を入力して、この商用
交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧
を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段
と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギ
ャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するため
に設けられる絶縁コンバータトランスと、スイッチング
素子を備えて、上記直流入力電圧を断続して上記絶縁コ
ンバータトランスの一次巻線に出力するように構成され
たスイッチング手段と、少なくとも絶縁コンバータトラ
ンスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、一次
巻線に対して直列に接続される直列共振コンデンサのキ
ャパシタンスとによって形成されてスイッチング手段の
動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備え
る。そして二次側の構成として、絶縁コンバータトラン
スの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列
に接続することで、絶縁コンバータトランスの二次巻線
の漏洩インダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサ
のキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振
回路と、二次側整流電流経路に対して上記二次側直列共
振コンデンサを挿入して形成され、絶縁コンバータトラ
ンスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、入力電
圧レベルのほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧を得
るように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直
流出力電圧のレベルに応じてスイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変制御することによって定電圧制御を
行うようにされた定電圧制御手段とを備えてスイッチン
グ電源回路を構成することとした。

【００２５】上記構成によれば、一次側に対しては、ス
イッチング動作を電圧共振形とする並列共振回路、又は
スイッチング動作を電流共振形とする直列共振回路が備
えられたうえで、絶縁コンバータトランスは疎結合とさ
れる。そして、二次側においては二次側直列共振回路と
４倍電圧全波整流回路によって二次側直流出力電圧を生
成して負荷に電力を供給するようにされる。つまり、本
実施の形態では、一次側と二次側に共振回路が設けら
れ、所要の負荷条件に対しては、一次側の直列共振作用
と二次側における共振動作とにより得られる電磁エネル
ギーを利用して、４倍電圧全波整流回路により直流出力
電圧を生成することで対応するようにされる。これに伴
い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、交流入力電圧レ
ベルの１倍に対応する整流平滑電圧を生成する全波整流
回路を備えて構成されることになる。

【００２６】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の第１の
実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示
している。この図に示す電源回路においては先に説明し
た図６，図及び図７の場合と同様に、一次側に対して
は、１石のスイッチング素子（バイポーラトランジス
タ）による自励式の電圧共振形スイッチングコンバータ
が備えられる。なお、この図において、図６及び図７と
同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
また、この電源回路も、商用交流電源（交流入力電圧）
が例えば日本や米国などのＡＣ１００Ｖ系で、負荷電力
１２０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。

【００２７】この図に示す本実施の形態としての電源回
路においては、交流入力電圧ＶACを入力して直流入力電
圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路
Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備
えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整
流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。つまり、本実
施の形態においては、従来のように倍電圧整流回路は備
えられないものである。なお、本明細書においては、図
１に示すようにして、交流入力電圧ＶACのレベルの１倍
に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路を「等
倍電圧整流回路」ともいうことにする。

【００２８】この図に示す電源回路においては、直交型
ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transform
er）が設けられる。この直交型ドライブトランスＰＲＴ
は、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻
装された可飽和リアクトルであり、スイッチング素子Ｑ
1を駆動すると共に、後述するようにしてスイッチング
周波数を可変制御する。直交型ドライブトランスＰＲＴ
の構造としては、例えば４本の磁脚を有する２つのダブ
ルコの字型コアの互いの磁脚の端部を接合するようにし
て立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所
定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線Ｎ
D，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記検
出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装し
て構成される。

【００２９】この場合、直交型ドライブトランスＰＲＴ
の検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に
挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ出力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達され
る。直交型ドライブトランスＰＲＴにおいては、検出巻
線ＮDに得られたスイッチング出力により駆動巻線ＮBが
励起されて、駆動巻線ＮBに交番電圧が発生する。この
交番電圧は、自励発振駆動回路における駆動電圧の源と
なる。

【００３０】上記した直交型ドライブトランスＰＲＴを
備えた場合には、次のような動作が得られる。制御回路
１によって、二次側直流出力電圧レベルの変化に応じ
て、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルが
可変されることで、直交型ドライブトランスＰＲＴに巻
装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変制御さ
れる。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを
含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発
振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。こ
れはスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変
する動作となるが、この動作によって二次側直流出力電
圧を安定化する作用を有する。

【００３１】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁
コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、例え
ばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの
磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えら
れ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、一次側と二次
側とで巻装部が分割された分割ボビンＢを利用して一次
巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）をそれぞれ分割
した状態で巻装している。そして、本実施の形態では、
中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するよ
うにしている。このギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１、Ｃ
Ｒ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成するこ
とで形成することが出来る。また、本実施の形態では、
ギャップＧのギャップ幅は１ｍｍ以上の所要の間隔を有
するものとされる。これによって、例えば従来例として
図８に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも小さ
な結合係数による疎結合となるようにして、その分、飽
和状態が得られにくいようにしている。この場合の結合
係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５とされる。

【００３２】この場合、本実施の形態の電源回路の二次
側においては、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bが設けられる。本実
施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ
2Aは、後述するようにして従来とは異なる巻数により巻
装される。この二次巻線Ｎ2Aの一端は、直列共振コンデ
ンサＣｓ1の直列接続を介して、整流ダイオードＤO1の
アノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対
して接続されると共に、直列共振コンデンサＣｓ2の直
列接続を介して整流ダイオードＤO3のアノードと整流ダ
イオードＤO4のカソードの接続点に対して接続される。
二次巻線Ｎ2Aの他端は、平滑コンデンサＣO10の負極と
平滑コンデンサＣO11の正極の接続点に対して接続され
る。また、整流ダイオードＤO2のアノードと整流ダイオ
ードＤO3のカソードは、平滑コンデンサＣO10の負極と
平滑コンデンサＣO11の正極の接続点に対して接続され
る。平滑コンデンサＣO10と平滑コンデンサＣO11は、平
滑コンデンサＣO10の負極と平滑コンデンサＣO11の正極
とを接続するようにして直列接続したうえで、平滑コン
デンサＣO10の正極を整流ダイオードＤO1のカソードに
接続し、平滑コンデンサとＣO11の負極を二次側アース
に対して接続するように設けられる。

【００３３】このような接続形態では、結果的には、
［直列共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO1，ＤO
2、平滑コンデンサＣO10］の組から成る第１の倍電圧全
波整流回路と、［直列共振コンデンサＣｓ2，整流ダイ
オードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO11］の組から成
る第２の倍電圧全波整流回路とが形成され、これら第１
及び第２の倍電圧整流回路の出力（平滑コンデンサＣO1
0，ＣO11）が直列に接続されて設けられることになる。
そして、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わ
せた整流回路全体としては、直列接続された平滑コンデ
ンサＣO10−平滑コンデンサＣO11の両端には、二次巻線
Ｎ2Aに得られた交番電圧の４倍に対応する二次側出力電
圧が得られる。つまり、この第１及び第２の倍電圧整流
回路を組み合わせた整流回路全体としては、４倍電圧整
流回路を形成する。なお、この４倍電圧整流回路の整流
動作については後述する。

【００３４】直列共振コンデンサＣｓ1は、自身のキャ
パシタンスと二次巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンス成分
（Ｌ2）とによって、第１の倍電圧整流回路における整
流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直
列共振回路を形成する。同様に、直列共振コンデンサＣ
ｓ2は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2Aの漏洩イ
ンダクタンス成分（Ｌ2）とによって、第２の倍電圧整
流回路における整流ダイオードＤO3，ＤO4のオン／オフ
動作に対応する直列共振回路を形成する。また、これら
直列共振回路の共振周波数としては、、一次側の並列共
振回路（Ｎ1，Ｃｒ）の並列共振周波数をｆｏ１とし、
上記二次側の直列共振回路（Ｎ2A，Ｃｓ1）の直列共振
周波数をｆｏ２、二次側の直列共振回路（Ｎ2A，Ｃｓ
2）の直列共振周波数をｆｏ３とすると、ｆｏ１≒ｆｏ
２≒ｆｏ３となるように、二次側の直列共振コンデンサ
Ｃｓ1，Ｃｓ2のキャパシタンスが選定される。

【００３５】このようにして、本実施の形態の電源回路
は、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするた
めの並列共振回路が備えられ、二次側には、４倍電圧整
流回路、及びこの４倍電圧整流回路を形成する２組の倍
電圧整流回路において、それぞれ電流共振動作を得るた
めの２組の直列共振回路が備えられる。なお、本明細書
では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が
備えられて動作する構成のスイッチングコンバータにつ
いては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともい
うことにする。

【００３６】続いて、先に述べた４倍電圧整流回路の動
作について説明する。図３は、図１に示す構成の電源回
路の要部の動作を示す波形図である。なお、この図に示
す波形は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖとされ、最大負
荷電力１８０Ｗ時で、スイッチング周波数ｆｓ＝１００
ＫＨｚでの動作である。

【００３７】一次側のスイッチング動作により一次巻線
Ｎ1にスイッチング出力が得られると、このスイッチン
グ出力は二次巻線Ｎ2Aに励起される。このときの一次側
の動作は、図３（ｂ）の一次巻線Ｎ1に得られるスイッ
チング出力電流Ｉ1より示される。また、二次側の動作
は、図３（ｄ）の整流ダイオードＤO2，ＤO4に共通に流
れる整流電流Ｉ2、図３（ｅ）の直列共振コンデンサＣ
ｓ1を介して整流ダイオードＤO1に流れる共振電流（整
流電流）Ｉ3、図３（ｆ）の直列共振コンデンサＣｓ2を
介して整流ダイオードＤO1に流れる共振電流（整流電
流）Ｉ4として示される。なお、図３（ｂ）に示すスイ
ッチング出力電流Ｉ1は、一次側の並列共振回路の共振
作用によって正弦波状の波形が得られており、図３
（ｅ）（ｆ）に示す共振電流（整流電流）Ｉ3、共振電
流（整流電流）Ｉ4は、それぞれ二次側の直列共振回路
（Ｎ2A，Ｃｓ1）、（Ｎ2A，Ｃｓ2）の共振作用によって
正弦波状となる波形が得られる。また、図３（ｄ）に示
す二次側の整流電流Ｉ2もまた、上記二次側の直列共振
回路（Ｎ2A，Ｃｓ1）、（Ｎ2A，Ｃｓ2）の共振作用によ
って正弦波状となる波形が得られることになる。また、
二次側の整流電流Ｉ2は、第１及び第２の倍電圧整流回
路に共通な整流電流経路を流れる電流であることから、
図３（ｅ）（ｆ）に示す共振電流（整流電流）Ｉ3、共
振電流（整流電流）Ｉ4のほぼ２倍の振幅レベルを有し
ている。

【００３８】ここで、本実施の形態の４倍電圧整流回路
の動作説明にあたり、［直列共振コンデンサＣｓ1，整
流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO10］から
成る第１の倍電圧整流回路の動作について述べる。先
ず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオード
ＤO2がオンとなる期間Ｔ１においては、一次巻線Ｎ1と
二次巻線Ｎ2Aとの極性が−Ｍとなる減極性モードで動作
して、二次巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンスと直列共振コ
ンデンサＣｓ1による直列共振作用によって、整流ダイ
オードＤO2により整流した整流電流Ｉ2を直列共振コン
デンサＣｓ1に対して充電する動作が得られる。そし
て、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオード
ＤO1がオンとなって整流動作を行う期間Ｔ２において
は、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2Aとの極性が＋Ｍとなる
加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2Aに誘起された電圧に
直列共振コンデンサＣｓ1の電位が加わるという直列共
振が生じる状態で平滑コンデンサＣO10に対して充電が
行われる動作となる。上記のようにして、加極性モード
（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−Ｍ；フラ
イバック動作）との両者のモードを利用して整流動作が
行われることで、平滑コンデンサＣO10においては、二
次巻線Ｎ2Aの誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧
（整流平滑電圧）が得られる。また、［直列共振コンデ
ンサＣｓ2，整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデン
サＣO11］の組とから成る第２の倍電圧全波整流回路に
よっても同様の動作によって、平滑コンデンサＣO11の
両端には、二次巻線Ｎ2Aの誘起電圧のほぼ２倍に対応す
る直流電圧が得られることになる。

【００３９】そして、上記のようにして第１，第２の倍
電圧整流回路の各々によって倍電圧整流動作が行われる
結果、直列接続された平滑コンデンサＣO10−平滑コン
デンサＣO11の両端には、二次巻線Ｎ2Aの誘起電圧のほ
ぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧ＥO1が得られるこ
とになる。

【００４０】上記のようにして第１，第２の倍電圧整流
回路の各々において倍電圧全波整流動作を得るための構
成は、先に図２にて説明したように、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合
係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態と
なりにくい状態を得たことで実現されるものである。例
えば、従来のように絶縁コンバータトランスＰＩＴに対
してギャップＧが設けられない場合には、フライバック
動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状
態となって動作が異常となる可能性が高く、本実施の形
態のような倍電圧整流動作が適正に行われるのを望むの
は難しい。

【００４１】なお、二次巻線Ｎ2Bにおいては、この二次
巻線Ｎ2Bに設けたセンタータップを接地した上で、整流
ダイオードＤ05，Ｄ06、及び平滑コンデンサＣO2からな
る通常の全波整流回路が形成されることで二次側直流出
力電圧ＥO2を得るようにされている。

【００４２】これまで説明した電源回路の構成による
と、二次側の４倍電圧整流回路としては、２組の倍電圧
全波整流回路が、相互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動
作モードとなる状態を利用して倍電圧全波整流を行うよ
うにされる。そしてこの倍電圧整流動作は、疎結合（結
合係数ｋ＝０．８５）とされた絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線から二次巻線に伝送される電磁エネル
ギーを、一次側の並列共振回路（電圧共振回路）と二次
側の直列共振回路（電流共振回路）間で結合しているも
のと見ることができ、これによって、一次側と二次側と
での共振回路の共振インピーダンスを低くして二次側共
振電流を増幅するようにも動作する。そして、この二次
側共振電流の増幅作用によって負荷側に供給される電力
も増加して、最大負荷電力の増加が図られることにな
る。

【００４３】また、上記のようにして最大負荷電力の増
加を図ることで、本実施の形態では、直流入力電圧を生
成する整流平滑回路としては倍電圧整流方式を採って負
荷電力をカバーする必要はない。このため、図１にて説
明したように、例えばブリッジ整流回路による通常の等
倍電圧整流回路の構成を採ることができる。これによ
り、例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ時における整流
平滑電圧Ｅｉは２００Ｖより低くなる。図３（ａ）に示
すスイッチング素子Ｑ1／二次側並列共振コンデンサＣ
ｒの並列接続回路の両端に得られる共振電圧Ｖｃｒは、
整流平滑電圧Ｅｉに対して一次側の並列共振回路が作用
することで、スイッチング素子Ｑ1がオフ時に発生する
が、本実施の形態では、上記のように整流平滑電圧Ｅｉ
が倍電圧整流時の約１／２とされていることで、共振電
圧Ｖｃｒは、先に図６又は図７に示した従来例としての
電源回路にて発生する共振電圧Ｖｃｒ（１８００Ｖ）の
約１／２よりも低く抑えられることになる。つまり、共
振電圧Ｖｃｒはピークで７００Ｖ程度にまで抑えられる
ことになる。従って、本実施の形態においては、スイッ
チング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒについては、
例えば９００Ｖ程度の耐圧品を選定すればよいことにな
る。

【００４４】また、二次側においては、二次巻線Ｎ2Aの
励起電圧が正負の両期間において整流動作を行う２組の
倍電圧全波整流回路から成る４倍電圧整流回路を設けた
ことで、本実施の形態では、例えば図３（ｇ）に示す整
流ダイオードＤO4の両端電圧Ｖ5の波形からも分かるよ
うに、各二次側整流ダイオードに印加する両端電圧は、
二次側直流出力電圧ＥOの１／２相当のレベルにまでク
ランプされることになる。これにより、二次側の４倍電
圧整流回路を形成する整流ダイオードとしては、二次側
直流出力電圧ＥOの１／２相当のレベルに対応する耐圧
品を選定すればよいことになる。

【００４５】また、４倍電圧整流回路によって二次側直
流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍電
圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同等
のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線Ｎ
2Aとしては、従来の１／４の巻数で済むことになる。こ
の巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型
軽量化、及び低コスト化につながる。

【００４６】更に本実施の形態では、先にも述べたよう
にして、スイッチング素子Ｑ1、並列共振コンデンサＣ
ｒ，二次側の整流ダイオードについて、従来備えられる
べきものよりも低耐圧品を用いることができるため、素
子としてはそれだけ安価となる。このため、特にコスト
アップを考慮することなく、例えばスイッチング素子Ｑ
1及び二次側の整流ダイオードについて特性の向上され
たもの（スイッチング素子Ｑ1であれば、飽和電圧ＶCE
(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆ、電流増幅率ｈFE
等の特性の良好なもの、また、整流ダイオードであれば
順方向電圧降下ＶF、逆回復時間ｔｒｒ等の特性の良好
なもの）を選定することができる。このような特性の向
上によって、本実施の形態では、従来よりもスイッチン
グ周波数を高く設定できることになり、それだけ電力損
失の低減、及び各種部品の小型・軽量化が促進されるこ
とにもなる。つまり、従来よりも電力変換効率など諸特
性の向上を図ることが可能になると共に、小型軽量化及
び低コスト化を促進することが可能になる。

【００４７】更に、電源回路の小型・軽量化の観点から
すれば、従来のように直流入力電圧の生成のために倍電
圧整流回路を備える構成では、それぞれ２組の整流ダイ
オードと平滑コンデンサが必要とされたのであるが、本
実施の形態では、例えば通常のブリッジ整流回路による
全波整流回路とされるため、１組のブロック型の平滑コ
ンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することがで
きるので、それだけ、コストの削減及び部品の小型化が
図られるものである。

【００４８】また、一次側の整流回路が等倍電圧整流回
路とされたことで、従来よりも一次巻線Ｎ1の巻数が削
減されるため、結果的に、直交型ドライブトランスＰＲ
Ｔによるインダクタンス可変範囲を従来よりも狭くして
も安定して定電圧制御が行われることになる。これによ
り直交型ドライブトランスＰＲＴに巻装される制御巻線
ＮC等の巻数を削減して、直交型ドライブトランスＰＲ
Ｔの小型軽量化及び低コスト化を図ることが出来る。

【００４９】更には、一次側における定電圧制御動作と
してスイッチング周波数を可変制御する結果、一次側の
並列共振回路の共振インピーダンスと二次側の２組の直
列共振回路の共振インピーダンスと同時に制御するとい
う動作が得られる。このため、従来よりも定電圧制御の
ための制御感度が向上し、例えば従来と同一のスイッチ
ング周波数可変幅（制御電流可変幅）の条件下であって
も、交流入力電圧と負荷電力の変動に対する制御範囲が
拡大される。これによっても、上記した直交型ドライブ
トランスＰＲＴの小型化に寄与できる。

【００５０】実際の実験結果としては、交流入力電圧Ｖ
AC＝１００Ｖ時において、電力変換効率は９３％にまで
向上されると共に、最小負荷電力時として無負荷時にま
で定電圧制御範囲が拡大される。なお、無負荷時のスイ
ッチング周波数は例えば１９５ＫＨｚとなる。

【００５１】図４は本発明の第２の実施の形態としての
スイッチング電源回路の一構成例を示す回路図である。
この電源回路には自励式の電流共振形コンバータが採用
されている。また、この電源回路も、商用交流電源（交
流入力電圧）が例えば日本や米国などのＡＣ１００Ｖ系
で、負荷電力１２０Ｗ以上の条件に対応する構成を採っ
ている。なお、この図において、図１及び図６、図７と
同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

【００５２】この電源回路の電流共振形スイッチングコ
ンバータは、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1 、
Ｑ2 をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサ
Ｃｉの正極側の接続点とアース間に対して挿入するよう
にして接続されている。このスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS
1、ＲS2が挿入される。また、スイッチング素子Ｑ1 、
Ｑ2 の各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイ
オードＤD1，ＤD2が挿入される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースとスイッチング素子Ｑ2のコレクタ間に対
しては、共振用コンデンサＣB1，ベース電流制限用抵抗
ＲB1，駆動巻線ＮB1から成る直列接続回路が挿入され
る。共振用コンデンサＣB1は自身のキャパシタンスと、
次に説明する駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1と共に
自励発振用の直列共振回路を形成し、これによりスイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング周波数を決定する。同様
に、スイッチング素子Ｑ2のベースと一次側アース間に
対しては、共振用コンデンサＣB2，ベース電流制限用抵
抗ＲB2，駆動巻線ＮB2から成る直列接続回路が挿入され
ており、共振用コンデンサＣB2と駆動巻線ＮB2のインダ
クタンスＬB2と共に自励発振用の直列共振回路を形成し
て、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング周波数を決定
している。

【００５３】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1 の一端は、共振電流検出巻線ＮD を介してスイッチ
ング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素子Ｑ2 のコレ
クタの接点に接続されることで、スイッチング出力が得
られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1 の他端は、直
列共振コンデンサＣ1 を介して一次側アースに接地され
ている。この場合、上記直列共振コンデンサＣ1 及び一
次巻線Ｎ1は直列に接続されているが、この直列共振コ
ンデンサＣ1 のキャパシタンス、及び一次巻線Ｎ1 （直
列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏
洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）Ｌ1と
により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形と
するための直列共振回路を形成している。なお、この図
に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先に図
２によ説明したのと同様の構造を採ることで、例えば結
合係数ｋ＝０．８５とされる疎結合の状態が得られるよ
うにされている。

【００５４】また、この図に示す電源回路においては、
直交型ドライブトランスＰＲＴが設けられる。この直交
型ドライブトランスＰＲＴもまた、スイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 を駆動すると共に、後述するようにして定電圧
制御を行う。この図の直交型ドライブトランスＰＲＴの
場合には、駆動巻線ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線Ｎ
D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ
C が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクト
ルとして構成される。また、この場合にも、駆動巻線Ｎ
B1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するよう
に巻装されている。

【００５５】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1→直列共振コンデンサＣ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスの一次側巻線Ｎ1 に共振電流波
形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2に交
番出力を得る。

【００５６】また、直交型ドライブトランスＰＲＴによ
る定電圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流
入力電圧や負荷電力の変動によって二次側出力電圧ＥO1
が変動したとすると、制御回路１では、二次側出力電
圧ＥO1 の変動に応じて制御巻線ＮC に流れる制御電流
のレベルを可変制御する。この制御電流により直交型ド
ライブトランスＰＲＴに発生する磁束の影響で、直交型
ドライブトランスＰＲＴにおいては飽和傾向の状態が変
化し、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタンスを変化させ
るように作用するが、これにより自励発振回路の条件が
変化してスイッチング周波数が変化するように制御され
る。この図に示す電源回路では、直列共振コンデンサＣ
1 及び一次巻線Ｎ1 の直列共振回路の共振周波数よりも
高い周波数領域でスイッチング周波数を設定している
が、例えばスイッチング周波数が高くなると、直列共振
回路の共振周波数に対してスイッチング周波数が離れて
いくようにされる。これにより、スイッチング出力に対
する一次側直列共振回路の共振インピーダンスは高くな
る。このようにして共振インピーダンスが高くなること
で、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給されるド
ライブ電流が抑制される結果、二次側出力電圧が抑制さ
れることになって、定電圧制御が図られることになる。
つまり、スイッチング周波数制御方式による定電圧制御
が行われる。

【００５７】また、図４に示す電源回路においては、ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各コレクタ−エミッタ間に対
して、それぞれ小容量のセラミックコンデンサＣｃ1，
Ｃｃ2が並列に接続される。このセラミックコンデンサ
Ｃｃ1，Ｃｃ2もまた、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイ
ッチングノイズを吸収するために設けられるものである
が、ここでは、上記定電圧制御動作によって比較的広範
囲に変化するスイッチング周波数に対応して、スイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にゼロ電圧スイッチン
グ動作を得るための作用も有する。

【００５８】また、二次側における構成は、図１に示す
電源回路と同一の構成が採られる。つまり、二次巻線Ｎ
2Aに対しては、直列共振回路を備えた２組の倍電圧整流
回路から成る４倍電圧整流回路が接続される。従って、
本実施の形態の電源回路としては、一次側には、スイッ
チングコンバータを電流共振形の動作とするための直列
共振回路が備えられ、二次側には、４倍電圧整流回路を
形成する２組の直列共振回路が備えられた複合共振形ス
イッチングコンバータとしての構成を採ることになる。

【００５９】上記図４に示した電源回路のスイッチング
周期での要部の動作波形を図５に示す。この図におい
て、期間ＴON，ＴOFFは、それぞれスイッチング素子Ｑ2
がオン、オフとなる期間を示す。また、期間Ｔ１は整
流ダイオードＤO2，ＤO4がオンで、整流ダイオードＤO
1，ＤO3がオフとなる期間を示し、期間Ｔ２は整流ダイ
オードＤO1，ＤO3がオンで、整流ダイオードＤO2，ＤO4
がオフとなる期間を示す。

【００６０】スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2によるスイッチ
ング動作が行われたときのスイッチング素子Ｑ2側の動
作として、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ
間に得られるスイッチング電圧Ｖｃｒしては、図５
（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ2がオフの期
間ＴOFFにおいてパルスが発生する波形として得られる
が、本実施の形態においては、このスイッチング電圧Ｖ
ｃｒのパルスは、ほぼ整流平滑電圧Ｅｉ（例えば約１４
４Ｖ）程度にまで抑制される。また、スイッチング素子
Ｑ2に流れるコレクタ電流Ｉｃｐは、図３（ｃ）に示す
ようにして、期間ＴOFFでは０レベルで、期間ＴONにお
いて、図に示すような正弦波状の波形成分を有した波形
が得られる。そして、スイッチング出力として一次巻線
Ｎ1に流れる直列共振電流Ｉ1は、図３（ｂ）に示すよう
にして、スイッチング周期に応じた正弦波状の波形が得
られる。

【００６１】また、二次側の動作として、図３（ｄ）
（ｅ）（ｆ）（ｇ）に示す整流電流Ｉ2，共振電流Ｉ3，
Ｉ4、及び整流ダイオードＤO4の両端電圧Ｖ5の波形は、
一次側のスイッチング周期にほぼ対応した周期とされた
上で、先に図３に示した第１の実施の形態の電源回路の
場合と同様の動作が得られている。

【００６２】このような構成によっても、二次側並列共
振回路（Ｎ2A，Ｃ2）が共振動作を行うことで、第１の
実施の形態の場合と同様に最大負荷電力の増加と、一次
側のスイッチング周波数制御に伴う一次側と二次側の共
振インピーダンスの同時制御による制御範囲の拡大が図
られ、結果的に第１の実施の形態と同様の効果が得られ
る。

【００６３】ところで、上記図１に示した電源回路は、
１石のスイッチング素子によりスイッチング動作が行わ
れる、いわゆるシングルエンド方式の電圧共振形コンバ
ータとされているのであるが、電圧共振形コンバータと
しては、２石のスイッチング素子を交互にオン／オフさ
せるようにしてスイッチング動作を行わせる、いわゆる
プッシュプル方式による構成も知られている。また、図
４に示した電流共振形コンバータは、２石のスイッチン
グ素子をハーフブリッジ結合した構成を採っているが、
４石のスイッチング素子をフルブリッジ結合して、２本
のスイッチング素子の組を交互にオン／オフさせるよう
にした構成も知られている。本発明としては、上記した
プッシュプル方式による電圧共振形コンバータ、及びフ
ルブリッジ結合の構成を採る電流共振形コンバータに対
しても適用が可能である。つまり、これらの構成の共振
形コンバータの二次側に対して直列共振回路を備えた４
倍電圧整流回路を備えることで、先に図１又は図４に示
した構成により得られるのと同等の効果を得ることがで
きる。このような構成では、図１又は図４に示した構成
よりも対応可能な負荷電力が増加するので、例えば２０
０Ｗ以上の最大負荷電力に対応する場合に好適なものと
なる。

【００６４】なお、本発明の電源回路としては、上記図
１及び図４に示した構成以外にも、実際の使用条件に対
応して適宜変更されて構わないものである。例えば上記
各実施の形態としては、自励方式によるスイッチング駆
動の構成が採られているが、他励式によってスイッチン
グ素子を駆動する構成に対しても本発明の適用が可能で
ある。また、スイッチング素子としても、バイポーラト
ランジスタやＭＯＳ−ＦＥＴの以外の他の部品素子が採
用されて構わないものである。

【００６５】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、スイッチ
ング電源回路として、一次側に電圧共振形コンバータ
（一次側並列共振回路）又は電流共振形コンバータ（一
次側直列共振回路）を備えたうえで、絶縁コンバータト
ランスを疎結合とすることで、一次巻線と二次巻線の相
互インダクタンスが互いに逆極性となる動作モード（＋
Ｍ／−Ｍ）が得られるようにしている。そして、二次側
においては、二次巻線に二次側直列共振回路を直列に接
続して直列共振回路を形成して、この直列共振回路を利
用した４倍電圧全波整流回路を備えることで、二次巻線
に得られる交番電圧（励起電圧）の４倍に対応する二次
側直流出力電圧を得るようにされる。

【００６６】上記したような二次側の構成によって負荷
に電力供給をする結果、本発明では、対応可能な最大負
荷電力を従来よりも向上させることが可能になる。そし
てこれに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、通常
の全波整流回路により交流入力電圧レベルに対応するレ
ベルの整流平滑電圧を入力するように構成しても、充分
に上記した条件に対応することができることになる。

【００６７】また、以上の構成から次のようなことも言
える。例えば従来においては、上記の条件に対応する場
合には、倍電圧整流回路により交流入力電圧レベルの２
倍に対応する整流平滑電圧を得る必要があり、このた
め、スイッチング素子や一次側の並列共振コンデンサに
は、整流平滑電圧レベルに応じて発生するスイッチング
電圧に応じた耐圧品を選定する必要があった。

【００６８】これに対して本発明では、整流平滑電圧レ
ベルに依存するスイッチング電圧が従来の１／２程度と
なることから、スイッチング素子や一次側の共振コンデ
ンサについて、従来の１／２程度の耐圧品を用いること
ができる。また、二次側においては、４倍電圧整流回路
としては、交番電圧が正／負の両期間で整流動作を行う
整流動作である結果、整流ダイオードに印加される電圧
は整流平滑電圧レベルのほぼ１／２程度に抑制されるた
め、二次側の整流ダイオードについても従来より耐圧の
低いものを選定することができる。これによって、先ず
スイッチング素子、一次側の並列共振コンデンサ、及び
二次側整流ダイオード等にかかるコストを削減すること
ができる。また、スイッチング素子及び二次側整流ダイ
オードの特性の向上したものを選定して、スイッチング
周波数を高く設定することも容易に可能となり、これに
よって、電力変換効率の向上が図られることになる。ま
た、スイッチング素子周辺の回路部品の小型・軽量化を
図ることも可能になるものである。また、前述のよう
に、商用交流電源から整流平滑電圧を得る回路が通常の
等倍電圧整流回路とされたことで、例えば通常の１組の
ブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオード
を採用することができるので、この点でも、コストの削
減及び回路規模の縮小が図られる。

【００６９】更に本発明では、二次側に設けられる整流
回路について４倍電圧整流回路が採用されることで、例
えば等倍電圧整流回路が備えられる場合と同等レベルの
直流出力電圧を得ようとすれば、二次巻線の巻数を従来
の１／４程度にまで少なくすることが可能になる。

【００７０】また、本発明の回路構成では、一次側が電
圧共振形コンバータ、電流共振形コンバータの何れの構
成を採るにせよ、一次側においてはスイッチング周波数
を可変制御することで定電圧制御を行うように動作する
のであるが、この際、スイッチング周波数が可変される
のに応じて、一次側直列共振回路の共振インピーダンス
と、二次側の共振回路（直列共振回路又は並列共振回
路）の共振インピーダンスを同時に制御する動作が得ら
れるため、定電圧制御範囲が拡大される。また、これに
よって、例えば直交型トランスにおける制御巻線等の巻
数を削減して小型軽量化及び低コスト化を図ることがで
きる。また、一次側の整流回路が等倍電圧整流回路とさ
れたことで、従来よりも一次巻線Ｎ1の巻数が削減され
ることによっても巻線の巻数削減が可能になって直交型
トランスの小型化が図られる。

【００７１】このように本発明では、共振形電源回路の
低コスト化、小型軽量化、及び電力変換効率や定電圧制
御範囲等の諸特性の向上が促進されるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の絶縁コンバータトラ
ンスの構成を示す断面図である。

【図３】図１に示す電源回路の要部の動作を示す波形図
である。

【図４】第２の実施の形態としての電源回路の構成例を
示す回路図である。

【図５】図４に示す電源回路の要部の動作を示す波形図
である。

【図６】従来例としての電源回路の構成を示す回路図で
ある。

【図７】従来例としての電源回路の構成を示す回路図で
ある。

【図８】従来例としての絶縁コンバータトランスの構成
を示す断面図である。

【図９】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図１０】図６及び図７に示す電源回路の要部の動作を
示す波形図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｃｓ1，Ｃｓ2
二次側直列共振コンデンサ、Ｄｉ ブリッジ整流回路、
ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4 整流ダイオード、ＰＲＴ 直
交型ドライブトランス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトラン
ス、ＮC 制御巻線、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源を入力して、この商用交流
   電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生
   成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 スイッチング素子を備えて、上記直流入力電圧を断続し
   て上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するよ
   うに構成されたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサのキ
   ャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング
   手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
   直列共振コンデンサを直列に接続することで、上記絶縁
   コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成
   分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって形成される二次側直列共振回路と、 二次側整流電流経路に対して上記二次側直列共振コンデ
   ンサを挿入して形成され、上記絶縁コンバータトランス
   の二次巻線に得られる交番電圧を入力して、入力電圧レ
   ベルのほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧を得るよ
   うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング手段のスイッチング周波数を可変制御することに
   よって定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段
   と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記スイッチング手段は、自励式により
   スイッチング動作を行うための自励発振駆動回路を備え
   ていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング
   電源回路。
3. 【請求項３】 上記定電圧制御手段は、 少なくとも、上記自励発振駆動回路を形成する駆動巻線
   と、この駆動巻線に対して直交する方向に巻回され、二
   次側直流出力電圧の変動に応じて可変されたレベルの制
   御電流が供給される制御巻線とが巻装された可飽和リア
   クトルとしての直交型トランスが設けられることを特徴
   とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
4. 【請求項４】 商用交流電源を入力して、この商用交流
   電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生
   成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 スイッチング素子を備えて、上記直流入力電圧を断続し
   て上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するよ
   うに構成されたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に対して
   直列に接続される直列共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を
   電流共振形とする一次側直列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
   直列共振コンデンサを直列に接続することで、上記絶縁
   コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成
   分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって形成される二次側直列共振回路と、 二次側整流電流経路に対して上記二次側直列共振コンデ
   ンサを挿入して形成され、上記絶縁コンバータトランス
   の二次巻線に得られる交番電圧を入力して、入力電圧レ
   ベルのほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧を得るよ
   うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング手段のスイッチング周波数を可変制御することに
   よって定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段
   と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
5. 【請求項５】 上記スイッチング手段は、自励式により
   スイッチング動作を行うための自励発振駆動回路を備え
   ていることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング
   電源回路。
6. 【請求項６】 上記定電圧制御手段は、 少なくとも、上記自励発振駆動回路を形成する駆動巻線
   と、この駆動巻線に対して直交する方向に巻回され、二
   次側直流出力電圧の変動に応じて可変されたレベルの制
   御電流が供給される制御巻線とが巻装された可飽和リア
   クトルとしての直交型トランスが設けられることを特徴
   とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。