JP2001128451A

JP2001128451A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2001128451A
Application number: JP30966299A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1999-10-29
Filing date: 1999-10-29
Publication date: 2001-05-11

Abstract

(57)【要約】【課題】中間負荷状態におけるスイッチング素子の異
常動作を解消する。【解決手段】二次側共振回路として絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 に対して、二次側並列共振
回路と二次側直列共振回路を組み合わせて二次側共振回
路を形成する。これにより、二次側直流出力電圧の定電
圧制御としては、スイッチング周波数と、スイッチング
素子Ｑ1 を流れるスイッチング電流の導通角を制御する
複合制御とすることで、スイッチング素子Ｑ1 がオフと
なる期間の拡大を抑えるようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図６の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この電源
回路は、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えて、いわゆ
るシングルエンド方式で自励式によりスイッチング動作
を行う電圧共振形コンバータを備えて構成される。

【０００４】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。また、この整流平
滑回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流
制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平
滑コンデンサＣｉに流入する突入電流を抑制するように
している。

【０００５】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1 には、高耐圧のバイポーラトランジスタ
（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。

【０００６】スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵
抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流
平滑ラインから得るようにしている。また、スイッチン
グ素子Ｑ1 のベースと一次側アース間には、検出駆動巻
線ＮB ，共振コンデンサＣB ，ベース電流制限抵抗ＲB
の直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路
が接続される。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと
平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入さ
れるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子
Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するよ
うにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の
一端と接続され、エミッタは接地される。

【０００７】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１側のリーケージインダク
タンスＬ１とにより電圧共振形コンバータの一次側並
列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を
省略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この
並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端
電圧ＶCPは、実際には正弦波状のパルス波形となって電
圧共振形の動作が得られるようになっている。

【０００８】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD 、駆動巻線ＮB 、及び制御巻
線ＮC が巻装された可飽和リアクトルである。この直交
形トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1 を駆動する
と共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形制
御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、
４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアの互いの
磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成す
る。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対し
て、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD ，駆動巻線Ｎ
B を巻装し、更に制御巻線ＮC を、上記共振電流検出巻
線ＮD 及び駆動巻線ＮB に対して直交する方向に巻装し
て構成される。

【０００９】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮD は、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 との間に直
列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1 のスイッ
チング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮD に伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいて
は、共振電流検出巻線ＮD に得られたスイッチング出力
がトランス結合を介して駆動巻線ＮB に励起されること
で、駆動巻線ＮB にはドライブ電圧としての交番電圧が
発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形
成する直列共振回路（ＮB ，ＣB ）からベース電流制限
抵抗ＲB を介して、ドライブ電流としてスイッチング素
子Ｑ1 のベースに出力される。これにより、スイッチン
グ素子Ｑ1 は、直列共振回路の共振周波数により決定さ
れるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うこと
になる。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１５に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎ2 をそ
れぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚
に対しては図のようにギャップＧを形成するようにして
いる。これによって、所要の結合係数による疎結合が得
られるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ
１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くする
ことで形成することが出来る。また、結合係数ｋとして
は、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るよう
にしており、その分、飽和状態が得られにくいようにし
ている。

【００１１】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端は、図６に示すようにスイッチング素子
Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は共振電流検出巻線
ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整
流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2 に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2 に対しては、
二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2 のリーケージインダクタンスＬ2 と二
次側並列共振コンデンサＣ2 のキャパシタンスとによっ
て並列共振回路が形成される。この並列共振回路によ
り、二次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧は共振電圧とな
る。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１３】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１４】上記ようにして形成される二次側の並列共
振回路に対しては、二次側巻線Ｎ2に対してはブリッジ
整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1から成る整流平滑
回路が備えられることで二次側出力電圧ＥO1を得るよう
にしている。つまり、この構成では二次側においてブリ
ッジ整流回路ＤBRによって全波整流動作を得ている。こ
の場合、ブリッジ整流回路ＤBRは二次側並列共振回路か
ら供給される共振電圧を入力することで、二次巻線Ｎ2
に励起される交番電圧とほぼ等倍レベルに対応する直流
出力電圧ＥO1を生成する。なお、この直流出力電圧ＥO1
は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路
１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧及び制御回
路１の動作電源として利用する。

【００１５】また、上記図６に示した電源回路の絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側としては、本出願人の
提案に基づき図７に示すような回路構成も採用すること
ができる。この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側では、二次巻線Ｎ2 に対して並列に二次側並列
共振コンデンサＣ2 が接続される。そして、二次巻線Ｎ
2に対してセンタータップを設けたうえで、整流ダイオ
ードＤO1，ＤO2及び平滑コンデンサＣO1を図のように接
続することで全波整流回路を構成し、二次巻線Ｎ2に励
起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する直流出力
電圧ＥO1を生成するようにしている。

【００１６】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関
係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 と二次
巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンス
Ｍについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがあ
る。例えば、図１６（ａ）に示す接続形態を採る場合に
相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１６（ｂ）に示す
接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍとな
る。これを、図６及び図７に示す二次側の動作に対応さ
せてみると、例えば図６に示す電源回路では、二次巻線
Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときにブリッジ整流
回路ＤBRに整流電流Ｉ3 が流れる動作は＋Ｍの動作モー
ド（フォワード方式）と見ることができ、また逆に二次
巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が負極性のときにブリッジ
整流ダイオードＤBRに整流電流Ｉ4 が流れる動作は−Ｍ
の動作モード（フライバック方式）であると見ることが
できる。また例えば図７に示す電源回路では、二次巻線
Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオー
ドＤO1に整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フ
ォワード方式）と見ることができ、逆に、二次巻線Ｎ2
に得られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤ
O2に流れる整流電流は−Ｍの動作モード（フライバック
方式）であると見ることができる。即ち、この図６及び
図７に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2 に得られる交番
電圧が正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ
／−Ｍのモードで動作することになる。

【００１７】このような構成では、一次側の並列共振回
路と二次側並列共振回路の作用によって増加された負荷
側に電力が供給され、それだけ負荷側に供給される電力
も増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。これ
は、先に図１５にて説明したように、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合
係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態と
なりにくい状態を得たことで実現されるものである。例
えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップ
Ｇが設けられない場合には、フライバック動作時におい
て絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動
作が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が
適正に行われるのを望むのは難しい。

【００１８】制御回路１では、二次側の直流出力電圧レ
ベル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮC に流す制御
電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御
トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB のインダクタ
ンスＬB を可変制御する。これにより、駆動巻線ＮB の
インダクタンスＬB を含んで形成されるスイッチング素
子Ｑ1 のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共
振条件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1 のス
イッチング周波数を可変する動作となり、この動作によ
って二次側の直流出力電圧を安定化する。

【００１９】図６に示した電源回路においては、駆動巻
線ＮB のインダクタンスＬB を可変制御する直交形制御
トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチング周波数
を可変するのにあたり、スイッチング素子Ｑ1 がオフと
なる期間ＴOFF は一定とされたうえで、オンとなる期間
ＴONを可変制御するようにされる。つまり、この電源回
路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を
可変制御するように動作することで、スイッチング出力
に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時
に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通
角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出
来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路
系によって実現している。なお、本明細書では、このよ
うな複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。

【００２０】ここで、例えば入力される交流入力電圧Ｖ
ACの変動が８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏ
が２００Ｗ〜０Ｗ（無負荷）という入出力条件に対応す
る電源回路を、上記図６に示した直交形制御トランスＰ
ＲＴによる自励発振形スイッチング周波数制御方式によ
って構成する場合は、例えば絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴのフェライトコアＥＥ−３５、一次巻線Ｎ1 及び二
次巻線Ｎ2 の巻線数をそれぞれ４３Ｔ（ターン）、ギャ
ップＧ＝１ｍｍ、一次側共振コンデンサＣｒ＝６８００
ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2 ＝０．０１μＦと
すると最適な動作となることが実験により確認されてい
る。

【００２１】図８は上記のように各構成部品の値が設定
された上記図６に示す構成の電源回路において、入力交
流電圧ＶACを１００Ｖとした時に得られる動作波形の一
例である。このような回路において、自励発振駆動回路
としての直列共振回路（ＮB ，ＣB ）によりスイッチン
グ素子Ｑ1 がスイッチング動作を行うことで、スイッチ
ング素子Ｑ1 ／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回
路の両端には、並列共振回路の作用によって、図８
（ａ）に示すような一次側の並列共振電圧Ｖｃｐが得ら
れる。この並列共振電圧Ｖｃｐは、図示するようにスイ
ッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは０レベルで、
オフとなる期間ＴOFF において正弦波状のパルスとなる
波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応してい
る。

【００２２】そして、スイッチング素子Ｑ1 のオン／オ
フ動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側
にスイッチング出力が伝達される。この場合、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側に設けられているブリッ
ジ整流回路ＤBRでは、絶縁コンバータトランスＰＩＴが
＋Ｍの動作モード（フォワード方式）になると、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴがフォワードコンバータ動作と
なって、図８（ｂ）に示すような波形の整流電流Ｉ3 が
流れる。また逆に、絶縁コンバータトランスＰＩＴが−
Ｍの動作モード（フライバック方式）になると、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴがフライバックコンバータ動作
となって、図８（ｃ）に示すような波形の整流電流Ｉ4
が流れることになる。

【００２３】また図９は、上記のように各構成部品の値
が設定された図６に示す構成の電源回路において、負荷
が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。な
お、この場合も入力交流電圧ＶACは１００Ｖとする。こ
の図に示されているように、上記図６に示した電源回路
では、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の定電圧
制御として、負荷電力Ｐｏが上昇するにしたがって、ス
イッチング素子Ｑ1 のスイッチング周波数ｆｓがほぼ一
定の傾きを持って低くなるように制御され、また同時に
スイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONもほぼ一定
の傾きを持って長くなるように制御されている。なお、
スイッチング素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF は、ほ
ぼ一定とされるので図示は省略する。つまり、上記図６
に示した電源回路では、定電圧制御動作として、スイッ
チング周波数を可変制御することで、スイッチング出力
に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に
スイッチング素子のオン期間（導通角）を制御するとい
う複合制御方式を採っている。

【００２４】また、図１０は先に本出願人により提案さ
れた発明に基づいて構成することのできる先行技術とし
てのスイッチング電源回路の他の構成例を示した図であ
る。なお、上記図６と同一部分には同一符号を付して説
明を省略する。

【００２５】この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次側に設けられている二次巻線Ｎ2 は、後述する
ようにして上記図６に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 と
は異なる巻数により巻装される。二次巻線Ｎ2 の一端は
二次側アースに接続され、他端は直列共振コンデンサＣ
ｓの直列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノードと
整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続さ
れる。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサ
ＣO1の正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノード
は二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣ
O1の負極側は二次側アースに対して接続される。

【００２６】このような接続形態では、［二次巻線Ｎ2
、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO
2、平滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧半波整流
回路が設けられることになる。ここで、直列共振コンデ
ンサＣｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏
洩インダクタンス成分Ｌ2 とによって、整流ダイオード
ＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を
形成する。また、一次側の並列共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）
の並列共振周波数をｆｏ１とし、上記二次側の直列共振
回路の直列共振周波数をｆｏ２とすると、ｆｏ１≒ｆｏ
２となるように、二次側の直列共振コンデンサＣｓのキ
ャパシタンスが選定される。つまり、この図に示す電源
回路も、一次側にスイッチング動作を電圧共振形とする
ための並列共振回路が備えられ、二次側に倍電圧半波整
流動作を得るための直列共振回路が備えられた複合共振
形スイッチングコンバータとして構成されているもので
ある。

【００２７】上記［二次巻線Ｎ2 、直列共振コンデンサ
Ｃｓ，整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO
1］の組による倍電圧整流動作としては、一次側のスイ
ッチング動作により一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が
得られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励
起される。倍電圧整流回路は、この二次巻線Ｎ2 に得ら
れた交番電圧を入力して整流動作を行う。この場合、先
ず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオード
ＤO2がオンとなる期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次
巻線Ｎ2 との極性が−Ｍとなる減極性モードで動作し
て、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスと直列共振コン
デンサＣｓによる直列共振作用によって、整流ダイオー
ドＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣ
ｓに対して充電する動作が得られる。そして、整流ダイ
オードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンと
なって整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1 と
二次巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとなる加極性モードとな
り、二次巻線Ｎ2 に誘起された電圧に直列共振コンデン
サＣｓの電位が加わるという直列共振が生じる状態で平
滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作となる。
上記のように、絶縁コンバータトランスＰＩＴが加極性
モードと減極性モードを交互に繰り返すことで、平滑コ
ンデンサＣO1には、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ２倍
のレベルに対応した直流出力電圧（整流平滑電圧）が得
られる。つまり、この図１０に示す二次側においては、
いわゆる倍電圧半波整流動作を行う倍電圧半波整流回路
が設けられる。

【００２８】ここで、例えば入力される交流入力電圧Ｖ
ACの変動を８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏ
を２００Ｗ〜０Ｗとした入出力条件に対応する電源回路
を、図１０に示した倍電圧半波整流回路を備えた電源回
路によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の巻線数を３９Ｔ、二次巻線
Ｎ2 の巻線数を２３Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝４
７００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．１μ
Ｆとすると最適な動作条件となることが実験により確認
されている。

【００２９】図１２は、図１０に示したような絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側が倍電圧半波整流回路に
よって構成され、各構成部品の値が最適に設定された電
源回路において、入力交流電圧ＶACを１００Ｖとした時
に得られる動作波形の一例である。このような回路にお
いても、自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB
，ＣB ）によりスイッチング素子Ｑ1 がスイッチング
動作を行うことで、スイッチング素子Ｑ1 ／／並列共振
コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、並列共振回
路の作用によって、図１２（ａ）に示すような一次側の
並列共振電圧Ｖｃｐが得られる。この並列共振電圧Ｖｃ
ｐは、図示するように、スイッチング素子Ｑ1がオンと
なる期間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFF にお
いて正弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形
としての動作に対応することになる。また、整流ダイオ
ードＤO1，ＤO2を流れる電流Ｉ3 ，Ｉ4 は、図１２
（ｂ），図１２（ｃ）に示すように、二次巻線Ｎ2 を流
れる直列共振電流が交互に連続して流れる波形となる。

【００３０】また図１３は、上記のような設計により各
構成部品の値が設定された図１０に示した電源回路にお
いて、負荷を変動させた場合の定電圧制御特性を示した
図である。なお、この場合の入力交流電圧ＶACは１００
Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルは１３５Ｖとす
る。この図１３に示されているように、図１０に示した
電源回路では、負荷電力Ｐｏが変動した場合でも、スイ
ッチング周波数ｆｓは殆ど変化しておらず、二次側から
出力される直流出力電圧ＥO1を定電圧化するための定電
圧制御は、スイッチング素子Ｑ1 がオンとされる期間Ｔ
ONと、オフとされる期間ＴOFF を制御することにより実
現されている。即ち、図１０に示した電源回路は、スイ
ッチング周波数ｆｓの可変制御は行われておらず、先に
説明したような複合制御方式を採っていないものとな
る。

【００３１】また、上記図１０に示した電源回路の絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側としては、本出願人
からの提案に基づき図１１に示すような回路構成とする
こともできる。この図に示す絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次巻線Ｎ2 もまた、後述するようにして上記図
１０に示した電源回路の二次巻線Ｎ2 とは異なる巻数に
より巻装される。この二次巻線Ｎ2 の一端は、直列共振
コンデンサＣｓ1 の直列接続を介して、整流ダイオード
ＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続
点に対して接続されると共に、直列共振コンデンサＣｓ
2 の直列接続を介して整流ダイオードＤO3のアノードと
整流ダイオードＤO4のカソードの接続点に対して接続さ
れる。一方、二次巻線Ｎ2 の他端は、平滑コンデンサＣ
O10 の負極と平滑コンデンサＣO11 の正極の接続点に対
して接続される。また、この平滑コンデンサＣO10 の負
極と平滑コンデンサＣO11 の正極の接続点に対しては、
整流ダイオードＤO2のアノードと整流ダイオードＤO3の
カソードが接続される。平滑コンデンサＣO10 と平滑コ
ンデンサＣO11 は、平滑コンデンサＣO10 の負極と平滑
コンデンサＣO11 の正極と接続して直列接続したうえ
で、平滑コンデンサＣO10 の正極を整流ダイオードＤO1
のカソードに接続し、平滑コンデンサとＣO11 の負極を
二次側アースに対して接続するように設けられる。

【００３２】このような接続形態では、結果的には、
［直列共振コンデンサＣｓ1 、整流ダイオードＤO1，Ｄ
O2、平滑コンデンサＣO10 ］の組から成る第１の倍電圧
整流回路と、［直列共振コンデンサＣｓ2 、整流ダイオ
ードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO11 ］の組から成る
第２の倍電圧整流回路とが形成され、これら第１及び第
２の倍電圧整流回路の出力（平滑コンデンサＣO10 ，Ｃ
O11 ）が直列に接続されて設けられることになる。そし
て、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせた
整流回路全体としては、直列接続された平滑コンデンサ
ＣO10 −平滑コンデンサＣO11 の両端には、二次巻線Ｎ
2 に得られた交番電圧の４倍に対応する二次側出力電圧
が得られる。つまり、この第１及び第２の倍電圧整流回
路を組み合わせた整流回路全体としては、４倍電圧全波
整流回路を形成する。なお、この４倍電圧全波整流回路
の整流動作については後述する。

【００３３】直列共振コンデンサＣｓ1 は、自身のキャ
パシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンス成分Ｌ
2 とによって、第１の倍電圧整流回路における整流ダイ
オードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振
回路を形成する。同様に、直列共振コンデンサＣｓ2
は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩インダ
クタンス成分Ｌ2 によって、第２の倍電圧整流回路にお
ける整流ダイオードＤO3，ＤO4のオン／オフ動作に対応
する直列共振回路を形成する。

【００３４】また、これら直列共振回路の共振周波数と
しては、一次側の並列共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）の並列共
振周波数をｆｏ１とし、二次側の直列共振回路（Ｎ2 ，
Ｃｓ1 ）の直列共振周波数をｆｏ２、同じ二次側の直列
共振回路（Ｎ2 ，Ｃｓ2 ）の直列共振周波数をｆｏ３と
すると、ｆｏ１≒ｆｏ２≒ｆｏ３となるように、二次側
の直列共振コンデンサＣｓ1 ，Ｃｓ2 のキャパシタンス
が選定される。

【００３５】続いて、先に述べた４倍電圧全波整流回路
の動作について説明する。一次側のスイッチング動作に
より一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、こ
のスイッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起される。４倍
電圧整流回路は、この二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧
を入力して整流動作を行うが、このときの［直列共振コ
ンデンサＣｓ1 、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コン
デンサＣO10 ］から成る第１の倍電圧整流回路の動作を
以下に記す。先ず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、
整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、一次
巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が−Ｍとなる減極性モ
ードで動作して、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスと
直列共振コンデンサＣｓ1 による直列共振作用によっ
て、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流を直列
共振コンデンサＣｓ1 に対して充電する動作が得られ
る。そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダ
イオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間におい
ては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとな
る加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2 に誘起された電圧
に直列共振コンデンサＣｓ1 の電位が加わるという直列
共振が生じる状態で平滑コンデンサＣO10 に対して充電
が行われる動作となる。

【００３６】上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；
フォワード動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック
動作）との両者のモードを利用して整流動作が行われる
ことで、平滑コンデンサＣO10 においては、二次巻線Ｎ
2 の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流平滑
電圧）が得られる。また、［直列共振コンデンサＣｓ2
、整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO11
］の組とから成る第２の倍電圧整流回路においても同
様の動作によって、平滑コンデンサＣO11 の両端には、
二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧
が得られることになる。

【００３７】そして、上記のようにして第１，第２の倍
電圧整流回路の各々によって倍電圧整流動作が行われる
結果、直列接続された平滑コンデンサＣO10 −平滑コン
デンサＣO11 の両端には、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほ
ぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧ＥO1が得られるこ
とになる。

【００３８】ここで、例えば入力される交流入力電圧Ｖ
ACの変動を８５Ｖ〜１４４Ｖ、対応可能な負荷電力Ｐｏ
を２００Ｗ〜０Ｗという入出力条件に対応する電源回路
を、図１１に示した４倍電圧全波整流回路を備えた電源
回路によって構成する場合は、例えば絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 ＝４６Ｔ、二次巻線Ｎ2＝
１４Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝３９００ｐＦ、二
次側直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2 ＝０．１μＦと
すると最適な動作が得られることが実験により確認され
ている。

【００３９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図６に示し
た電源回路では、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している
整流ダイオードがターンオンした際に、ブリッジ整流回
路ＤBRの整流ダイオードを流れる電流Ｉ3 ，Ｉ4 には、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 の漏洩イ
ンダクタンス成分Ｌ2 と、ブリッジ整流回路ＤBRを構成
している各整流ダイオードの接合静電容量（数ｐＦ）に
よって、図８（ｂ），図８（ｃ）に示すような高周波の
リンギング電流（振動電流）が重畳される。このような
高周波の振動電流は、ブリッジ整流回路ＤBRを構成して
る４組の整流ダイオードから電源ノイズ（ＥＭＩ；Elec
tromagnetic Interference）として輻射されることにな
る。このため、図６に示した電源回路の実際に構成する
場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にフェ
ライトビーズインダクタやセラミックコンデンサを追加
するなどして、ＥＭＩ対策を施さなければならず部品点
数が増加する。

【００４０】また、例えば図６に示した電源回路では、
二次側においてブリッジ整流回路ＤBRを備えることによ
り二次側直流出力電圧を得るようにしている。つまり、
二次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧のほぼ等倍のレベル
に対応する直流出力電圧ＥO1を生成するものである。従
って、この場合には、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 の巻
線数がほぼ同じ巻線数（例えば４３Ｔ）であることが必
要になる。このため、例えば二次巻線Ｎ2 の巻数が相応
なものとなるため、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2 とし
てリッツ線が巻回される絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の分割ボビンＢ（図１５参照）を小型化することが困難
とされ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型、軽量化
を図ることができなかった。

【００４１】これに対して、図１０に示した電源回路で
は、二次側に設けられている倍電圧整流回路の整流ダイ
オードＤO1，ＤO2を流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 には、図
１２（ｂ），図１２（ｃ）に示すように整流ダイオード
ＤO1，ＤO2のターンオン時において高周波のリンギング
ノイズは重畳されない。

【００４２】また、図１１に示した電源回路において
も、その動作波形は図示していないが４倍電圧整流回路
を構成している整流ダイオードＤO1〜ＤO4には、直列共
振電流が交互に連続して流れるため、整流ダイオードＤ
O1〜ＤO4を流れる共振電流には高周波のリンギングノイ
ズが重畳されないものとなる。

【００４３】ところが、上記図１０、図１１に示した電
源回路では、図１３に示すように負荷電力が例えば５０
Ｗ〜１２０Ｗの範囲という中間負荷状態となる領域にお
いては、後述するようにスイッチング素子Ｑ1 が異常動
作となる。図１４は、上記図１０に示した電源回路の中
間負荷状態における動作波形を示した波形図である。こ
の場合も、自励発振駆動回路としての直列共振回路（Ｎ
B ，ＣB ）によりスイッチング素子Ｑ1 がスイッチング
動作を行うことで、図１４（ａ）に示すような一次側並
列共振電圧Ｖｃｐが得られることになるが、この場合は
スイッチング素子Ｑ1 がオフとなっている期間ＴOFF が
終了する直前の期間Ｔ1 において、図１４（ｂ）に示す
ようにスイッチング素子Ｑ1 のコレクタに対してコレク
タ電流Ｉｃｐが短時間流れることになる。また、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 を流れる二次側
共振電流Ｉ2 の波形としては、図１４（ｃ）に示すよう
な波形となる。

【００４４】この場合、図１４（ａ），図１４（ｂ）に
示したようにスイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFF が
終了する直前の期間Ｔ1 では、スイッチング素子Ｑ1 が
導通状態となっており、スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に供給されている一次側共振電圧Ｖｃｐ
が０レベルになった時にスイッチング動作を行う、いわ
ゆる共振形の基本動作であるＺＶＳ（Zero Voltage Swi
tching）動作から外れることになる。

【００４５】このような動作は、図１０に示した電源回
路では、負荷電力Ｐｏの減少にともなってスイッチング
素子Ｑ1 のオフとなる期間ＴOFF が拡大することによっ
て発生する。このような異常動作が発生する期間Ｔ1 に
おいては、スイッチング素子Ｑ1 が或る電圧レベルと電
流レベルを持った状態でスイッチング動作が行われるた
め、スイッチング素子Ｑ1 における電力損失が増加する
ことになる。このため、スイッチング素子Ｑ1 の発熱を
抑えるための放熱板を拡大する必要が生じることにな
る。

【００４６】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して、二次側に設けられる整流ダイオード
を流れる二次側共振電流に高周波のリンギング電流が重
畳されないようにすると共に、中間負荷状態においても
スイッチング素子の動作がＺＶＳ動作となるスイッチン
グ電源回路を提供することを目的とする。

【００４７】このため、本発明のスイッチング電源回路
としては、スイッチング素子を備えて、入力された直流
入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、スイ
ッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータ
トランスと、スイッチング手段の動作を電圧共振形とす
るようにして挿入される一次側電圧共振回路と、絶縁コ
ンバータトランスの二次巻線に対して二次側並列共振コ
ンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列
共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対し
て二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで形
成される二次側直列共振回路とが組み合わされて成る二
次側共振回路とを備える。そして、絶縁コンバータトラ
ンスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作
を行うことで、交番電圧のレベルの２ｎ倍（但し、ｎは
１以上の自然数）に対応するレベルの二次側直流出力電
圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、二
次側直流出力電圧レベルに応じて、スイッチング素子の
スイッチング周波数を可変することで定電圧制御を行う
ようにされる定電圧制御手段とを備えて構成することと
した。

【００４８】上記構成によれば、絶縁コンバータトラン
スの二次巻線に対して二次側直列共振回路と二次側並列
共振回路が組み合わされて成る二次側共振回路を設ける
ことで、二次側並列共振回路の共振動作によって、絶縁
コンバータトランスの二次巻線Ｎ2 を流れる二次側共振
電流をほぼ正弦波状とすることができる。これにより、
二次側に設けられる整流ダイオードを流れる共振電流の
導通角がほぼ等しくなるため、整流ダイオードを流れる
共振電流には、高周波のリンギング電流が重畳されなく
なる。また、二次側直流出力電圧の定電圧制御として
は、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れる
スイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるた
め、負荷が変動した場合でもスイッチング素子がオフと
なる期間の拡大を抑えることができ、中間負荷状態にお
いてもスイッチング素子をＺＶＳ動作とすることが可能
になる。

【００４９】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図で
ある。この図に示す電源回路は先に説明した電源回路と
同様に、１石のスイッチング素子（バイポーラトランジ
スタ）によって構成した、自励式の電圧共振形スイッチ
ングコンバータが備えられている。なお、この図におい
て図６及び図１０と同一部分には同一符号を付して説明
を省略する。

【００５０】この図１に示す本実施の形態の電源回路
は、図１０に示した電源回路と同様に、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側に対して倍電圧半波整流回路が
設けられているが、二次側並列共振コンデンサＣ2 と、
二次側直列コンデンサＣｓが組み合わされて接続されて
いる点が、図１０に示した電源回路と異なる。つまり、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 に対し
て、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されて
いると共に、二次巻線Ｎ2 の一端と整流ダイオードＤO1
のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点と
の間に二次側直列共振コンデンサＣｓが直列に挿入され
ている。

【００５１】上記したような構成によれば、本実施の形
態の電源回路の二次側においては、二次側並列共振コン
デンサＣ2 のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩イン
ダクタンスＬ2 とにより電圧共振回路が形成されると共
に、二次側直列共振コンデンサＣｓのキャパシタンスと
二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスＬ2 とにより電流共
振回路が形成されることになる。つまり、二次側では、
二次巻線Ｎ2 を共通にインダクタンスとして備える、電
圧共振回路と電流共振回路とが複合的に組み合わされた
構成を採るものである。なお、本明細書では、このよう
にして二次側において電圧共振回路と電流共振回路とを
組み合わせた構成について、「二次側電圧・電流共振回
路」ともいうこととする。

【００５２】図２は上記したような本実施の形態の電源
回路の各部の動作波形の一例を示した図である。このよ
うな本実施の形態の電源回路は、自励発振駆動回路とし
ての直列共振回路（ＮB ，ＣB ）によりスイッチング素
子Ｑ1 がスイッチング動作を行うことで、スイッチング
素子Ｑ1 ／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の
両端には、並列共振回路の作用によって、図２（ａ）に
示すような一次側並列共振電圧Ｖｃｐが得られる。この
並列共振電圧Ｖｃｐは、図示するようにスイッチング素
子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフとなる
期間ＴOFF において正弦波状のパルスとなる波形が得ら
れる。またスイッチング素子Ｑ1 のコレクタには図２
（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩCPが流れるこ
とになる。

【００５３】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次巻線Ｎ2 を流れる二次側共振電流Ｉ2 の波形として
は、二次側直列共振コンデンサＣｓと二次側並列共振コ
ンデンサＣ2 が組み合わせて接続されていることで、こ
れら並列共振コンデンサＣ2 及び直列共振コンデンサＣ
ｓのキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタ
ンスＬ2 による電圧・電流共振動作によって、図２
（ｃ）に示すように、ほぼ正弦波状となっている。この
場合、整流ダイオードＤO1，ＤO2を流れる共振電流Ｉ3
，Ｉ4 の導通角はほぼ等しいものとなり、共振電流Ｉ3
，Ｉ4 の波形としては図２（ｄ），図２（ｅ）に示す
ようになる。

【００５４】このような本実施の形態の電源回路と、二
次巻線Ｎ2 に対して二次側並列共振コンデンサＣ2 が挿
入されていない図１０に示した電源回路とを比較する
と、図１０に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏが軽負
荷となるにしたがってスイッチング素子Ｑ1 がオフとさ
れる期間ＴOFF が拡大され、例えば中間負荷状態の時は
スイッチング素子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF の終了
直前の期間Ｔ1 において、図１４（ａ），（ｂ）に破線
で示したようにスイッチング素子Ｑ1 が導通してコレク
タ電流ＩCPが流れていた。これに対して、本実施の形態
の電源回路では、図２（ａ），（ｂ）に示すように、中
間負荷状態においても、後述するようにスイッチング素
子Ｑ1 がオフとされる期間ＴOFF は殆ど拡大することが
ないので、期間ＴOFF においてスイッチング素子Ｑ1 に
コレクタ電流ＩCPが流れることがない。これにより、中
間負荷状態における異常動作が防止され、安定したＺＶ
Ｓ動作となる。つまり、対応可能な負荷範囲の全領域に
おいて安定したＺＶＳ動作が実現されるものである。ま
た、中間負荷状態における異常動作が防止されること
で、異常動作により発生する電力損失も無くなるので、
中間負荷状態における電力変換効率の向上を図ることが
できると共に、スイッチング素子Ｑ1 の発熱も減少する
ため、スイッチング素子Ｑ1 に取り付けられている放熱
板を拡大する必要もなくなる。

【００５５】また、本実施の形態の電源回路では、図２
（ｄ），図２（ｅ）に示したように、整流ダイオードＤ
O1，ＤO2を流れる共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 の導通角がほぼ等
しいものとなるため、例えば図６に示した電源回路にお
いて、ブリッジ整流回路ＤBRを構成している４組の整流
ダイオードがターンオンする際に発生していた高周波の
リンギング電流が共振電流Ｉ3 ，Ｉ4 に重畳されるとい
うこともない。これにより、本実施の形態の電源回路で
は、整流ダイオードＤO1，ＤO2からＥＭＩが殆ど輻射さ
れないので、例えば図６に示した電源回路においては、
ＥＭＩ対策として、実際には設ける必要があったフェラ
イトビーズインダクタやセラミックコンデンサを削除す
ることが可能とされ、その分、部品点数の削減を図るこ
とができる。

【００５６】実験によれば、例えば絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の巻線数を４３Ｔ、二次巻線
Ｎ2 の巻線数を２３Ｔ、一次側共振コンデンサＣｒ＝３
３００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．０６
８μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2 ＝６８００ｐＦ
とした場合に、本実施の形態の電源回路が最適な動作と
なることが確かめられた。

【００５７】ここで、図３は上記したような設計により
各構成部品の値が設定された本実施の形態の電源回路に
おいて、負荷を変動させた場合の定電圧制御特性を示し
た図である。なお、この場合も入力交流電圧ＶACは１０
０Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO1は１３５Ｖとされる。こ
の図３に示されているように、本実施の形態の電源回路
では、二次側から出力される直流出力電圧ＥO1の定電圧
制御として、負荷電力Ｐｏが上昇するにしたがって、ス
イッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている
と共に、スイッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは
長くなるように制御されている。つまり、定電圧制御動
作として複合制御方式となっていることがわかる。

【００５８】従って、本実施の形態の電源回路では、負
荷の変動に伴うスイッチング素子Ｑ1 のオフとなる期間
ＴOFF の変化は、例えば図１０に示した電源回路のスイ
ッチング素子Ｑ1 のオフとなる期間ＴOFF の変化（図１
３参照）に比べて小さく、その変化量は僅かなものとな
っている。このことからも、本実施の形態とされる電源
回路が中間負荷状態をとった場合でも、スイッチング素
子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFF が拡大していないことが
わかる。従って、本実施の形態の電源回路は、例えば図
１０に示した電源回路のように、中間負荷状態において
スイッチング動作がＺＶＳ動作から外れる異常動作が発
生しないものとなる。

【００５９】また、本実施の形態の電源回路は、スイッ
チング素子Ｑ1 を複合制御方式によって制御することが
できるため、対応可能な最大負荷電力ＰｏMAX が２００
Ｗから２２０Ｗまで拡大すると共に、制御可能な動作範
囲の拡大も図ることが可能になる。

【００６０】さらにまた、本実施の形態の電源回路は、
二次側に対して、二次巻線Ｎ2 の励起電圧のほぼ２倍の
レベルに対応した直流出力電圧を得る倍電圧整流回路が
設けられていることから、例えば図６に示した二次巻線
Ｎ2 の励起電圧の等倍のレベルに対応した直流出力電圧
が出力される電源回路に比べて、二次巻線Ｎ2 の巻線数
を減らすことができ、その分、分割ボビンＢの小型、軽
量化を図ることも可能になる。

【００６１】また、本実施の形態の電源回路の二次側と
しては、図１に示した倍電圧半波整流回路に限定される
ものでない。そこで、本実施の形態の電源回路の変形例
として二次側の構成を図４及び図５に示す。なお、この
図４及び図５において、一次側の構成は図１の構成と同
様なものとされるため図示は省略する。また図１及び図
６と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

【００６２】この図４には、第１の変形例としての二次
側の構成が示されている。この図に示す二次側において
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 に対
して、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，
ＤO2、平滑コンデンサＣO10 ，ＣO11 が接続されること
によって、いわゆる倍電圧全波整流回路が構成される。
上記各素子の接続形態としては、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次巻線Ｎ2 の一端は直列共振コンデンサＣ
ｓの直列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノードと
整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続さ
れる。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサ
ＣO10 の正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノー
ドは二次側アースに対して接続される。一方、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 の他端は、平滑コ
ンデンサＣO10 の負極と平滑コンデンサＣO11 との直列
接続の接続点に接続され、平滑コンデンサＣO11 の負極
側は二次側アースに対して接続される。なお、二次巻線
Ｎ2 に対して二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に設
けられている点では、図１の場合と同様となる。

【００６３】上記した接続形態により形成される倍電圧
全波整流回路の整流動作としては次のようになる。一次
側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1 にスイッチン
グ出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線
Ｎ2 に励起され、この二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧
を入力して整流動作を行う。この場合、先ず、整流ダイ
オードＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンと
なる期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との
極性が−Ｍとなる減極性モードで動作して、整流ダイオ
ードＤO2により整流した整流電流が直列共振コンデンサ
Ｃｓ→二次巻線Ｎ2 →平滑コンデンサＣO11 と流れるこ
とで平滑コンデンサＣO11 に対して充電する動作が得ら
れる。そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流
ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間にお
いては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍと
なる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2 に誘起された電
流が直列共振コンデンサＣｓ→整流ダイオードＤO1→平
滑コンデンサＣO10 と流れることで平滑コンデンサＣO1
0 に対して充電が行われる動作となる。このようにし
て、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モ
ード（−Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利
用した全波整流動作が行われることで、直列に接続され
た平滑コンデンサＣO10 ，ＣO11 の両端には二次巻線Ｎ
2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流平滑
電圧）ＥO1が得られるものとされる。

【００６４】本実施の形態の電源回路の二次側をこのよ
うな構成とした場合は、例えば絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次巻線Ｎ2 の巻線数を２０Ｔ、二次側直列共
振コンデンサＣｓ＝０．１μＦ、二次側並列共振コンデ
ンサＣ2 ＝０．０１μＦとすることで、最適な動作とな
り、図１に示した電源回路と同様の効果が得られた。ま
た、この図４に示したように二次側を倍電圧全波整流回
路によって構成した場合は、二次側が倍電圧半波整流回
路とされている図１に示した電源回路と比較しても、二
次巻線Ｎ2 の巻線数を２３Ｔから２０Ｔまで減らすこと
ができるため、さらに分割ボビンＢの小型、軽量化を図
ることが可能になる。

【００６５】また図５には、第２の変形例としての二次
側の構成が示されている。この図に示す二次側において
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2 に対
して、直列共振コンデンサＣｓ1 ，Ｃｓ2 、整流ダイオ
ードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO10 ，ＣO11 によっ
て構成される４倍電圧全波整流回路が設けられていると
共に、この二次巻線Ｎ2 に対して二次側並列共振コンデ
ンサＣ2 を備えるようにしたものとされる。なお４倍電
圧全波整流回路の整流動作は、先に図１１において説明
しているため省略する。

【００６６】本実施の形態の電源回路の二次側をこのよ
うな構成とした場合も、例えば絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次巻線Ｎ2 の巻線数を１４Ｔ、二次側直列共
振コンデンサＣｓ1 ，Ｃｓ2 ＝０．１μＦ、二次側並列
共振コンデンサＣ2 ＝０．０２２μＦとすることで最適
な動作となり、図１に示した電源回路と同様の効果が得
られた。また、この場合は絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次巻線Ｎ2 の巻線数を１４Ｔまで低減することが
できるため、分割ボビンＢのさらなる小型、軽量化を図
ることが可能になる。

【００６７】なお、本実施の形態においては、スイッチ
ング電源回路の二次側に対して、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次巻線Ｎ2 に励起される励起電圧のほぼ２
倍のレベルに対応した直流出力電圧ＥO1を出力する倍電
圧半波整流回路、倍電圧全波整流回路、及び二次巻線Ｎ
2 に励起される励起電圧のほぼ４倍のレベルに対応した
直流出力電圧ＥO1を出力する４倍電圧全波整流回路を設
けた場合を例に挙げているが、このような構成の整流回
路に限定されるものでなく、本発明としては、二次巻線
Ｎ2 に励起される励起電圧レベルの２ｎ倍（ｎは１以上
の自然数とされる）に対応するレベルの二次側出力電圧
ＥO1を得るように構成された整流回路が設けられればよ
いものである。従って、例えば二次巻線Ｎ2 に励起され
る励起電圧のほぼ６倍、８倍・・・（２ｎ）倍のレベル
に対応する直流出力電圧ＥO1を生成する整流回路を設け
るようにしても構わないものである。

【００６８】また、本発明の電源回路としては、上記図
１、図４及び図５に示した構成以外にも、実際の使用条
件に対応して適宜変更されて構わないものである。例え
ば上記各実施の形態としては、自励方式によるスイッチ
ング駆動の構成が採られているが、他励式によってスイ
ッチング素子を駆動する構成に対しても本発明の適用が
可能である。また、スイッチング素子としても、バイポ
ーラトランジスタやＭＯＳ−ＦＥＴの以外の他の部品素
子が採用されて構わないものである。

【００６９】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、絶縁コン
バータトランスの二次巻線に対して、二次側直列共振回
路と二次側並列共振回路が組み合わされて成る二次側共
振回路を形成するようにしている。この場合、先ず、二
次側並列共振回路の共振動作によって、絶縁コンバータ
トランスの二次巻線を流れる二次側共振電流は、ほぼ正
弦波状となるため、直流出力電圧生成手段に設けられて
いる整流ダイオードを流れる電流の導通角もほぼ等しく
なる。これにより、整流ダイオードを流れる電流には高
周波のリンギング電流が重畳されることなく、整流ダイ
オードから発生するＥＭＩを抑制することができる。よ
って、二次側に対してＥＭＩ対策のための部品を設ける
必要がなく、その分、回路規模の小型化を図ることが可
能になる。

【００７０】また、二次側直流出力電圧の定電圧制御
は、スイッチング周波数と、スイッチング素子を流れる
スイッチング電流の導通角を制御する複合制御となるた
め、負荷が変動した場合でもスイッチング素子がオフと
なる期間の拡大を抑えることができ、よって中間負荷状
態においてもスイッチング素子はＺＶＳ動作を外れない
ものとなる。これにより、中間負荷状態において発生し
ていた異常動作が解消され、結果的に対応可能な負荷変
動範囲内の全領域において安定したＺＶＳ動作を実現す
ることができる。また、ＺＶＳ動作が得られることで、
スイッチング素子における電力損失も減少するので、電
力変換効率の向上を図ることができると共に、スイッチ
ング素子に取り付けられている放熱板を大型化する必要
もない。

【００７１】さらにまた、直流出力電圧生成手段から出
力される二次側直流出力電圧の定電圧制御は、スイッチ
ング周波数と、スイッチング素子を流れるスイッチング
電流の導通角を制御する複合制御となるため、最大負荷
電力の増加を図ることができると共に、制御可能範囲の
拡大を図ることができるという利点もある。

【００７２】また、直流出力電圧生成手段としては、例
えば二次巻線に得られる交番電圧のほぼ２倍に対応した
直流出力電圧を生成する倍電圧半波整流動作、倍電圧全
波整流動作、或いは交番電圧のほぼ４倍に対応した直流
出力電圧を生成する４倍電圧全波整流動作を行うように
構成すると、絶縁コンバータトランスの巻線数を低減す
ることができるので、その分、絶縁コンバータトランス
の小型、軽量化を図ることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図３】本実施の形態の電源回路の負荷が変動した場合
の定電圧制御特性を示した図である。

【図４】第１の変形例としての電源回路の二次側構成例
を示す回路図である。

【図５】第２の変形例としての電源回路の二次側構成例
を示す回路図である。

【図６】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図７】先行技術としての電源回路の二次側の他の構成
を示す回路図である。

【図８】図６に示した先行技術としての電源回路の要部
の動作を示す波形図である。

【図９】図６に示した先行技術としての電源回路の負荷
が変動した場合の定電圧制御特性を示した図である。

【図１０】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１１】先行技術としての電源回路の二次側の他の構
成を示す回路図である。

【図１２】図１０に示した先行技術としての電源回路の
二次側動作を示す波形図である。

【図１３】図１０に示した先行技術としての電源回路の
負荷が変動した場合の定電圧制御特性を示した図であ
る。

【図１４】図１０に示した先行技術としての電源回路の
一次側動作を示す波形図である。

【図１５】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図
である。

【図１６】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す説明図である。

【符号の説明】

１制御回路、、Ｃｉ平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッ
チング素子、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ
直交形制御（ドライブ）トランス、Ｃｒ一次側並列共
振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ
Ｃｓ１Ｃｓ２二次側直列共振コンデンサ、ＮC
制御巻線、ＮB 駆動巻線、ＮD 検出巻線、ＣB 共
振用コンデンサ、ＤO1 ＤO2 ＤO3 ＤO4 整流ダイオ
ード、ＣO1 ＣO2 ＣO1 ＣO10 ＣO11 平滑コンデン
サ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチング素子を備え、入力された直
流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コ
ンバータトランスと、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように
して挿入される一次側電圧共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される
二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの
二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接
続することで形成される二次側直列共振回路とが、組み
合わされて成る二次側共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して整流動作を行うことで、上記交番電圧の
レベルの２ｎ倍（但し、ｎは１以上の自然数）に対応す
るレベルの二次側直流出力電圧を得るように構成された
直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧レベルに応じて、上記スイッチ
ング素子のスイッチング周波数を可変することで定電圧
制御を行うようにされる定電圧制御手段と、を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源
回路。
【請求項２】上記直流出力電圧生成手段は、２組の整流ダイオードと、１組の平滑コンデンサとを備
えると共に、上記二次側直列共振コンデンサを整流電流
経路に対して挿入して形成されることで、上記交番電圧
レベルの２倍に対応するとされるレベルの二次側直流出
力電圧を生成する、倍電圧半波整流動作を行うことを特
徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記直流出力電圧生成手段は、２組の整流ダイオードと、２組の平滑コンデンサとを備
えると共に、上記二次側直列共振コンデンサを整流電流
経路に対して挿入して形成されることで、上記交番電圧
レベルの２倍に対応するとされるレベルの二次側直流出
力電圧を生成する、倍電圧全波整流動作を行うことを特
徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記直流出力電圧生成手段は、２組の整流ダイオードと、２組の平滑コンデンサとを備
えると共に、２組の上記二次側直列共振コンデンサを整
流電流経路に対して挿入して形成されることで、上記交
番電圧レベルの４倍に対応するとされるレベルの二次側
直流出力電圧を生成する、４倍電圧全波整流動作を行う
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。