JP2001524677A - 自動車用前方監視センサ - Google Patents
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Abstract
Description
ている。自動車の安全性向上が可能な領域の1つは、車両のクルーズ(crui
se)制御システムである。クルーズ制御システムは、運転者に所定の走行速度
を設定させ、車両がその所定速度を維持するように制御する。しかしながら、車
両が他の車や歩行者のような障害物に近づきつつある場合、クルーズ制御システ
ムを無視して車両のブレーキを作動させ衝突を回避するには、ドライバの注意お
よび介入が必要となる。
ーズ制御システムが提唱されている。インテリジェント・クルーズ制御システム
は、典型的には、車両進路における障害物を検出する検出器と、障害物の検出に
応答して車両のブレーキを作動させクルーズ制御システムを無視するコントロー
ラとを含む。インテリジェント・クルーズ制御システムは、衝突を回避するため
にドライバへの依存性を軽減させることができるという利点がある。
る。インテリジェント・クルーズ制御システムと同様、衝突回避システムは、通
常、車両進路内における障害物を検出する検出器と、障害物検出に応答して車両
のブレーキを作動させ衝突を回避するコントローラとを含む。
における物体を精度高くしかも信頼性高く検出可能な検出器を備える必要がある
。かかる検出器のことを、前方監視センサ(FLS:Forward Look
ing Sensor)と呼ぶこともあり、自動車および障害物の相対的な位置
や、温度、湿度、氷および雨のような環境条件に比較的に不感応でなければなら
ない。
に適したレーダの一種に、周波数変調連続波(FMCW:Frequency
Modulated Continuous Wave)レーダがある。典型的
なFMCWレーダでは、送信するCW信号の周波数は、第1所定周波数から第2
所定周波数まで線形に上昇する。FMCWレーダは、感度が高く、比較的送信パ
ワーが少なく、距離分解能が高いという利点がある。
サの精度と信頼性とは等価となる。FLSの精度および信頼性に寄与するFLS
の特性(aspects)には、ノイズに対する感受性、および受信した無線周
波数(RF)信号を処理してFLSの視野内で物体を検出する際の総合的な正確
さが含まれる。ノイズ感受性は、例えば、誤検出を招いたり、更に有害なことと
して、物体を検出し損なう可能性もある。
ctor)に関係するものがある。好ましくは、FLSは、車両のエンジン筐体
(ハウジング)の前面、またはグリルの背後に取り付け可能な、比較的小さなエ
ンクロージャに収容する。精度および信頼性のためには、送受信アンテナおよび
回路が車両グリルの属性による影響を受けず、整合性が予測できるように車両に
装備することが絶対的に必要である。
受信アンテナの1つ以上の部分を遮蔽したり、特にFLS送受信アンテナに伝搬
するRFエネルギおよびFLS送受信アンテナから伝搬するRFエネルギの部分
を遮断する、望ましくない異物、又は、物体の存在がある。かかる遮蔽は、アン
テナ・アパーチャ領域における異物又は物体の経時的な蓄積によって生ずる可能
性がある。かかる異物は、例えば、温度、湿度、氷、雨等のような環境条件によ
って生ずる場合もある。かかる遮蔽は、FLSの適正な動作を損ない、極端な場
合には妨害する可能性がある。FLSを装備した車両を一旦路上に配置すると、
異物の蓄積が徐々に断続的に行われ得る。この結果、FLSシステムの性能も対
応して徐々に低下し、徐々に蓄積した異物によるアンテナ遮蔽の存在を検出する
のが比較的困難となる。
望ましいであろう。また、ドロ、氷、雪等のような異物が、FLSを装備した車
両のその領域に蓄積することによるアンテナの遮蔽を検出可能なFLSを提供す
ることができれば、望ましいであろう。更に、アンテナの遮蔽を検出し、かかる
遮蔽の存在をシステム・ユーザに警告するFLSを提供することができれば望ま
しいであろう。発明の概要 本発明によれば、自動車用前方監視センサ(FLS)システムは、RF信号を
放射即ち送信する送信アンテナと、送信アンテナの視野内にある1つ以上の物体
によって捕らえられ、反射して戻ってきた送信RF信号の部分を受信する受信ア
ンテナとを含む。また、受信アンテナは、送信アンテナから放射されたRF信号
の一部に対応し、所定の視野内およびFLSシステムから所定の範囲内に存在す
る物体を捕らえずに受信アンテナに結合された、所謂漏れ信号も受信する。更に
、FLSシステムは、受信アンテナに結合され、受信アンテナからの信号を受け
取り、送信アンテナから受信アンテナに結合されたRF漏れ信号が所定の漏れ信
号スレシホルド・レベルを超過するか否かについて判定を行なう受信回路も含む
。
供する。送信アンテナから受信アンテナに結合されるRF漏れ信号のエネルギ・
レベルが所定のスレシホルド・レベルを超過する場合、FLSシステムは、異質
な物体、異物等が、FLS送信アンテナによるRFエネルギの効率的かつ適正な
送信を邪魔しているか、あるいは完全に妨害している虞れがあると推断する(即
ち、物体は、アンテナが送信するRFエネルギに対する妨害(遮蔽)となり、R
Fエネルギが「遮蔽」されている)。かかる遮蔽は、例えば、泥、塩、氷等のよ
うな物体の蓄積によって生ずる可能性があり、FLS送信アンテナからのRFエ
ネルギおよび受信アンテナへのRFエネルギの伝送を減衰させるか、またはそれ
以外の影響を及ぼす。典型的には、FLSが送信モードで動作する場合、一般に
漏れ信号と呼ばれている比較的一定のRFエネルギが送信アンテナから受信アン
テナに結合される。送信アンテナが遮蔽されると、送信アンテナおよび受信アン
テナ間で結合される漏れエネルギのレベル上昇が発生する。漏れ検出回路が、送
信アンテナおよび受信アンテナ間の漏れ信号の増大を検出することによって、ア
ンテナ遮蔽の検出を行なう。
、第2RF信号を受信する受信アンテナとを含み、バイスタティック・アンテナ
対として構成されている。更に、FLSは、受信アンテナに結合され、第2RF
信号の一部が所定のスレシホルド・レベルよりも高いか否かについて判定を行な
う遮蔽検出回路を含む受信回路を含む。第2RF信号は、送信アンテナの視野内
にある物体からの信号反射から成るRF信号反射部分と、第1RF信号からのR
Fエネルギから成る漏洩部分との双方を含む。
号の高速フーリエ変換(FFT)を計算し、各々、対応する周波数範囲内の第2
RF信号のエネルギ内容を表わす複数の出力信号を供給する。受信回路に含まれ
る漏れ検出回路は、更に、スレシホルド検出回路を備え、複数の出力信号の内、
近似的にゼロ・ドプラ周波数シフトに対応する周波数範囲内の第2RF信号のエ
ネルギ内容を表わす出力信号の振幅を、所定のスレシホルド・レベルと比較する
。送信アンテナおよび受信アンテナの少なくとも一方の遮蔽は、所定のスレシホ
ルド・レベルを超過する出力信号によって示される。一例として、所定のスレシ
ホルド・レベルは、漏れ信号に予想されるレベルよりも約2デシベル(dB)高
くすることが考えられる。
受信アンテナへのRFエネルギ漏れを用いて、送信アンテナおよび受信アンテナ
の一方または双方の遮蔽を検出する。特定のスレシホルド・レベルは、種々の要
因に応じて選択することができる。その要因の中には、FLSシステムのアンテ
ナ遮蔽に対する所望の感度が含まれるが、これに限定される訳ではない。
アンテナを用いて第1RF信号を送信するステップと、(b)受信アンテナを用
いて第2RF信号を受信するステップであって、第2RF信号が前記第1RF信
号の一部を含む、ステップと、(c)第2RF信号を処理し、第2RF信号のい
ずれかの部分が漏れ信号に対応するか否かについて判定するステップと、(d)
第2RF信号の漏れ部分が所定の漏れ信号スレシホルド・レベルを超過するか否
かについて判定を行なうステップとを含む。
レーダ・システムにおいてアンテナ遮蔽を検出するために用いることができる技
法を提供する。第2RF信号を処理してそのエネルギ内容を判定することにより
、送信アンテナおよび受信アンテナ間の漏れ信号による第2信号のこれらの部分
を識別することが可能となる。次に、漏れ信号のエネルギ・レベルを所定のスレ
シホルド・レベルと比較する。漏れ信号のエネルギ・レベルが所定のスレシホル
ド・レベルを超過する場合、アンテナ遮蔽が存在するという決定を下す。特定実
施形態の1つでは、バイスタティック送信および受信アンテナを有するFM−C
Wドプラ・レーダにおいて、漏れ信号は、ゼロ・ドプラに実質的に対応する周波
数シフトを有する。
れ信号に対応するか否かについて判定するステップは、第2RF信号に対して高
速フーリエ変換(FFT)を実行し、複数の周波数範囲の各々における第2RF
信号のエネルギを判定するステップと、複数の周波数範囲の内、近似的にゼロ・
ドプラに対応する所定の周波数範囲内の第2RF信号のエネルギ内容が所定のス
レシホルドを超過するか否かについて判定を行なうステップとを含むことができ
る。漏れ信号がスレシホルド・レベルを超過するレベルは、スレシホルド・レベ
ルよりも約1デシベル(dB)ないし約3デシベル(dB)高い範囲で選択する
ことができる。
よれば、自動車の安全性向上の必要性を自動車用センサ・システムの有用性およ
び要望と結合することにより、小型で、しかも自動車用センサ・システムが動作
しなければならない環境およびその他の動作条件に係らず、精度および信頼性が
高い自動車用センサ・システムを提供するという課題に至ることが認識された。
したがって、小型で、車両環境において物体を精度高く検出することができ、し
かも信頼性が高い自動車用センサを提供することができれば望ましいであろう。
プ(ramp up)部分およびランプ・ダウン(ramp down)部分の
少なくとも1つを含むVCO制御信号を結合する入力ポートと、送信アンテナに
結合するために送信RF信号を供給する出力ポートとを有する電圧制御発振器(
VCO)と、(b)送信RF信号に比例するフィードバック信号を結合する第1
入力ポートと、固定周波数基準信号を結合する第2入力ポートと、フィードバッ
ク信号および固定周波数基準信号間の位相差および周波数差の内少なくとも1つ
に比例する誤差信号を供給する出力ポートとを有し、VCO制御信号が誤差信号
の関数であり、ランプ・アップ部分およびランプ・ダウン部分の内少なくとも1
つが実質的に線形な傾斜を有する、線形化回路とを含む。この特定構成では、車
両経路内にある物体およびこれに隣接する物体を精度高く検出可能なFLSを提
供する。一実施形態では、FLSは、13個のアンテナ・ビームを有するアンテ
ナ・アセンブリを含む。複数のアンテナ・ビームの使用により、FLSから約1
00メートルまたは200メートル以上の範囲における距離にある複数の物体を
、精度高く解明することが可能となる。
理解することができよう。発明の詳細な説明 図1を参照すると、自動車用前方監視センサ(FLS)10は、アンテナ・ア
センブリ14、送信機22および受信機24双方を有するマイクロ波アセンブリ
20、ならびに信号プロセッサ30、電源32、制御回路34およびディジタル
・インターフェース36から成る電子装置アセンブリ28を含む。自動車用FL
S10は、レーダ技術を利用し、自動車40に装備し、FLSの視野内において
1つ以上の物体、即ち、目標を検出するのに適している。本願発明では、目標は
、他の車、木々、標識、歩行者等を含むものとする。FLS10は、その視野内
で1つ以上の目標を検出し、各目標を、「一次」目標および「二次」目標のいず
れかとして分類する。一次目標、即ち、主目標は、種々の方法で定義することが
でき、図示の実施形態では、軌道、即ち、FLS10を装備した車両の走行レー
ンに最も近い物体とする。
る。これらの制御信号は、車両40に関連するヨー・レートに対応するヨー・レ
ート信号、および車両の速度に対応する速度信号を含む。これらの制御信号およ
びFLS10が受信する反射RF信号に応答して、FLSは、その視野内にある
一次目標を特徴付ける1つ以上の出力信号を、出力信号バス46を通じて車両に
供給する。これらの出力信号は、センサ10の視野内にある一次目標に関連する
距離を示す距離信号、一次目標に関連する距離レートを示す距離レート信号、お
よび車両40に対する一次目標に関連するアジマス(方位)を示すアジマス信号
を含む。FLS出力信号は、車両40の長手方向制御部に結合し、インテリジェ
ント・クルーズ制御または衝突回避システムにおいて用いることができる。
の受信アンテナ16、およびRF信号を送信するための送信アンテナ18を含む
。FLS10は、別個の送信アンテナおよび受信アンテナを含むので、バイスタ
ティック・レーダ・センサとして特徴付けることもできる。アンテナ16,18
は、マルチ・ローブ型であり、同一方向の点に関して並列に制御される。それぞ
れのアンテナ16,18の角度を選択するのに適した種々の回路があり、その中
にはマルチ位置スイッチが含まれる。
つ以上の局部発信信号の周波数を、送信信号周波数から固定量だけ偏移(オフセ
ット)させる。受信機24の出力信号はオフセット周波数を有し、目標周波数は
これよりも上または下のいずれかである。
RF信号を、受信機の最大周波数の少なくとも2倍のレートでサンプリングする
。これらの信号サンプルは、ディジタル信号プロセッサ30内のFFTによって
処理し、種々の周波数範囲(即ち、周波数ビン)内における信号の内容を判定す
る。FFT出力は、信号プロセッサ30の他の部分のデータとして用いることが
できる。FLS10の残りの部分は、標準的な構成要素から成り、電源32、周
波数安定のためのシステム・クロック(クリスタル制御発振器)を含む制御回路
34、およびディジタル・インターフェース36を含む。信号プロセッサ30が
受信RF信号を処理して前述の一次目標の距離、距離レートおよび/またはアジ
マスを示す出力信号を出力信号バス46を通じて車両40に供給する方法につい
ては、図10のフロー図に関連付けて以下で説明する。また、1996年11月
12に出願されたRADAR SYSTEM AND METHOD OF O
PERATING SAME(レーダ・システムおよびその動作方法)と題する
同時係属中の米国特許出願第08/745,530号にも記載されている。その
内容は、この言及により全体が本願にも含まれるものとする。
信アンテナ52によって形成される送信信号経路、ならびに受信回路54および
受信アンテナ56によって形成される受信信号経路を含む。概して言えば、FL
S10は、送信回路50によって送信信号を発生し、信号経路58を通じて送信
アンテナ52に結合する。送信されたRF信号は、FLS10の視野(FOV)
内にある物体を捕らえ、送信信号の一部が物体から反射し、受信アンテナ56に
よって受信される。
フィルタリング)を含む処理を施され、続いてディジタル信号プロセッサ(DS
P)60に供給される。DSP60は、FFTを実行することにより受信信号を
処理し、FFTによって得られたデータを用いて、FLS10のFOV内にある
少なくとも1つの一次目標を検出し追跡するアルゴリズムを実施する。検出およ
び追跡アルゴリズムについては、図10のフロー図に関連付けて全体的に説明す
る。また、先に引用し本願にも含まれるものとした同時係属中の米国特許出願第
08/745,530号にも記載されている。
ザ140が発生するシステム・クロック信号に応答し、信号ライン62を通じて
回路50に結合され、更に、DSP60が供給する制御信号64a〜64cにも
応答する。送信回路50は、電圧制御発振器(VCO)70を含む。図示の実施
形態では、VCO70は、送信アンテナ52において約+8dBmの信号レベル
を有する送信信号58を発生可能な、燐化インディウム(InP)ガン・ダイオ
ードによって構成する。尚、別の種類のVCOにも適したものがあり、例えば、
ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ(HBT)またはスードモルフィック高電
子移動トランジスタ(PHEMT:pseudomorphic high e
lectron mobility transistor)技術のいずれかを
用いた、モノリシック・マイクロ波集積回路(MMIC:Monolithic
Microwave Integrated Circuit)発振器を含む
ことを当業者は認めよう。
58を供給する。RF送信信号58は、ここでは、約75.95GHzないし7
6.25GHzの範囲の周波数を有するものとする。RF送信信号58の特定周
波数は、VCO制御信号72によって決定される。したがって、VCO制御信号
72の電圧を変化させることにより、VCO70は、RF信号58の周波数に対
応する変化を与える。
cy Modulated Continuous Wave)システムとして
動作する。FMCWレーダでは、送信信号58は、経時的に所定の態様で変化す
る周波数を有する。この構成では、RF信号の送信時間の尺度は、受信信号12
0の周波数を送信信号58の周波数のサンプルと比較することによって決定する
ことができる。距離判定は、送信信号58とリターン信号120の周波数間のビ
ート周波数を測定することによって行なう。こうして測定した周波数は、リター
ン信号の時間遅延を乗算した送信信号周波数ランプ(ramp)の傾斜に等しい
。電磁放射の速度が一定であるため、時間遅延は、リターン信号が反射する目標
即ち物体の距離に直接比例する。更に、測定した周波数は、目標とFLS10装
備した車両との間の相対速度によるドプラ周波数も含む。測定周波数シフトに対
する2つの寄与を分離し識別するためには、送信信号58の時間可変周波数は、
図3に示すような特徴形状を有するVCO制御信号72によって与えられる線形
ランプの形態とする。
up portion)74、連続波(CW)部分76、およびランプ・ダウン
部分(ramp down portion)78を含む。図示の実施形態では
、ランプ・アップ部分74、CW部分76およびランプ・ダウン部分78の間の
サンプリング間隔は、それぞれ、約1.024ミリ秒であり、1MHzレートで
サンプリングされ、かかる各間隔毎に1024個のサンプルを生成する。ハニン
グ重み付け(Hanning weighing)を用いると、この構成によっ
て約0.78メートルの距離分解能、および約2.8メートル/秒の距離レート
分解能が得られる。最小信号対ノイズ比を11dBとし、2つのランプ対の処理
による目標追跡を仮定すると、距離および距離レート測定精度は、それぞれ、約
0.11メートルおよび0.39メートル/秒となる。しかしながら、車両目標
に対する信号対ノイズ比は典型的にFLS10の100メートル動作範囲では2
0dBを超過するので、精度は、距離については約0.04メートル、距離レー
トについては約0.14メートル/秒となる。
のスメア(smear)を防止するためには、VCO制御信号72が実質的に線
形なランプ・アップ部分74およびランプ・ダウン部分78をそれぞれ有するこ
とが重要である。このために、再度図2を参照すると、線形化回路80を備え、
VCO制御信号72が線形に上昇および降下することを確保する。これについて
は、以下で更に詳しく説明する。
フィードバックする。ミキサ84の第2入力ポートは、誘電体共振発振器(DR
O:Dielectric Resonator Oscillator)86
が発生する局部発振信号を受け取る。ミキサ84は、ダウン・コンバータとして
動作し、約350MHzおよび659MHzの間の周波数を有する中間周波数(
IF)信号をその出力ポートに発生する。IF信号は増幅器90に結合され、そ
の出力信号は、図示のように、信号ライン92を通じて線形化回路80に入力信
号を供給される。
称周波数520.8KHzを有する出力信号を供給し、ミキサ96の入力ポート
に結合するように動作する分周エレメント94を含む。信号98は、更に、送信
回路50のカウンタ100に結合されている。
.8KHz入力信号98に応答し、その現在のカウント値をカウント・アップま
たはダウン、あるいはラッチし、673および1265の間のディジタル値を有
する信号102を供給する。この値は、値Nを表わす。値N信号102は、分周
エレメント104に結合され、分周エレメント104は入力信号92の周波数を
値Nで分周し、信号106を発生し、ミキサ96の第2入力ポートに結合する。
るように動作する。これを行なうには、ミリメートル波VCO272の分周出力
周波数信号106を固定基準周波数信号98と比較する。VCOの分周出力周波
数信号106は、位相/周波数検出器において、固定基準周波数信号98と結合
され、固定基準周波数信号98と分周出力周波数信号106との間の位相誤差お
よび周波数誤差に比例する誤差電圧108を供給する。誤差電圧108は、ルー
プ・フィルタ110によって濾波され、VCO制御信号72が得られる。VCO
制御信号72は、VCO70にフィードバックされ、分周出力周波数信号106
が固定基準周波数信号98に等しくなるように、これを調整する。分周器104
をプログラム可能とし、除数を固定の割合(システムのクリスタル・クロックに
よって設定する)で固定量だけ増分していくことにより、フィードバック・ルー
プを通じて、VCO70はその周波数を線形に変化させる(即ち、df/dtが
一定である)。各周波数ステップおよび各時間ステップは、チャープの期間を通
して同一であるので、VCO制御信号72(あるいは、チャープ信号と呼ぶ)は
本質的に線形である。
答して、周波数を変化させる。即ち、一旦値N信号102が変化すると、VCO
制御信号72は指数的に新たな周波数に近づき、正確な波形は種々のループ・パ
ラメータによって異なる。VCO制御信号72が新たな周波数に近づいていく周
波数ステップおよび時間ステップの大きさは、所定のVCO制御信号(即ち、チ
ャープ信号)の傾斜に対する要件を満たすように選択する。図示の実施形態では
、チャープの傾斜は、約270KHz/μ秒であり、これは1.9245マイク
ロ秒の時間ステップに対応する。チャープの傾斜は、種々の要因に応じて選択さ
れ、その中には、処理速度、サンプリング速度、DSP60において利用される
アナログーディジタル変換器の分解能およびダイナミック・レンジ、ならびにD
SP60によって実行される高速フーリエ変換(FFT)計算に含まれる点数が
含まれるが、これらに限定されるという訳ではない。この特定実施形態では、1
MHzのナイキスト・サンプリング・レート、および1024点FFTを用いる
。
ップは、一定値に維持されるので、VCO制御信号72のランプ・アップ部分7
4およびランプ・ダウン部分78は、本質的にほぼ線形である。図示の実施形態
では、VCO制御信号72の線形性は、約0.04%程度であり、これは、約1
00Hz未満の受信RF信号120の周波数変動に対応する。値Nの関数である
所定のループ・パラメータがVCO制御信号72の線形性に影響を与える場合も
あるが、これらのパラメータは、ループ利得を値Nの関数として調節することに
よって、補償することができる。ループ利得は、ループ・フィルタ110の補償
回路を調節することによって補償する。
ップをほぼ一定に維持させる他の回路による実施態様を用いても、VCO制御信
号72の実質的な線形性を確保することが可能であるという点は、当業者には認
められよう。かかる代用回路を図4に示し、以下でこれに関連付けて説明する。
・ビーム66の整合(アライメント:alignment)ビーム66a,66
mおよび送信アンテナ・ビーム68の整合ビーム68a,68mは、各車両の公
称中央線(アンテナが物理的に車両の中央線に沿って配置されている場合にはア
ンテナ)から対向する両方向に約20°の角度に照準を合わせ、更に路面に向か
って約45°下向きの角度を有する。
なうと、約0.127°の最大誤差が生ずる。現在の整合方式の信頼性は信号対
ノイズ比の関数であるので、受信アンテナの整合ビーム66a,66mにおける
信号リターンを最大化するためには、垂直偏波を用いることが好ましい。この整
合方式は、比較的狭いビーム幅を有するアンテナ・ビームを用いる。このように
アンテナ・ビームを向けることにより、検知システムは、センサ不整合に起因す
るドプラ・リターンの差を検知する。例えば、整合アンテナ・ビーム66a,6
6m,68a,68mが適正に整合(整列)され、道路のほぼ鏡像縁(mirr
or image edge)に向けられている場合、検知システムによって実
質的に同一のドプラ・リターンが受信され検出されるはずである。しかしながら
、アンテナ・ビーム66a,66m,68a,68mが適正に整合されていない
と、異なるドプラ・リターンが検知システムによって受信および検出されるはず
であり、これによって、FLS10の車両40に対する不適正な整合を示す。
の一部は、アナログ回路および技法を用いて実現し、VCO制御信号72(図2
および図3)に実質的に線形なランプ・アップ部分およびランプ・ダウン部分を
形成することができる。回路200は、VCOフィードバック信号92(図2)
、およびシンセサイザ140(図2)が発生する固定基準周波数信号202に応
答する。図示の実施形態では、固定基準周波数信号202の公称周波数は、約4
00KHzである。フィードバック信号92は、表面弾性波(SAW:Surf
ace Acoustic Wave)干渉計204に結合される。SAW干渉
計204は、SAW遅延線206およびミキサ208を含み、図示のように配列
され結合されている。フィードバック信号92は、SAW遅延線206の入力ポ
ート、およびミキサ208の第1入力ポート208aに供給される。SAW遅延
線は、位相シフト信号をミキサ208の第2入力ポート208bに供給する。ミ
キサ208は、ポート208a,208bにそれぞれ供給された2つの信号間の
位相差を検出する。ミキサ208は、出力ポート208c(干渉計204の出力
ポートに対応する)に、VCO制御信号72の傾斜に比例する周波数を有する干
渉計出力信号210を供給する。信号210は、ミキサ212の入力212aに
結合される。
入力に供給され、その出力が、図示のように、ミキサ212の第2入力212b
に結合されている。位相スイッチ214は、VCO70(図2)が供給する信号
の周波数が波形部分74(図3)に示すように時間に対して上昇している場合、
第1スイッチ位置に置かれ、これによって第1位相シフトを、ミキサ・ポート2
12bに供給する信号に導入する。逆に、VCO70が供給する信号の周波数が
、波形部分78(図3)に示すように、時間に対して減少しているときは、位相
スイッチ214は第2スイッチ位置に置かれ、これによって第2位相シフトを、
ミキサ・ポート212bに供給する信号に導入する。
号を供給する。位相スイッチ214からミキサ入力ポート212bに供給される
信号は、VCO調整電圧72VVCOが変化しなければならない方向(即ち、調整 電圧VVCOの大きさは増大すべきか、または減少すべきか)を決定する。このよ うに、位相スイッチ214は、VCO信号波形が正の傾斜を有するかあるいは負
の傾斜を有するかに応じて、2つのスイッチ位置の一方となる。この手法によっ
て、位相ロック・ループは、VCO調整電圧信号72の傾斜遷移期間の間、位相
ロックを維持する。
よって決定された周波数を有する干渉計信号210と比較し、その出力ポートに
誤差信号220を発生する。誤差信号220は、増幅器224の第1入力に結合
される。線形電圧ランプ226が増幅器224の第2入力に結合される。増幅器
224の出力は、VCO70を調整するためのVCO制御信号72を供給する。
固定バイアス電圧232に加算して、VCO70(図2)がCW動作モードとな
るように指令されたときに、調整電圧233を供給することにより、VCO周波
数調整範囲の低周波数端において、比較的周波数が安定なクリスタル発振器から
得られる周波数を有する信号にVCO70を同期させる。これによって、例えば
、一般に「周波数ドリフト」と呼ばれる、信号周波数変化を最小に抑える。この
信号周波数変化は、VCO70の動作特性に影響を及ぼす熱変化のような、環境
条件の変化に起因して発生する可能性がある。
(CW)または周波数変調連続波(FMCW)選択信号を供給する。選択信号が
第1の値を有する場合、VCO70(図2)はFMCW信号を供給し、選択信号
が第2の値を有する場合、VCO70はCW信号を供給する。
受信経路は、ここでは、連続波(CW)信号を受信するように構成されている。
図示の実施形態では、受信回路54は、チョップ型ホモダイン受信機として構成
されている。いずれ明らかになろうが、この特定的な受信回路54は、受信回路
54、具体的には関連するダウン・コンバータ146の1/fノイズ領域を超え
て、受信RF信号120をシフトするという利点がある。受信回路154が約6
デシベル(dB)程度の低い雑音指数を達成するという別の有利な特徴は、ダウ
ン・コンバータ146の前段にロー・ノイズ増幅器(LNA)122を使用する
ことによって得られる。これについては以下で説明する。
受信信号120は、LNA122に結合され、LNA122は、増幅した出力信
号124を単側波帯発生器(SSBG:Single−Sideband Ge
nerator)126に供給する。LNA122およびSSBG126は、受
信RF信号120に伴う全ノイズを大幅に削減するように動作する。いずれ明ら
かとなろうが、これら特定の回路を用いることにより、FLS10のFOV内の
目標を検出する際に、FLS10の高信頼性および高精度の動作が可能となる。
結合される。デバイダ128は、信号124を等しいパワーおよび位相を有する
2つの信号に分割し、図示のように、増幅器132および134に結合する。増
幅器132および134は、それぞれ、周波数シンセサイザ140からの同相お
よび直交(I/Q)信号を受け取る。IおよびQ信号は、約6.25MHzの公
称周波数を有し、互いに90°位相がずれている。したがって、増幅器132,
134の出力信号136,138は、それぞれ互いに対して90°位相がずれて
いる。
る。直交カプラ142は、第1終端出力ポートと、信号ライン144を通じてダ
ウン・コンバート・ミキサ146に結合されている第2出力ポートとを有する。
直交カプラ142は、入力された信号間で減算を行って第1出力信号を第1出力
ポートに供給し、入力信号を加算して第2出力ポートに第2出力信号を供給し、
ダウン・コンバート・ミキサ146に結合する。
通じて結合され、ダウン・コンバート・ミキサ146のLO入力ポートに、局部
発振(LO)信号を供給する。ミキサ146は、その出力ポートに中間周波数(
IF)信号150を供給し、更に処理を進める。
2、振幅減衰エレメント154、バッファ156、IFミキサ158、バッファ
160、およびフィルタ162を含み、これらは全て、図示のように、直列に結
合されている。振幅減衰器154は、DSP60からの制御信号164に応答し
て、IF信号レベルの調節を可能とし、アナログーディジタル(A/D)変換器
166の飽和を防止する。IFミキサ158は、処理後の受信信号、およびここ
では6.25MHzの公称周波数を有する、シンセサイザ140が供給する発振
信号に応答し、IF信号を更にダウン・コンバートして、A/D変換器166に
よる処理に適した周波数とする。ここでは、その周波数は、約250kHzであ
る。
6に結合される。先に注記したように、DSP60が受信RF信号に応答してF
LS10の視野内にある一次目標を検出し追跡するために実施するプロセスにつ
いては、図10のフロー図に関連付けて説明する。また、先に引用し本願にも含
まれるものとした米国特許出願第08/745,530にも記載されている。例
えば、一次目標の距離、距離レート、および/またはFLS10が装備されてい
る車両に対する角度に関して、一次目標を特徴付ける出力信号170を、DSP
60が車両インターフェースに供給することを言えば十分であろう。FLS10
の電源172は、FLSを装備した車両のバッテリによって給電することも可能
である。
・マイクロ波集積回路(MMIC)として実現する。しかしながら、所謂チップ
およびワイヤ技法、ならびにその他の構成を含む種々の製造技法も、FLS10
の構成部品を提供するのに適していることは、当業者には明白であろう。
信アンテナ・ビーム68の2本のビーム68a,68b、および受信アンテナ・
ビーム66の2本のビーム66a,66mを用いる。概して言えば、送信アンテ
ナ・ビーム68a,68mは、所定のRF整合信号を送信する。送信したRF信
号からの反射が、受信アンテナ・ビーム66a,66mによって受信され、処理
されて、FLS10の車両の運動に対する整合を判定する。この整合プロセスは
、車両を動かす毎に繰り返し、DSP60がRF信号反射を処理する動作におい
てその結果を用いて、FLS視野内において目標を検出し追跡する際の整合のば
らつきを補償する。
示されている。DSP60は、信号処理回路180,182を含み、各々関連す
るメモリ素子184,186をそれぞれ有する。メモリ素子184,186は、
少なくとも1つの先入れ先出し(FIFO)エレメント、スタティック・ランダ
ム・アクセス・メモリ(SRAM)エレメント、および電気的消去可能プログラ
ム可能リード・オンリ・メモリ(EEPROM)エレメントを含む。図示の実施
形態では、処理回路180は、受信RF信号120(図2)の処理を専門に行い
、処理回路182はデータ記録および表示機能を専門に行なう。ダイナミック・
ランダム・アクセス・メモリ(DRAM)187が、プロセッサ180,182
間に結合されており、プロセッサ180,182間で共有しなければならない情
報に、各プロセッサ180,182が確実にアクセスできるようにしている。
よびFLSが装備されている車両の種々のエレメントとインターフェースするイ
ンターフェース回路190a〜190dが含まれる。すなわち、ライン受信回路
190aがA/D変換器166(図2)に結合され、駆動/受信回路190bが
第1ポートにおいて車両コンピュータに結合され、第1ポートは、それに対する
センサ制御コマンドを受け取りそして供給する。かかるコマンドはセンサの動作
モード(例えば、スタンバイ・モード、アクティブ・モード等)を決定する。駆
動/受信回路190bの第2ポートは、タイミング回路188に結合されている
。駆動/受信回路190cが、DSP60を検査する従来の手段を構成するため
に用いられる、オプションの検査インターフェースに結合されている。保護回路
190dが、FLS10を装備した車両の長手方向制御部に結合されている。
ナ52,56からは離間された関係で配置されたプリント配線基板上に実装され
ている。しかしながら、DSP60には様々な構成部品、アーキテクチャおよび
実施態様が可能であることは、当業者には認められよう。その中には、FLS1
0の他の構成部品と同じ筐体内にある表面実装プリント配線基板上に実装するよ
うな、単一の処理回路の使用を含む。図示の実施形態では、処理回路180,1
82は、Texas Instruments社が販売する製品番号TMS32
0C30という型である。
同様の参照番号を有して示されており、アンテナ・アセンブリ250は、複数の
送信アンテナ入力ポート252a〜252Nを有し、ロットマン・レンズ(Ro
tman lens)256の入力ポートに結合されている。ロットマン・レン
ズ256は、1つ以上の入力ポート252からRF信号を受け取り、所定の振幅
および位相関係を有するRF信号を、出力ポート258a〜258Nに供給する
。位相および振幅を調節したRF信号が、送信信号経路のフィード・ライン26
0a〜260Nの各1本を通じて、送信アンテナ262(図6A)に、具体的に
は、複数の送信アンテナ・エレメント265(図6A)の対応するエレメントに
供給される。
a〜264Nも有し、第2ロットマン・レンズ266の入力ポートに結合されて
いる。ロットマン・レンズ266は、1つ以上の入力ポート268a〜268N
においてRF信号を受け取る。RF信号は、一連のRFフィード・ライン270
a〜270Nを通じて、ロットマン・レンズの入力ポート268に供給される。
RFフィード・ライン270a〜270Nは、送信アンテナ272(図6A)、
具体的には、ロットマン・レンズ266に至る複数の受信アンテナ・エレメント
269(図6A)の対応するものに結合する。
するフィード回路、ならびに受信アンテナ272および付随するフィード回路を
含む。送信アンテナ262および受信アンテナ272は、1995年11月21
に出願され、ANTENNA(アンテナ)と題する、同時係属中の親出願であり
、譲渡された出願第08/561,513号に記載されている形式のようなプリ
ント回路アンテナとして備えることが好ましい。この出願は、本発明の譲受人に
譲渡されており、その内容はこの言及により全体が本願にも含まれるものとする
。送信アンテナ262および受信アンテナ272は、絶縁基板273上に印刷す
ることが好ましく、絶縁基板273は筐体282(図6D)に結合されている。
筐体282は、例えば、アンテナを印刷する絶縁材料を支持する十分な強度を有
する、アルミニウムまたはそれ以外のいずれかの材料で作成すればよい。
アセンブリ250は、送信アンテナ262および受信アンテナ272を有する取
り付け構造282、ならびにそれに結合された付随のフィード回路を含む。特定
の一実施形態では、FLS280は、約4インチの幅W、約3.5インチの高さ
H、および約8.8インチの長さLを有する。送信アンテナ262および受信ア
ンテナ272上に、レドーム283が配されている。先に論じたように、送信お
よび受信フィード回路は、ロットマン・レンズ256,266のそれぞれに結合
された一連のフィード・ライン252,264として設けることができる。
フィード・ライン264の第2端は単極多投スイッチ284bに結合されている
。スイッチ284bは、複数のフィード・ライン264から選択したフィード・
ラインを、電圧制御発振器(VCO)284aに結合する。好適な実施形態では
、VCO284およびスイッチ284bは、モノリシック・マイクロ波集積回路
(MMIC)として実現する。
合され、フィード・ライン252の第2端は、単極多投スイッチ286bを介し
て受信回路286aに結合されている。好適な実施形態では、スイッチ286b
および受信回路286aは、MMICとして設けられる。単極多投スイッチ28
4b,286bは、ロットマン・レンズのフィード点から特定の点を選択するこ
とにより、それぞれの送信およびアンテナ・ビームを特定の所望方向に向けるよ
うにするために用いられる。
は、図示のようなU字状を有するように製作または何らかの方法で形成され、取
り付け構造282に結合されている。また、取り付け構造282には、1つ以上
のプリント配線基板290,292も結合されている。プリント配線基板290
,292上には、図2ないし図5と関連付けてこれまでに論じた制御回路、線形
化回路、およびその他の回路が配されている。VCO電子部品294、および電
源296も、図示のように、取り付け構造282に結合され、こうして小型のバ
イスタティック二重フィード・アンテナ・アセンブリ250およびFLS280
が得られる。FLSアセンブリは、物理的および電気的に、入出力コネクタ29
8を介して車両に結合することができる。
除去され、前述の制御回路、線形化回路およびその他の回路が配されているプリ
ント配線基板290の第1面を示している。
00の代替実施形態は、送信アンテナ302および受信アンテナ304、ロット
マン・レンズ306、ならびに受信アンテナ302に結合された付随のフィード
回路308を含む。また、アンテナ・アセンブリ300は、第2ロットマン・レ
ンズおよび付随のフィード回路(この図では見えない)も含む。この実施形態で
は、受信アンテナ302および送信アンテナ304は、図示のように、アンテナ
・アセンブリ250(図6)内において、横に並べるのではなく、端部を突き合
わせて配されている。
を含み、全体的に312で示す多数の、ここでは4本の、主要放射ローブ即ちア
ンテナ「ビーム」312a〜312dを放射する。多数のビーム312の各々は
、アンテナ・ビーム312a〜312dが、各アンテナ・ビームの電力半値幅(
半値ビーム幅)に対応するアンテナ放射パターン内の点において、互いに捕らえ
合うような空間位置を有する。この技法を用いると、目標が1つのビーム(例え
ば、ビーム312a〜312cの1つ)に現れるか、または2つの隣接するビー
ム(例えば、ビーム312aおよび312b双方)に等しく現れるかについて、
FLSが利用する処理手順が判定を行なうことによって、目標の角度位置を判定
する。ビーム312a〜312dの各々は、約2.2の空間度(spatial
degree)に対応する電力半値幅を有する。したがって、FLS310は
、約8.8空間度の視野を有する。
において最も近い対象物体の、信頼性高い分解能を得ることができる。しかしな
がら、以下で説明する理由のために、64メートルの距離を超えると、FLSは
隣接レーンの物体を信頼性高く解明することができない。64メートルを超えた
距離で隣接レーンの物体を信頼性高く解明することに対するFLS310の限界
および能力は、アンテナ・ビーム312a〜312dの間隔に起因する。
311a,311b,311cを有する道路上を走行しているという状態を示す
。FLS310は、中央レーン311bを移動する。アンテナ・ビーム312b
は、同様に中央レーン311b内を走行するオートバイ316を捕らえる(した
がって、「進路内」車両と呼ぶ)。オートバイ316の一方側に隣接するレーン
311aを走行する第2車両318が、アンテナ・ビーム312aによって検出
され、オートバイ316の他方側に隣接するレーン311cを走行する第3車両
320が、アンテナン・ビーム312cによって検出される。オートバイ316
および車両318,320は3つの別個のビーム312a,312b,312c
内に現れるので、オートバイ316および車両318,320は、約100メー
トルの距離まで、別個で異なる物体として正しく解明することができる。しかし
ながら、100メートルの距離を超えると、アンテナ・ビーム312は、単一の
走行レーン311の幅よりも広い、電力半値幅を有する。したがって、別個のア
ンテナ・ビームによって車両を単純に追跡することは不可能となる。
ッディングの変更により、アンテナ・ビーム312a〜312dは、図8Aに示
す角度とは異なる角度で、車両316,318,320を捕らえる。したがって
、3台の車両316,318,320は全て、ここでは、2つの隣接するビーム
の各々に現れることになる。例えば、オートバイ316はアンテナ・ビーム31
2b,312c内に現れ、車両318はビーム312a,312b内に現れ、車
両320はビーム312c,312d内に現れる。車両318がビーム312b
内に現れ、車両320がビーム312c内に現れるので、ビーム312b,31
2cにおいてFLS310が受信する反射エネルギは、進路(走路)内車両、即
ち、FLS310と同じレーンを走行している車両から発するように見える。こ
の状態の結果、FLS310は、オートバイ316またはその他の進路内物体が
存在するか否かには無関係に、FLS車両のレーンに車両または物体があると判
定する可能性が高くなる。
るビームがレーン幅を超過しないので、したがって、進路内車両を明確に解明す
ることができる。即ち、図8Aに示すように、レーン311a内にあるあらゆる
車両がビーム312a内のみに現れ、レーン311c内にあるあらゆる車両がビ
ーム312d内のみに現れる。したがって、進路内車両のみがアンテナ・ビーム
312bおよび312c双方においてリターンを生成する。
び受信アンテナ272は、約2.2°の電力半値幅も有する。しかしながら、送
信アンテナ262および受信アンテナ272は、電力半値幅全体に対応する量で
はなく、電力半値幅の約半分に対応する量だけ離間したビームを有する。
射ビーム330a〜330mを供給するアンテナ・システムを有するFLS31
0が示されている。この場合、電力半値幅は約2.2°に対応し、ビームは約1
.1°だけ重なり合う。したがって、アンテナの視野は、約15.4°に対応し
、各ビームは、ピーク・アンテナ・ビーム・パワー点よりも約1デシベル(dB
)低い点において、隣接するビームと交差する。
ム内には現れない。したがって、図8Aに関連付けて先に説明した曖昧さのよう
な曖昧さは、約100メートルの範囲内の距離では解消することができる。
えば、ビーム330b,330cおよび330dはレーン311a内の車両31
8を捕らえ、一方ビーム330f,330gおよび330hはレーン311b内
の車両316を捕らえ、ビーム330j,330k,および330lはレーン3
11c内の車両320を捕らえる。尚、車両がFLS310から100メートル
を超える距離または100メートル未満の距離だけ離間している場合、異なる組
み合わせのビームが車両316,318,320を捕らえることを注記しておく
。例えば、車両316,318,320がFLS310から、100メートルで
はなく64メートルの距離だけ離間している場合、アンテナ・ビーム330a〜
330mの内車両316,318,320を捕らえるものは多くなると考えられ
る。同様に、車両316,318,320がFLS310から、100メートル
ではなく200メートルの距離だけ離間している場合、アンテナ・ビーム330
a〜330mの内車両316,318,320を捕らえるものは少なくなると考
えられる。
30mの内車両を捕らえるのはどれかには無関係に、FLSは、FLSアンテナ
が受信した情報を処理し、FLS310の視野内にある物体を識別し追跡しなけ
ればならない。FLSの視野内にある車両がレーンを変更した場合、FLSは、
アンテナ・ビーム330a〜330mによって受信した情報を処理し、新たな物
体がFLS310の視野内にあるとか、他の何らかの状態が発生したと判定する
のではなく、レーン変更が行われたと適正に判定する。このように、FLSは、
アンテナ・ビーム内で受信した信号を監視し、ビーム内で受信した信号を処理し
、FLS視野内で物体を捕捉し、かかる物体を追跡し、視野内における物体の移
動を判定する。
ットワークは、4ビーム・パターンを生成するフィード・ネットワークの挿入損
失特性よりも大きな挿入損失特性を有することを注記しておく。したがって、シ
ステム感度を維持するためには、フィード・ネットワーク内における挿入損失特
性、複数のビームから1つを選択するために必要なスイッチにおける挿入損失特
性、およびアンテナ利得間でトレードオフを行なう必要がある。
す。約77GHzの送信および受信周波数で動作し、約+10dBmの典型的な
平均送信パワーを利用し、約6dBmの典型的な受信機雑音指数を有するアンテ
ナの場合、約50メートルの距離における約100メートルの断面を有する物体
からのリターンだけでなく、送信機の漏れからのリターンも示されている。また
、検出スレシホルドも示されており、レーダ・リターンは、FLSによって検出
されるためには、これよりも高くなければならない。
目標を検出し追跡する際に実施する方法のフロー図が示されている。プロセスは
、ステップ350において開始し、次いでステップ352において、FLS10
がスタンバイ動作モードにあるか否かについて判定を行なう。スタンバイとは、
FLS10には給電されているが、車両のドライバによって活性化されていない
動作モードのことである。スタンバイ・モードの間、診断検査を周期的に繰り返
す。FLS10がスタンバイモードにある場合、ステップ354において診断検
査を実行し、結果を車両40に戻す。その後、プロセスは、図示のように、ステ
ップ352から開始して繰り返す。
進み、FLSを捕捉動作モードとし、目標データを捕捉し処理する。捕捉モード
では、RF信号を受信し、ダウン・コンバートし、サンプリングすることによっ
て、ビットまたはディジタル信号サンプルのストリームを供給する。DSP60
(図2)は、高速フーリエ変換(FFT)のような変換を信号に対して実行し、
結果を複数の周波数ビンに格納する。周波数ビンの1つは、固定クラッタを表わ
す信号を収容する。処理はステップ356に進み、FLS10の視野内にある固
定クラッタにタグを付ける。その後、ステップ358において、FLSの視野内
から得たデータを編集し、その後、ステップ360において、有効な目標を識別
し追跡する。より具体的には、距離および相対速度に関する所定の限度に基づい
て、有効な目標を定義する。処理ステップ355,356,358および360
を総称して、目標捕捉および追跡と呼ぶことにする。データの編集は、所定の評
価基準とデータを比較し、評価基準を満たさないデータ・サンプルを無視すると
いうように、様々な方法で行なうことができる。
12ミリ秒未満に過ぎない。13ビーム・システムでは、データ・レイテンシ(
即ち、レーダ更新間の時間)は、現在追跡中の目標に対して84ミリ秒未満であ
る。新たに検出した目標に対しては、レイテンシは168ミリ秒未満となる。何
故なら、FLSの視野に侵入する物体は、各ビーム位置において、有効性を確認
(access)しトラック・ファイルを作成するために、2回休止(ドウエル
:dwell)しなければならないからである。
一旦FLS310が車両を捕らえたなら、関連するレーダ追跡データを、車両の
ヨー・レート・データ、道路側クラッタ・データ、および捕らえた車両の進路を
FLS視野内にある他の車両の進路と比較するデータと共に処理することによっ
て、捕らえた車両の進路を予測する。また、広域測位システム(GPS)を用い
て、FLSホスト車両の位置、および道路の経路に関する詳細、FLSホスト車
両の絶対位置に関する情報を用いて、FLSを搭載した車両の位置を計算するこ
とも可能であり、予測した進路を正確に判定することができる。
を向いている。即ち、「見上げている」。チェック・ビーム内で受信した信号が
一定のままか、あるいは強くなった場合、車両は橋に近づきつつあると判定する
。FLS10が大きな勾配に遭遇する丘やその他の地形は、受信アンテナ56の
中心ビームまたはその他のビームにおいて検出したリターン信号から予測し、ジ
ャイロスコープのような、車両上の別のセンサから得ることができる。
つを一次目標即ち主目標として指定する。図示の実施形態では、一次目標は、距
離が最も接近しており、FLSを搭載した車両と同じレーン内に位置する目標と
して定義する。追跡中の目標の中にこの評価基準を満たすものがない場合、一次
目標はなく、車両は設定したクルーズ制御速度を維持する。
し、縮小視野データを編集する。ステップ368において、この縮小視野内にお
いて一次目標を追跡する。ステップ366および368の縮小視野処理によって
、FLS10が一層効率的かつ頻繁に一次目標の進展を監視する一方で、他の追
跡目標の進展を監視する頻度を低下させることが可能となるという利点がある。
出力信号を車両40に供給する。この情報は、車両の長手方向制御部が用いて、
制動のような車両動作の様々な面を制御し、種々の形態でドライバに表示するこ
とも可能である。その後、処理は、図示のように、繰り返しステップ352から
開始するか、あるいは終了する場合もある。
392に隣接した車両390の部分には、汚れ、氷、雪、泥またはその他の物質
のような堆積物(デブリス:debris)が付着している。図示のように、デ
ブリスは、アンテナ・アパーチャ内、即ち、FLS392によって与えられるア
ンテナ・ビームの経路に現れている。アンテナの前に障害物があると、アパーチ
ャの照明や、アンテナ放射パターンに変化を来す可能性がある。このような障害
物をアンテナ遮蔽物と呼び、その現象をアンテナ遮蔽、アパーチャ遮蔽、または
妨害(shadowing)と呼ぶ。アパーチャ遮蔽によって、アンテナ利得が
低下し、アンテナ・サイドローブのレベルが上昇し、アンテナ・パターンがヌル
で満たされるために、アンテナ性能の低下を招く。したがって、デブリス394
が、FLS392によって生成された電磁信号を著しく減衰させる物質で構成さ
れる場合、FLSの性能は大きく低下する。したがって、かかる物質即ちデブリ
スの車両上の存在を検出することが望ましい。
置されたアンテナ(例えば、図6Aにおけるアンテナ262,272)から成る
バイスタティック・アンテナを含む。アンテナをこのように配することにより、
第1アンテナ(例えば送信アンテナ262)によって送信された電磁エネルギの
一部が、第2アンテナ(例えば、受信アンテナ272)によって吸収または受信
される。このように受信される電磁信号の一部を、漏れ信号と呼ぶ。
アンテナ・システムにおいて本来的に生じるものである。理想的なのは、送信ア
ンテナおよび受信アンテナ間の隔離を十分に大きく取り、送信アンテナおよび受
信アンテナ間の結合によって受信機に到達する送信漏れ信号を無視し得るレベル
まで低減させることである。FLSの感度は、受信機に漏洩する送信信号に伴う
ノイズによって抑制される場合がある。したがって、従来のシステムでは、かか
る漏れ信号は望ましくなく、受信アンテナによって受信される漏れ信号以外の信
号の処理に先立って、濾波するか、あるいは何らかの方法で低減または除去して
いた。
かの方法で除去または低減する代わりに、漏れ信号を用いてアンテナ遮蔽を検出
する。即ち、氷、泥、塩のようなデブリスが送信信号の経路内にあると、その結
果、漏れ信号は、受信アンテナによって受信される際、異常に高い信号レベルを
有することになる。かかる漏れ信号は、FLS信号プロセッサの周波数ビンの内
特定の1つに現れる。即ち、漏れ信号は大きな周波数シフトを全く受けないので
、漏れ信号リターンは所謂ゼロ・ドプラ周波数ビン内に現れる。したがって、か
かる周波数ビン内に現れる信号が所定のスレシホルド・レベルを超えた場合、デ
ブリス394のようなデブリスが、FLS392からの電磁エネルギおよびFL
S392への電磁エネルギの効率的な送信を妨げているという指示を出す。一例
として、所定のスレシホルド・レベルは、漏れ信号に期待される信号レベルより
も約2デシベル(dB)高くすることが考えられる。勿論、他のスレシホルド・
レベルも使用可能であることを、当業者は認めよう。使用する特定のスレシホル
ド・レベルは、種々の要因に応じて選択すればよい。その中には、受信機の感度
、送信機のパワー、送信アンテナおよび受信アンテナの効率等が含まれ、しかも
これらに限定される訳ではない。
の実施形態も使用可能であることは、今や当業者には明白となっているはずであ
る。したがって、これらの実施形態は、開示した実施形態に限定されるのではな
く、添付した特許請求の範囲の精神および範囲によってのみ限定されることは当
然のことと思われる。ここで引用した刊行物および引例は全て、その言及により
全体が本願にも明示的に含まれるものとする。
体の好適な実施形態の等幅図である。 図6Aは、図6の図に対して90°回転した、図6のFLS筐体を示す等幅図
である。 図6Bは、図6の線6B−6Bに沿った、図6のFLS筐体の断面図を示す。 図6Cは、図6Bの線6C−6Cに沿った、図6BのFLS筐体の平面図であ
る。 図6Dは、図6の線6D−6Dに沿った、図6のFLS筐体の断面図である。 図6Eは、図6Dの線6E−6Eに沿った、図6DのFLS筐体の平面図であ
る。
。 図9Aは、図2のFLSによって受信された電磁エネルギ・リターンの例を示
す図である。
処理技法を示すフロー図である。
回路が、約1dBの分解能で、前記ディジタルプロセッサの前記複数の出力信号
の内前記第1出力信号の振幅を、前記所定のスレシホルド・レベルと比較する、
FLS。
するステップが、前記受信アンテナに13個のビームを供給するステップから成
り、前記受信アンテナ・ビームの内前記所定のアンテナ・ビームが、前記受信ア
ンテナ・ビーム・パターンの中心線の対向する両側に位置し、前記中心線から約
20°離間されている、方法。
Claims (40)
- 【請求項1】 自動車用前方監視センサ(FLS)であって、 第1RF信号を送信する送信アンテナと、 第2RF信号を受信する受信アンテナであって、前記第2RF信号が前記第1
RF信号の一部を含む、受信アンテナと、 前記受信アンテナに結合された受信回路であって、前記第1RF信号に対応す
る前記第2RF信号のいずれかの部分が漏れ信号に対応するか否かについて判定
し、該漏れ信号に対応する前記第2RF信号の部分を、所定のスレシホルド・レ
ベルと比較して、アンテナ遮蔽が存在するか否かについて判定する、前記受信回
路と、 を備える自動車用前方監視センサ。 - 【請求項2】 請求項1記載の自動車用FLSにおいて、前記受信回路が、
更に、 前記第2RF信号に応答する信号処理回路であって、複数の周波数範囲の各々
において、前記第2RF信号のエネルギ内容を判定する、前記信号処理回路と、 前記信号処理回路に結合されたスレシホルド検出回路であって、前記複数の周
波数範囲の内漏れ信号周波数範囲に対応する所定の周波数範囲における前記第2
RF信号のエネルギ内容が、前記所定のスレシホルド・レベルよりも高いか否か
について判定するように動作する、前記スレシホルド検出回路と、 を備える自動車用FLS。 - 【請求項3】 請求項2記載の自動車用FLSにおいて、前記信号処理回路
が、前記第2RF信号に応答して、該第2RF信号のフーリエ変換を計算し、複
数の周波数範囲の各々における前記第2RF信号のエネルギ内容を判定するフー
リエ変換回路を備える、自動車用FLS。 - 【請求項4】 請求項3記載の自動車用FLSにおいて、前記フーリエ変換
回路が高速フーリエ変換を実行する自動車用FLS。 - 【請求項5】 請求項3記載の自動車用FLSにおいて、前記スレシホルド
検出回路が、前記周波数範囲の内前記所定の1つにおけるRF信号のエネルギ内
容が、約1デシベル以上前記所定のスレシホルドよりも高いか否かについて判定
する、自動車用FLS。 - 【請求項6】 請求項3記載の自動車用FLSにおいて、前記スレシホルド
検出回路が、前記周波数範囲の内前記所定の1つにおけるRF信号のエネルギ内
容が、少なくとも2dB前記所定のスレシホルド・レベルよりも高いか否かにつ
いて判定する、自動車用FLS。 - 【請求項7】 請求項2記載の自動車用FLSにおいて、前記送信アンテナ
および前記受信アンテナが、単一の筐体内に取り付けられる、自動車用FLS。 - 【請求項8】 請求項2記載の自動車用FLSにおいて、前記送信アンテナ
および前記受信アンテナが、互いに近接して取り付けられる、自動車用FLS。 - 【請求項9】 バイスタティック送信および受信アンテナを有するドプラ・
レーダ・システムにおいて、アンテナ遮蔽を検出する方法であって、 (a)送信アンテナを用いて第1RF信号を送信するステップと、 (b)受信アンテナを用いて第2RF信号を受信するステップであって、該第
2RF信号が前記第1RF信号の一部を含む、ステップと、 (c)前記第2RF信号のいずれかの部分が漏れ信号に対応するか否かについ
て判定するステップと、 (d)前記第2RF信号の前記漏れ信号部分のエネルギ・レベルを、所定の漏
れ信号スレシホルド・レベルと比較するステップと、 を含む方法。 - 【請求項10】 請求項9記載の方法において、前記判定するステップが、
複数の周波数範囲の各々において、前記第2RF信号のエネルギ内容を判定する
ステップを含む、方法。 - 【請求項11】 請求項10記載の方法において、前記比較するステップが
、前記複数の周波数範囲の内漏れ信号の周波数範囲に対応する所定の周波数範囲
内において前記第2RF信号のエネルギ内容を比較するステップを含む、方法。 - 【請求項12】 請求項11記載の方法において、前記複数の周波数範囲の
内漏れ信号の周波数範囲に対応する前記所定の1つが、近似的にゼロ・ドプラに
対応する、方法。 - 【請求項13】 請求項9記載の方法において、 前記第2RF信号のいずれかの部分が漏れ信号に対応するか否かについて判定
する前記ステップが、ゼロ・ドプラに実質的に対応する周波数シフトにおいて、
前記第2RF信号のエネルギ内容を判定するステップを含み、 前記第2RF信号の前記漏れ信号部分のエネルギ・レベルを、所定の漏れ信号
スレシホルド・レベルと比較する前記ステップが、ゼロ・ドプラに実質的に対応
する周波数シフトにおいて、前記第2RF信号のエネルギ・レベルを、所定の漏
れ信号スレシホルド・レベルと比較するステップを含む、 方法。 - 【請求項14】 請求項13記載の方法において、エネルギ内容を判定する
前記ステップが、前記第2RF信号に対して高速フーリエ変換(FFT)を実行
し、複数の周波数範囲の各々において、前記第2RF信号のエネルギ内容を判定
するステップを含む、方法。 - 【請求項15】 請求項14記載の方法であって、更に、 単一の筐体上に前記送信アンテナおよび受信アンテナを取り付けるステップと
、 前記送信アンテナおよび前記受信アンテナを互いに近接して取り付けるステッ
プと、 を含む方法。 - 【請求項16】 自動車用前方監視センサ(FLS)であって、 第1RF信号を送信する送信アンテナと、 第2RF信号を受信する受信アンテナであって、前記第2RF信号が、前記送
信アンテナの視野内にある物体からの信号反射から成るRF信号反射部分と、前
記第1RF信号からのRFエネルギから成る漏れ部分とを含む、受信アンテナと
、 前記第2RF信号に応答し、前記第2RF信号のフーリエ変換を計算して複数
の出力信号を与えるディジタル信号プロセッサであって、前記複数の出力信号の
各1つが対応する周波数範囲内にある前記第2RF信号のエネルギ内容を表わし
、前記複数の出力信号の内第1出力信号が、近似的にゼロ・ドプラに対応する周
波数範囲における前記第2RF信号のエネルギ内容を表わす、ディジタル信号プ
ロセッサと、 前記ディジタル信号プロセッサの前記複数の出力信号の内前記第1出力信号の
振幅を、所定のスレシホルド・レベルと比較するスレシホルド検出回路であって
、前記複数の出力信号の内前記第1出力信号が前記所定のスレシホルド・レベル
を超過することによって、前記送信アンテナおよび前記受信アンテナの少なくと
も1つの遮蔽を示す、スレシホルド検出回路と、 を備える自動車用前方監視センサ。 - 【請求項17】 請求項16記載の自動車用FLSであって、更に、 (a)前記第2RF信号に応答する入力ポートと、濾波したRF信号を供給す
る出力ポートとを有するロー・ノイズ増幅器(LNA)と、 (b)前記LNAの出力ポートに結合された入力ポートと、濾波した単側波帯
信号を供給する出力ポートとを有する単側波帯発生器(SSBG)と、 を備える自動車用FLS。 - 【請求項18】 請求項16記載の自動車用FLSにおいて、前記所定のス
レシホルド・レベルが約2dBである、自動車用FLS。 - 【請求項19】 請求項16記載の自動車用FLSにおいて、前記スレシホ
ルド検出回路が、約1dBの分解能で、前記ディジタル・プロセッサの前記複数
の出力信号の内前記第1出力信号の振幅を前記所定のスレシホルド・レベルと比
較する、自動車用FLS。 - 【請求項20】 自動車用前方監視センサ(FLS)であって、 (a)ランプ・アップ部分およびランプ・ダウン部分の少なくとも1つを含む
VCO制御信号を結合する入力ポートと、送信アンテナに結合するために送信R
F信号を供給する出力ポートとを有する電圧制御発振器(VCO)と、 (b)前記送信RF信号に比例するフィードバック信号を結合する第1入力ポ
ートと、固定周波数基準信号を結合する第2入力ポートと、前記フィードバック
信号および前記固定周波数基準信号間の位相差および周波数差の内少なくとも1
つに比例する誤差信号を供給する出力ポートとを有し、前記VCO制御信号が前
記誤差信号の関数であり、ランプ・アップ部分およびランプ・ダウン部分の内前
記少なくとも1つが実質的に線形な傾斜を有する、線形化回路と、 を備える自動車用前方監視センサ。 - 【請求項21】 請求項20記載のFLSであって、更に、前記線形化回路
の前記出力ポートと、前記VCOの前記入力ポートとの間に結合され、前記誤差
信号を濾波して前記VCO制御信号を供給するフィルタを備えるFLS。 - 【請求項22】 請求項20記載のFLSにおいて、前記線形化回路が、 (i)前記フィードバック信号および制御信号に応答し、フィードバック信号
の周波数を、制御信号によって確定される所定の値で分周し、分周信号を発生す
る分周器と、 (ii)前記分周信号を結合する第1入力ポートと、前記固定周波数基準信号
を結合する第2入力ポートと、前記誤差信号を供給する出力ポートとを有するミ
キサと、 を備えるFLS。 - 【請求項23】 請求項22記載のFLSであって、更に、 (i)前記FLSの動作モードを示す複数のコマンド信号を発生するディジタ
ル信号プロセッサ(DSP)と、 (ii)前記DSPからの前記複数のコマンド信号に応答し、前記制御信号を
発生して前記分周器に結合するカウンタと、 を備えるFLS。 - 【請求項24】 請求項20記載のFLSであって、前記送信RF信号に応
答し、前記フィードバック信号を前記線形化回路に供給するカプラを備えるFL
S。 - 【請求項25】 請求項24記載のFLSであって、更に、前記カプラと前
記線形化回路の前記第1入力ポートとの間に結合され、前記RF送信信号の周波
数を、より低い中間周波数に変換し、前記フィードバック信号を発生するダウン
・コンバータを備えるFLS。 - 【請求項26】 請求項20記載のFLSにおいて、前記線形化回路が、 (i)前記フィードバック信号を結合する入力ポートと、前記送信RF信号の
周波数に比例する周波数を有する周波数比例信号を供給する出力ポートとを有す
る干渉計と、 (ii)前記周波数比例信号を結合する第1入力ポートと、前記固定周波数基
準信号を結合する第2入力ポートと、前記誤差信号を供給する出力ポートとを有
するミキサと、 を備えるFLS。 - 【請求項27】 請求項26記載のFLSにおいて、前記干渉計が、表面弾
性波(SAW)遅延線を備える、FLS。 - 【請求項28】 自動車用前方監視センサ(FLS)であって、 (a)RF信号を送信する送信アンテナを有する送信回路と、 (b)受信回路であって、 (i)RF信号を受信する受信アンテナと、 (ii)前記受信アンテナが受信する前記RF信号に応答する入力ポートと
、濾波RF信号を供給する出力ポートとを有するロー・ノイズ増幅器(LNA)
と、 (iii)前記LNAの出力ポートに結合された入力ポートと、濾波した単
側波帯信号を供給する出力ポートとを有する単側波帯発生器(SSBG)と、 を備える受信回路と、 を備える自動車用前方監視センサ。 - 【請求項29】 請求項28記載のFLSにおいて、前記SSBGが、 前記LNAの前記出力ポートに結合された入力ポートと、前記濾波RF信号の
第1部分を供給する第1出力ポートと、前記濾波RF信号の第2部分を供給する
第2出力ポートとを有し、前記濾波RF信号の前記第1および第2部分が実質的
に等しいパワー・レベルを有する、パワー・デバイダと、 前記パワー・デバイダの前記第1出力ポートに結合された入力ポートと、制御
ポートと、出力ポートとを有する第1増幅器と、 前記信号デバイダの前記第2出力ポートに結合された入力ポートと、第2入力
ポートと、出力ポートとを有する第2増幅器と、 前記第1増幅器の前記出力ポートに結合された第1入力ポートと、前記第2増
幅器の前記出力ポートに結合された第2入力ポートと、前記濾波単側波帯信号を
供給する第1出力ポートと、第2終端出力ポートとを有する直交カプラと、 を備えるFLS。 - 【請求項30】 請求項29記載のFLSにおいて、前記第1増幅器の前記
制御ポートが、第1所定位相を有する第1制御信号に応答し、前記第2増幅器の
前記制御ポートが、前記第1制御信号に対して90°位相がずれた第2所定位相
を有する第2制御信号に応答する、FLS。 - 【請求項31】 請求項28記載のFLSにおいて、前記LNAおよび前記
SSBGの少なくとも1つがモノリシックマイクロ波集積回路(MMIC)上に
実装される、FLS。 - 【請求項32】 請求項28記載のFLSにおいて、前記受信回路が、更に
、 前記受信アンテナが受信した前記RF信号からのRFエネルギが入射するロッ
トマン・レンズと、 前記ロットマン・レンズからのRFエネルギを導く複数のフィード・ラインと
、 前記複数のフィード・ラインの対応するフィード・ラインに結合された複数の
RF入力ポートと、出力ポートと、制御信号に応答し、前記複数のRF入力ポー
ト間で選択を行い前記出力ポートに結合する制御ポートとを有するスイッチと、
を備えるFLS。 - 【請求項33】 請求項28記載のFLSにおいて、前記受信回路が、更に
、前記濾波単側波帯信号を結合する第1入力ポートと、局部発振(LO)信号を
結合する第2入力ポートと、中間周波数(IF)信号を供給する出力ポートとを
有するダウン・コンバータを備える、FLS。 - 【請求項34】 自動車用前方監視センサ(FLS)であって、 (a)RF信号を送信する送信アンテナを備えた送信回路であって、前記送信
アンテナが、互いに対して約1.1°離間され、約半ビーム幅だけ互いに重複す
る複数の放射ビームを発生する複数の放射エレメントを備える、送信回路と、 (b)RF信号を受信する受信アンテナを備える受信回路と、 を備える自動車用前方監視センサ。 - 【請求項35】 請求項34記載のFLSにおいて、前記FLSの視野が約
15.4°であり、前記送信アンテナが13個のビームを備える、FLS。 - 【請求項36】 請求項34記載のFLSにおいて、前記受信アンテナが、
互いに対して約1.1°離間され、約半ビーム幅だけ互いに重複する複数の受信
ビームを発生する複数の放射エレメントを備える、FLS。 - 【請求項37】 請求項36記載のFLSにおいて、前記FLSの視野が約
15.4°であり、前記受信アンテナが13個のビームを備える、FLS。 - 【請求項38】 自動車用前方監視センサ(FLS)の整合方法であって、 送信アンテナに複数のビーム・パターンを供給するステップと、 受信アンテナに複数のビーム・パターンを供給するステップと、 前記送信アンテナの前記複数のビームの内所定のビームを通じて、所定のRF
信号を送信するステップと、 前記受信アンテナの前記複数のビームの内所定のビームを通じて、前記送信R
F信号からの反射を受信するステップと、 前記受信RF信号を処理し、整合オフセット信号を発生するステップと、 を含む方法。 - 【請求項39】 請求項38記載の方法において、前記送信アンテナに供給
するステップが、前記送信アンテナに、互いに対して離間した13個のビームを
約半ビーム幅で交差するように供給するステップから成り、前記送信アンテナの
前記複数のビームの内前記所定のビームが、前記ビーム・パターンの中心線の対
向する両側に位置し、前記中心線から約20°離間されているビームである、方
法。 - 【請求項40】 請求項38記載の方法において、前記受信アンテナに供給
するステップが、前記受信アンテナに13個のビームを供給するステップから成
り、前記受信アンテナ・ビームの内前記所定のアンテナ・ビームが、前記受信ア
ンテナ・ビーム・パターンの中心線の対向する両側に位置し、前記中心線から約
20°離間されている、方法。
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