JP7187804B2 - レーダ受信機 - Google Patents

Description

本発明は、レーダ受信機に関する。

近年、衝突防止や自動運転などの技術が数多く提案されており、ソナーやミリ波レーダ技術を使用し、移動体装置から物標までの距離を測定する技術が注目されている。従来より、ソナーは、比較的近傍の１ｍ以下のターゲットまでの距離を測定し、ミリ波レーダは、この距離よりも遠方の例えば１ｍ～数百ｍの距離を測定することに用いられる。

近年、ミリ波レーダを用いて１ｍ以内の近傍まで監視したいという要望が高まっている。しかしながら、１ｍ以内のターゲットの反射信号は、電圧振幅が大きくなり、受信回路を用いて信号を増幅すると信号が歪んでしまう。

一般に普及している携帯電話機のように、受信信号が所定より大きいときに受信機の利得を低下させて飽和を回避することはできない。このため、レーダ受信機は、遠方のターゲットの微弱な反射信号も近傍のターゲットの大きな反射信号も同時に受信した上で内部の信号が飽和しないことが求められる。幅広い周波数範囲において入出力パワーの線形性を向上するため、各種技術が提供されている（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１記載の技術によれば、周波数変換器の後段にトランスインピーダンスアンプを用いることで線形性を向上しながら信号を増幅している。しかしながら、受信信号を増幅したとしても電源電圧を超えてしまうと信号がクランプされてしまい信号が歪んでしまう。このクランプを避けるためには、周波数変換器やトランスインピーダンスアンプの利得を下げなければならないが、利得を下げてしまうと、遠方のターゲットの微弱な反射信号を十分に増幅できず遠方ターゲットの誤検知確率を高めてしまう要因となる。このため、幅広い周波数範囲で入出力パワーの線形性を高めるためには電源電圧を高くすることが望ましい。しかしながら電源電圧を高くすると消費電力が増大してしまうため、低電源電圧を用いても安定して動作できるようにすることが望まれている。

特開２０１０－１４７９８８号公報

本発明の目的は、低電源電圧を用いて動作させる場合であっても電圧を飽和させることなく受信した電圧を増幅できるようにしたレーダ受信機を提供することにある。

請求項１記載の発明は、周波数を漸増又は漸減する周波数変調方式を用いた変調信号を変換してレーダ送信波としてターゲットに出力する送信機と、ターゲットに反射した信号を受信する受信機とを備えたレーダ装置における受信機を構成するレーダ受信機を対象としている。この請求項１記載の発明によれば、ｎ個の分岐増幅部は、少なくとも互いに同一周波数を含む帯域にて増幅する特性を備え、受信した信号をｎ分岐（但し、ｎ≧２）した状態で受信した信号の電圧をそのまま増幅しているため、電流を分流した状態で増幅できるようになる。この結果、合成部がｎ個の分岐増幅部により増幅された信号の電圧を合成することで、低電源電圧を用いて動作させる場合であっても、電圧を飽和させることなく電圧を増幅できるようになる。

第１実施形態におけるレーダ装置の電気的構成図 周波数変調方式の説明図のその１ 周波数変調方式の説明図のその２ 送信機がレーダ送信波を出力してから受信機が信号を受信するまでの時間、送信周波数、及び受信周波数の関係性の説明図 対象物との間の距離と、中間周波数、電圧振幅との関係を概略的に示す特性図 増幅器の電気的構成図 第２実施形態における増幅器の電気的構成図 第３実施形態における増幅器の電気的構成図 第４実施形態における増幅器の電気的構成図 コンパレータの出力電圧の時間変化を示す説明図 動作を説明するタイミングチャート

以下、レーダ受信機の幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。なお、下記の実施形態において同一又は類似する構成には、符号の十の位と一の位とに同一符号を付して説明を行っている。

（第１実施形態）
図１から図５は、第１実施形態の説明図を示している。図１は、ミリ波レーダシステムを構成するレーダ装置１の電気的構成を概略的に示している。
このレーダ装置１は、ＭＣＵ（Micro Control Unit：又はＭＰＵ（Micro Processing Unit））２と、ＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）による半導体集積回路装置３とを接続して構成されており、移動体（例えば、車両）に搭載される。ＭＣＵ２は、不揮発性メモリ及び揮発性メモリ等のメモリ４を備え、半導体集積回路装置３との間でシリアル通信可能に接続されている。

半導体集積回路装置３は、送信機５と、受信機（レーダ受信機相当）６と、デジタル制御部７とを主に備え、微細化ＣＭＯＳプロセスにより構成されており、その電源電圧ＶＤＤは、例えば１．８Ｖと低電源電圧である。

デジタル制御部７は、ロジック回路８、レジスタバンク９、レジスタバンクインタフェース１０、ＳＲＡＭコントローラ１１、ＳＲＡＭ１２、不揮発性メモリコントローラ１３、不揮発性メモリ１４、及びシリアルインタフェース９ｓを備える。このデジタル制御部７は、外部のＭＣＵ２との間でシリアルインタフェース９ｓを通じて通信することで、レジスタバンク９の制御レジスタに各種設定値を格納し、ＭＣＵ２がデジタル制御部７のロジック回路８を用いて制御するように構成されている。

シリアルインタフェース９ｓは、ＭＣＵ２と内部のレジスタバンク９との間に構成され、ＭＣＵ２とレジスタバンク９との間で各種設定値などのデータを転送可能になっている。コントローラ１１、１３は、ＳＲＡＭ１２及び不揮発性メモリ１４をそれぞれ制御し、レジスタバンクインタフェース１０を通じてＳＲＡＭ１２及び不揮発性メモリ１４とレジスタバンク９との間でデータ転送可能に構成されている。ロジック回路８は、レジスタバンク９に転送されたデータを参照し、このデータに基づいて送信機５及び受信機６を制御する。

送信機５は、デジタル制御部７による制御に応じてＰＬＬ１５から出力される変調信号を増幅する増幅器１６を備える。ＰＬＬ１５は、ＭＣＵ２の制御によりデジタル制御部７のレジスタバンク９に記憶される周波数指令に応じて、例えばＦＣＭ（Fast-Chirp Modulation）変調方式による周波数変調方式により、時間的に周波数を漸増／漸減するローカル信号（変調信号相当）ＬＯを生成し、この生成されたローカル信号ＬＯを送信機５の増幅器１６及び受信機６の周波数変換器１９に出力する。増幅器１６は、このローカル信号ＬＯを増幅し、送信アンテナ１７を通じてレーダ送信波として外部に出力する。

図２Ａ、図２Ｂは、ＦＣＭ変調方式による変調信号の説明を示している。図２Ａに示すように、ＰＬＬ１５は、あるタイミングｔs1において初期周波数ｆstaから線形的に周波数を減少（すなわち漸減）させてタイミングｔs2にて最終周波数ｆstoまで達した周波数を出力した後、初期周波数ｆstaにステップ的に戻すローカル信号ＬＯを出力する。また、ＰＬＬ１５は、図２Ｂに示すようにローカル信号ＬＯを出力するように構成されていても良い。すなわち、ＰＬＬ１５は、ある初期周波数ｆstaから線形的に周波数を増加（すなわち漸増）させて最終周波数ｆstoまで達した後、初期周波数ｆstaに戻すように周波数を変調するようにしても良い。以下では、図２Ａに示すように、時間変化に伴い周波数を漸減する周波数変調方式を用いた例について説明する。

図１に示すように、レーダ送信波は、ターゲット１８に反射する。受信機６は、周波数変換器１９と、ハイパスフィルタ付きの増幅部２０と、を主に備えるダイレクトコンバージョン受信機である。受信機６は、Ａ／Ｄ変換器２２をさらに備え、ターゲット１８に反射したレーダ受信波を受信アンテナ２３から入力する。受信アンテナ２３、周波数変換器１９、増幅部２０、及びＡ／Ｄ変換器２２は、この順で縦続接続して構成されている。

周波数変換器１９は、受信アンテナ２３を通じて受信した信号と、ＰＬＬ１５により出力されるローカル信号ＬＯとを混合し、この信号を増幅部２０に出力する。この増幅部２０は、周波数変換器１９の出力を濾波しながら増幅してＡ／Ｄ変換器２２に出力する。Ａ／Ｄ変換器２２は、この増幅部２０の出力をＡ／Ｄ変換処理し、必要に応じてデジタルフィルタ処理した後、レジスタバンク９に格納される。このデータは、シリアルインタフェース９ｓによるシリアル通信によりＭＣＵ２に出力される。ＭＣＵ２は、シリアル通信により受信した受信データに基づいて、例えば車両前方に存在するターゲット１８と、自機との間の距離を測定する。

図３は、送信機５がレーダ送信波を出力してから受信機６が信号を受信するまでの時間と、その送信周波数ｆTX及び受信周波数ｆRXn、ｆRXfの関係を示している。この図３に示す特性では、レーダ送信波の周波数を時間的に漸減する周波数変調方式を使用した場合の送信周波数ｆTX及び受信周波数ｆRXn、ｆRXfの時間変化を示している。
この図３において、受信周波数ｆRXnは、ターゲット１８がレーダ装置１の近傍に位置している場合の受信周波数を示しており、受信周波数ｆRXfは、ターゲット１８がレーダ装置１から遠方に位置している場合の受信周波数を示している。

ＰＬＬ１５が、あるタイミングｔ１にてある第１周波数ｆ１の信号を増幅器１６及び周波数変換器１９に出力して送信機５がレーダ送信波をターゲット１８に向けて出力した後、受信機６がこのターゲット１８から反射した反射信号を受信アンテナ２３を通じてタイミングｔ２ｎ、ｔ２ｆにおいて受信することを考える。

タイミングｔ２ｎ、ｔ２ｆにおいて、ＰＬＬ１５が増幅器１６及び周波数変換器１９に出力する第２周波数ｆ２ｎ、ｆ２ｆは、タイミングｔ１にて送信する第１周波数ｆ１とは異なっており、この第２周波数ｆ２ｎ、ｆ２ｆは、タイミングｔ１の第１周波数ｆ１より低下している。ターゲット１８が、レーダ装置１の近傍に存在すると、送信機５がレーダ送信波を出力してから受信機６が受信するまでの時間は短くなり、逆にターゲット１８がレーダ装置１の遠方に存在すると、レーダ送信波を送信してから受信するまでの時間は長くなる。このため、周波数差ｆIF1、ｆIF2は、レーダ装置１とターゲット１８との間の距離に依存する。

周波数変換器１９は、受信信号をローカル信号ＬＯにより変換する。このため、この周波数変換器１９による変換信号の周波数は、ターゲット１８が近傍に位置する場合にはｆIF1＝（受信信号の第１周波数ｆ１）－（ローカル信号ＬＯの第２周波数ｆ２ｎ）となり、ｆIF2＝（受信信号の第１周波数ｆ１）－（ローカル信号ＬＯの第２周波数ｆ２ｆ）となる。この周波数差ｆIF1、ｆIF2は距離に依存して変化することになる。

例えば、ターゲット１８が、レーダ装置１の近傍（例えば約１ｍ）に位置するときには、周波数変換器１９による変換後の信号の周波数はｆIF1＝１００［ｋＨｚ］程度であり、ターゲット１８がレーダ装置１から遠方（例えば、約２００ｍ）に位置するときには、周波数変換器１９による変換後の信号の周波数はｆIF2＝２０［ＭＨｚ］程度となる。したがって、増幅部２０の入力信号は、ターゲット１８との間の距離に依存して変化する周波数の信号となる。

また図４は、ターゲット１８との間の距離と、中間周波数ｆIFにおける電圧振幅Ｖp-pの関係を概略的に示している。この図４に示すように、ターゲット１８が、レーダ装置１の近傍に位置するときには、周波数変換器１９による変換後の信号の電圧振幅Ｖp-pは大きくなる。逆に、ターゲット１８が、レーダ装置１から遠方に位置するときには、周波数変換器１９による変換後の信号の電圧振幅Ｖp-pは小さくなる。これは、レーダ装置１とターゲット１８との間の距離に依存して電圧振幅Ｖp-pが変化することを表している。

＜増幅部２０の構成説明＞
図５は増幅部２０の電気的構成を示している。この増幅部２０は、複数（例えばｎ＝４）の分岐増幅器３１ａ～３１ｄ、ｎ個のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄ、及び、合成部としての後段増幅器３３を備える。複数の分岐増幅器３１ａ～３１ｄは、それぞれ例えばトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ：Trans-Impedance Amplifier）により構成される電流電圧変換器であり、周波数変換器１９の後段に位置して並列接続される分岐増幅部に相当する構成である。

この複数の分岐増幅器３１ａ～３１ｄは、例えば互いに同一周波数帯域にて増幅する同一の特性を備え、受信機６が受信した信号、本実施形態では周波数変換器１９による変換後の信号をｎ分岐した状態で増幅する。ハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄは、分岐増幅器３１ａ～３１ｄの後段にそれぞれ接続されている。これらのハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄは、それぞれ例えばコンデンサ及び抵抗（符号なし）を直列接続して構成されるもので、分岐増幅器３１ａ～３１ｄの出力電圧の高域側を通過し低域側を逓減させるように構成されている。

これらの複数のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄは、そのカットオフ周波数ｆｃがターゲット１８との間の距離を測定する距離範囲の中間の所定距離より近接した距離に対応した周波数成分を逓減するように設定されていることが望ましい。例えば、レーダ装置１（自機）からターゲット１８の距離範囲を、５０ｃｍ～２００ｍの測定可能レンジとしたときには、その中間の所定距離（例えば、１０ｍ）に対応した周波数をカットオフ周波数ｆｃとし、この所定距離より近接した距離に対応した周波数成分を逓減するように設定することが望ましい。

すると、近傍のターゲット１８からの反射信号の周波数成分をより逓減できるようになり、たとえ反射信号の振幅が大きくなり、分岐増幅器３１ａ～３１ｄ及び後段増幅器３３が信号を増幅したとしても、必要以上に信号を増幅することがなくなり、振幅を適切に調整できる。これらのカットオフ周波数ｆｃは、複数のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄの間で同一とすることが望ましいが、必ずしも同一にしなくても良い。

これらの複数のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄの出力は、その出力ノードにて合成され、その後、後段増幅器３３に入力される。すなわち後段増幅器３３は、複数のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄの出力電圧を合成する。後段増幅器３３は、例えばオペアンプ及び抵抗を組み合わせて構成された電圧増幅器であり、これらの複数のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄの合成出力電圧を電圧増幅し、Ａ／Ｄ変換器２２に出力する。後段増幅器３３は、１段増幅する例を示しているが１段に限らず、複数縦続接続して増幅するように構成しても良い。

Ａ／Ｄ変換器２２は、この後段増幅器３３の出力をＡ／Ｄ変換処理し、必要に応じてデジタルフィルタ処理した後にレジスタバンク９にデータを格納する。そして、このレジスタバンク９に格納されたデータは、シリアルインタフェース９ｓを通じてＭＣＵ２に出力されることになる。

例えば、受信機６は、自機の近傍の１ｍ先のターゲット１８から反射信号を高周波入力端において振幅６３ｍＶｐ－ｐ（＝－２０ｄＢｍ）で受信することになり、５０ｃｍ先のターゲット１８の反射信号を２００ｍＶｐ－ｐで受信することになる。他方、受信機６は、２００ｍ先の遠方のターゲット１８から反射信号を振幅６３０ｎＶｐ－ｐ（＝－１２０ｄＢｍ）で受信することになる。

受信機６は、このような１ｍ先のターゲット１８からの反射信号も２００ｍ先のターゲット１８からの反射信号も同時に受信することが求められている。このため、電源電圧ＶＤＤを１．８Ｖとすると、６３ｍＶｐ－ｐ×２８≒１．８Ｖであるため、受信信号を約２８倍することで電源電圧ＶＤＤに飽和してしまいクリッピングされてしまうことになる。

そこで本実施形態では、前述のように受信機６を構成している。本実施形態では、周波数変換器１９は、その出力をｎ＝４つに分岐して出力するように構成され、これにより中間周波数ｆIFの信号を４つに分流し、それぞれの分岐増幅器３１ａ～３１ｄに入力させている。周波数変換器１９が変換電流を分流することで、複数の分岐増幅器３１ａ～３１ｄがそれぞれ電流を電圧に変換増幅できる。

複数の分岐増幅器３１ａ～３１ｄには、それぞれ１／ｎの電流しか流れ込まないため、複数の分岐増幅器３１ａ～３１ｄの出力電圧の振幅も１／ｎになる。したがって、受信アンテナ２３の高周波入力信号の入力電圧が２００ｍＶp-pまで大きくなったとしても、複数の分岐増幅器３１ａ～３１ｄの出力電圧振幅が飽和することなく、クリッピングされることはない。

また、受信機６が、近傍のターゲット１８から反射信号を大きな振幅で受信したときには、レーダ受信波の受信周波数ｆRXnと、ＰＬＬ１５により出力されるローカル信号ＬＯと、の周波数差ｆIF1が小さいため、周波数変換器１９は、比較的低い周波数ｆIF1の信号を出力する。
このとき、複数の分岐増幅器３１ａ～３１ｄが変換電流を分流して電圧増幅するものの、その後、ハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄが低域周波数を逓減しているため、信号を減衰させることができ、振幅を適度に保持できる。したがって、次の後段増幅器３３が、複数のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄの出力電圧を合成して増幅したとしても、後段増幅器３３の増幅信号の振幅が飽和することがなくなる。

受信機６が、遠方のターゲット１８から反射信号を微小な振幅により受信したときには、レーダ受信波の受信周波数ｆRXfと、ＰＬＬ１５により出力されるローカル信号ＬＯとの周波数差ｆIF2が大きいため、周波数変換器１９は、比較的高い周波数ｆIF2の信号を出力することになる。複数の分岐増幅器３１ａ～３１ｄが変換電流を電圧増幅するが、ハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄは信号を減衰させることなくそのまま高域側を通過するため、次段の後段増幅器３３が、複数のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄの出力電圧を合成して増幅することで十分に増幅できるようになる。この場合、増幅信号の振幅が飽和することはない。

したがって、近傍のターゲット１８に対応して変換される低域の周波数ｆIF1の信号増幅度を小さくしながら適度に増幅できると共に、遠方のターゲット１８に対応して変換される高域の周波数ｆIF2の信号増幅度を大きくして適度に増幅できる。

このような周波数変調方式を用いた受信機６は、その入出力パワー特性に高い線形性が求められる。このため、周波数変換器１９の直後にハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄを設置することは好ましくない。周波数変換器１９の負荷をハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄにすると、ハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄが低周波数領域において高入力インピーダンスとなる。このような場合、ハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄの入力電圧が大きくなり、この結果、周波数変換器１９の出力電圧振幅が大きくなり、出力電圧が歪んでしまうことになる。

本実施形態に示すように、周波数変換器１９の直後に分岐増幅器３１ａ～３１ｄを直結することで分岐増幅器３１ａ～３１ｄの低域側の入力インピーダンスを低く保つことができ、周波数変換器１９の出力電圧振幅を抑制でき周波数変換器１９の出力電圧歪みを防止できる。なお、周波数変換器１９の出力電流を抑制していないため、分流後の電流電圧変換利得を稼ぐことができる。

本実施形態においては、周波数変換器１９の出力をｎ＝４つに分岐した形態を示したが、ｎは４に限定されるものではなく、２、３、又は５以上であっても良い。電圧の振幅レベルが飽和しないように個数ｎを調整すれば良い。ｎ＝２以上とすれば電源電圧ＶＤＤを実効的にｎ倍した効果が得られるようになる。

以上説明したように、本実施形態によれば、ｎ個の分岐増幅器３１ａ～３１ｄが、受信した信号をｎ分岐した状態で増幅し、後段増幅器３３が、これらの増幅された信号を合成している。このため、低い電源電圧ＶＤＤを用いて動作させる場合であっても信号を飽和させることなく受信信号を増幅できるようになる。

また、ｎ個のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄが、ｎ個の分岐増幅器３１ａ～３１ｄにより増幅された信号の高域側を通過し低域側を逓減させており、後段増幅器３３が、ｎ個のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄの出力信号を合成するようにしている。電圧振幅の大きくなりがちな低域側の受信信号が逓減されているため、出力電圧の飽和を防止できる。

また、複数のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄは、そのカットオフ周波数ｆｃがターゲット１８との間の距離を測定する距離範囲の中間の所定距離より近接した距離に対応した周波数成分を逓減するように設定されていると、低域側の電圧を飽和させることなく動作させることができ、所定距離より近接した距離に対応した受信周波数ｆRXnの信号を入力したとしても電圧が飽和することがなくなる。

（第２実施形態）
図６は、第２実施形態の追加説明図を示している。図６には、低雑音増幅器２１の構成も記載している。受信機６に代わる受信機２０６は、複数個（但しｎ２≦ｎ：ｎ２＝ｎ／ｋ個：例えば２個）の周波数変換器１９ａ，１９ｃを分岐周波数変換部として備えている。この周波数変換器１９ａ，１９ｃは並列接続されている。この受信機２０６は、受信アンテナ２３と周波数変換器１９ａ，１９ｃとの間に低雑音増幅器（ＬＮＡ）２１を備えている。低雑音増幅器２１が、受信アンテナ２３から受信した信号を、例えば数ｄＢのゲインにより増幅した後、この増幅信号をｎ２分岐して周波数変換器１９ａ，１９ｃに出力する。これらのｎ２個の周波数変換器１９ａ，１９ｃは、それぞれ低雑音増幅器２１の出力を分岐入力し、それぞれローカル信号ＬＯと混合して周波数を変換出力する。

これらのｎ２個の周波数変換器１９ａ，１９ｃは、その出力もまた例えばそれぞれｋ分岐して出力することでｎ個の分岐増幅器３１ａ～３１ｄに入力されている。複数の分岐増幅器３１ａ～３１ｄ以降の構成は、前述実施形態の構成と同様であるため、説明を省略する。本実施形態では、周波数変換器１９ａ，１９ｃをｎ２個設けており、このｎ２個の周波数変換器１９ａ，１９ｃからそれぞれｋ分岐してｎ個の分岐増幅器３１ａ～３１ｄに入力させている。

本実施形態のように、周波数変換器１９ａ，１９ｃを２つ（＝ｎ２）設けた場合には、周波数変換器１９ａ，１９ｃの入力電圧振幅を１／２にでき、受信機２０６の入出力パワー特性の線形性を向上できる。このため、ターゲット１８が自機の近傍に位置しており、低雑音増幅器２１の出力、すなわち周波数変換器１９ａ，１９ｃの入力信号が大きくなったとしても、周波数変換器１９ａ，１９ｃの入力振幅を小さくできるようになり、中間周波数（周波数差）ｆIFがたとえ小さい場合であっても、飽和させることなく増幅できる。

すなわち、周波数変換器１９ａ，１９ｃによる歪みが受信機２０６の受信処理信号の全体の歪みに大きく関係し、複数のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄの前段の構成の出力が歪みを生じているときには、その前段の信号を分流して処理することが望ましく、そしてその信号を再合成することが望ましい。

本実施形態においては、ｎ２＝ｎ／３、ｎ／４…、すなわち、ｋは３、４、…の何れでも良いし、これらの周波数変換器１９ａ，１９ｃの個数ｎ２と、分岐増幅器３１ａ～３１ｄの個数ｎの比率ｋは前述した比率に限られるものではない。また、低雑音増幅器２１の出力をｎ２個の周波数変換器１９ａ，１９ｃに分岐した後、それぞれさらにｋ個に分岐して最終的にｎ個に分岐して分岐増幅器３１ａ～３１ｄに入力させている形態を示しているが、分岐の仕方はこれに限られるものではない。なお、ｎ２＝ｎ、すなわちｋ＝１であっても良いが、これは第１実施形態の構成に相当する。

以上説明したように、本実施形態によれば、ｎ２個の周波数変換器１９ａ，１９ｃは、ｎ個の分岐増幅器３１ａ～３１ｄが増幅する前にｎ２個に分岐した信号をローカル信号ＬＯにより変換している。そして、これらの周波数変換器１９ａ，１９ｃは、ターゲット１８との間の距離に依存して変化する周波数成分の変換電流に変換するようにしており、分岐増幅器３１ａ～３１ｄが最終的にｎ個に分岐した状態で増幅するようになっている。このため、周波数変換器１９ａ，１９ｃの入力電圧振幅を１／ｎ２にできるようになり、受信機２０６の入出力パワー特性の線形性を向上できる。このため、ターゲット１８が自機の近傍に位置していたとしても、周波数変換器１９ａ，１９ｃの入力電圧振幅を小さくでき、電圧を飽和させることなく増幅できるようになり、距離を正確に測定できるようになる。

（第３実施形態）
図７は、第３実施形態の追加説明図を示している。第２実施形態と同一部分に同一符号を付して説明を省略し異なる部分を説明する。図７の受信機３０６に示すように、低雑音増幅器２１の増幅機能を、前段と後段とに分けても良い。すなわち受信機３０６は、低雑音増幅器２１と、複数個（ｎ２個）の周波数変換器１９ａ，１９ｃとの間に位置して、複数個（ｎ２個）の電圧バッファ３４ａ，３４ｃを備えていても良い。

低雑音増幅器２１のゲインを例えば１０～２０ｄＢと設定し、複数個の電圧バッファ３４ａ，３４ｃのゲインを例えば１０ｄＢ程度と設定することで、前後段でゲインを分けることができる。例えば、前述実施形態と同様に、複数の分岐増幅器３１ａ～３１ｄの前段における低雑音増幅器２１の増幅処理段階で出力電圧に歪みを生じることが想定されるときには、低雑音増幅器２１の後段回路である電圧バッファ３４ａ，３４ｃを複数並列接続し、その電圧バッファ３４ａ，３４ｃの処理信号を再合成することが望ましい。

低雑音増幅器２１の出力電圧の歪みを抑制するため、電圧バッファ３４ａ，３４ｃを複数並列接続する形態を示しているが、他の要求から複数並列接続するようにしても良い。すなわち、これらの低雑音増幅器２１、電圧バッファ３４ａ，３４ｃ、及び周波数変換器１９ａ，１９ｃは、それぞれトランジスタ素子を用いて構成されるが、これらのトランジスタ素子の耐圧の定格条件、さらに様々な仕様、耐久試験の条件、などを満たすため、複数並列接続して構成しても良い。

（第４実施形態）
図８から図１０は、第４実施形態の追加説明図を示している。図８に示すように、受信機４０６は、ｎ個（例えば４個）の分岐増幅器３１ａ～３１ｄ、ｎ個（例えば４個）のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄ、を備えると共に、これらの分岐増幅器３１ａ～３１ｄ、ハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄのそれぞれを組としてこれらの組のうち少なくとも何れか一組以上を有効／無効に切替えるスイッチＳＷ１，ＳＷ２を切替部として備える。

レーダ装置１のその他の構成（例えば、デジタル制御部７、送信機５）は、前述実施形態（例えば、第１実施形態）と同様であるため、その説明を省略する。本実施形態では、デジタル制御部７のロジック回路８は切替制御部として機能する。本実施形態では、図８に示すように、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、並列接続されている分岐増幅器３１ｃ～３１ｄ及びハイパスフィルタ３２ｃ～３２ｄの機能を有効／無効に切替可能に接続されている。

このとき、これらのスイッチＳＷ１，ＳＷ２の切替制御回路３５を図８のように構成することが望ましい。スイッチＳＷ１，ＳＷ２の切替制御回路３５は、コンパレータ３６、Ｄラッチ３７、３８を備える。コンパレータ３６は、中間周波数ｆIFの信号電圧を予め定められている飽和電圧閾値Ｖth#Satと比較し、この比較結果を出力CMP#OUTとしてＤラッチ３７に出力する。

Ｄラッチ３７は、所謂Ｄフリップフロップによるもので、電源電圧ＶＤＤをＤ端子に入力すると共に、コンパレータ３６の出力をクロック端子に入力して構成され、Ｑ端子を次段のＤラッチ３８のＤ端子に接続して構成されている。

Ｄラッチ３８もまた、所謂Ｄフリップフロップによるもので、チャープエンド出力ChirpEndをクロック端子に入力し、このクロック端子の入力を受けてスイッチＳＷ１，ＳＷ２をオン・オフに切り替えるように構成されている。
ここでチャープエンド出力ChirpEndは、ロジック回路８が、図２のタイミングｔｓ２において「Ｈ」をインパルス状に出力する信号を示している。そして、後段増幅器４３３は、その出力をＡ／Ｄ変換器２２に入力させると共に、Ａ／Ｄ変換器２２は、その出力を図示しないデジタルフィルタを通じてレジスタバンク９に入力させる。ＭＣＵ２は、このレジスタバンク９に格納されたデータに基づいてデータ処理し距離を測定する。

図９は、コンパレータ３６の出力の時間変化を示す説明図であり、図１０は動作を説明するフローチャートである。
図１０に示すように、送信機５が、ＦＣＭ変調方式により変調信号のチャープ信号の出力を図２Ａのタイミングｔｓ１にてスタートさせ（図１０のＳ１）、レーダ送信波を外部に出力する。このレーダ波は、ターゲット１８に反射することで受信機４０６に入力される。受信機４０６に高周波信号が入力されると、周波数変換器１９が周波数を変換した後、分岐増幅器３１ａ～３１ｄがそれぞれ所定の増幅度により増幅し、複数のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄは、それぞれ高域を通過すると共に低域をカットして出力する。

後段増幅器４３３は、複数のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄの出力を合成し、中間周波数ｆIFの信号を増幅してＡ／Ｄ変換器２２に入力させる。またコンパレータ３６は、後段増幅器４３３の中間周波数ｆIFの信号出力を端子IF#OUTから入力して飽和を検知し、飽和したか否かを判定する（図１０のＳ２）。

後段増幅器４３３の出力端子IF#OUTの電圧値が飽和していなければ、Ｓ２にてＮＯとなり、チャープ信号が図２Ａのタイミングｔｓ２にて終了するまで待機する（図１０のＳ３）。そして、チャープ信号がタイミングｔｓ２にて終了すれば、ＭＣＵ２は、レジスタバンク９に格納されたデータを用いて例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を実行してデータ処理する（図１０のＳ４）ことで、端子IF#OUTの中間周波数ｆIFを算出し、この中間周波数ｆIFに対応した距離を測定することになる。

他方、チャープ信号が図２Ａのタイミングｔｓ２にて終了すると、ロジック回路８はチャープエンド出力ChirpEndを「Ｈ」出力する。このとき、Ｄラッチ３７のＱ出力が「Ｌ」のままであれば、スイッチＳＷ１，ＳＷ２はオフし続ける。

例えばその後、端子IF#OUTの電圧値が、図９のタイミングｔａにおいて飽和電圧閾値Ｖth#Satに達すると、コンパレータ３６がこの状態を検知し、コンパレータ３６の出力CMP#OUTが「Ｈ」（＝電源電圧ＶＤＤ＝１．８Ｖ）になり、Ｄラッチ３７のＱ出力も「Ｈ」になる（図９のタイミングｔａ参照）。このタイミングｔａでは、スイッチＳＷ１及びＳＷ２はオフに保持されている。このタイミングｔａにおいて、飽和を検知したことになるが、この後、ロジック回路８は、チャープ信号の終了タイミング（図２Ａのｔｓ２）まで待機する（図１０のＳ５）。

図２のタイミングｔｓ２において、ロジック回路８が、チャープエンド出力Chirp#Endを「Ｈ」出力すると、チャープエンド出力Chirp#Endの「Ｈ」出力がＤラッチ３８のクロック端子に入力される。すると、Ｄラッチ３８のＱ出力が「Ｈ」になり、これによりスイッチＳＷ１及びＳＷ２がオンする（図１０のＳ６）。本実施形態では、スイッチＳＷ１及びＳＷ２がオンすることで並列数を２個から４個に増加させる。このとき、出力電流が２倍になるが、分岐増幅器３１ａ～３１ｄのトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）の負荷抵抗を１／２とする（図１０のＳ７）ことで電圧振幅を一定とすることが望ましい。すると、電圧利得を一定に保つことができ飽和を防止できる。

本実施形態では、分岐増幅器３１ａ～３１ｄを２並列（すなわち２分岐）、と、４並列（すなわち４分岐）と、を切り替えるようにしているが、この分岐数やスイッチＳＷ１、ＳＷ２の挿入箇所は本実施形態の説明の内容に限られるものではない。なお、分岐増幅器３１ａ～３１ｄの出力をコンパレータ３６に直接入力させても良いが、電圧の飽和を検知するには、後段増幅器４３３の出力をコンパレータ３６に入力させることが望ましい。

以上説明したように、本実施形態によれば、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、複数の分岐増幅器３１ａ～３１ｄ、及び、複数のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄのうち少なくとも何れか一組以上を有効／無効に切替えるように構成されている。また、切替制御回路３５は、ｎ個のハイパスフィルタ３２ａ～３２ｄの出力信号を、後段増幅器４３３により合成した後の合成電圧が所定の飽和閾値電圧Ｖth#satに達したことを検知したときにスイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御することで合成電圧が飽和しないように制御している。このため、後段増幅器４３３の合成電圧の振幅を調整制御できるようになり、信号振幅調整に係る利便性を向上できる。

（他の実施形態）
本開示は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば以下に示す変形又は拡張が可能である。
車載用ミリ波レーダに適用した形態を示したが、車載に限らず、レーダーシステム、レーダ受信機の全般に適用可能である。

複数の分岐増幅器３１ａ～３１ｄは、互いに同一周波数帯域にて増幅する同一の増幅特性を備える形態を示したが、これに限定されるものではなく、少なくとも同一周波数を含む帯域にて増幅する特性を備えていれば、互いに同一の周波数特性の増幅器を用いなくても良い。

前述した複数の実施形態の構成、機能を組み合わせても良い。前述実施形態の一部を、課題を解決できる限りにおいて省略した態様も実施形態と見做すことが可能である。また、特許請求の範囲に記載した文言によって特定される発明の本質を逸脱しない限度において考え得るあらゆる態様も実施形態と見做すことが可能である。

本開示は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本開示は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範畴や思想範囲に入るものである。

図面中、１はレーダ装置、５は送信機、６は受信機（レーダ受信機）、３１ａ～３１ｄは分岐増幅器（分岐増幅部）、３２ａ～３２ｄはハイパスフィルタ、３３、４３３は後段増幅器（合成部）、３５は切替制御回路（切替制御部）を示す。

Claims (6)

1. 周波数を漸増又は漸減する周波数変調方式を用いた変調信号を変換してレーダ送信波としてターゲットに出力する送信機（５）と、前記ターゲットに反射した信号を受信する受信機（６）とを備えたレーダ装置（１）における前記受信機を構成するレーダ受信機（６）であって、
   少なくとも互いに同一周波数を含む帯域にて増幅する特性を備え、前記受信した信号をｎ分岐（但し、ｎ≧２）した状態で前記受信した信号の電圧をそのまま増幅するｎ個の分岐増幅部（３１ａ～３１ｄ）と、
   前記ｎ個の分岐増幅部により増幅された後のアナログ電圧を合成する合成部（３３；４３３）と、
   を備えるレーダ受信機。
2. 前記ｎ個の分岐増幅部により増幅された信号の高域側を通過し低域側を逓減させるｎ個のハイパスフィルタ（３２ａ～３２ｄ）をさらに備え、
   前記合成部は、前記ｎ個の分岐増幅部により増幅された後に前記ｎ個のハイパスフィルタにより処理された出力信号を合成する請求項１記載のレーダ受信機。
3. 前記ｎ個のハイパスフィルタは、カットオフ周波数が前記ターゲットとの間の距離を測定する距離範囲の中間の所定距離より近接した距離に対応した周波数成分を逓減するように設定されている請求項２記載のレーダ受信機。
4. 前記ｎ個の分岐増幅器（３１ａ～３１ｄ）及び前記ｎ個のハイパスフィルタ（３２ａ～３２ｄ）のうち少なくとも何れか一組以上を有効／無効に切替える切替部（ＳＷ１，ＳＷ２）と、
   前記ｎ個のハイパスフィルタの出力信号を前記合成部により合成した後の合成電圧が所定の飽和閾値電圧に達したことを検知したときに前記切替部を制御することで前記合成電圧が飽和しないように制御する切替制御部（３５）と、をさらに備える請求項２記載のレーダ受信機。
5. 前記ｎ個の分岐増幅部が増幅する前にｎ２（但し、ｎ２≦ｎ）分岐した信号を、前記変調信号により変換し、前記ターゲットとの間の距離に依存して変化する周波数成分の変換電流に変換するｎ２個の分岐周波数変換部（１９；１９ａ、１９ｃ）、をさらに備え、
   前記ｎ個の分岐増幅部は、前記ｎ２個の分岐周波数変換部により変換されたｎ２個の変換電流を最終的に前記ｎ個に分岐した状態で増幅する請求項１から４の何れか一項に記載のレーダ受信機。
6. 前記ｎ個の分岐増幅部には、トランスインピーダンスアンプを用いる請求項１から５の何れか一項に記載のレーダ受信機。

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