DE69830755T2

DE69830755T2 - Vorwärtssichtsensor für Kraftfahrzeuge

Info

Publication number: DE69830755T2
Application number: DE69830755T
Authority: DE
Inventors: Mark E. Westford Russell; Clifford A. Groton Drubin; William F. Waltham Miccioli
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1997-11-21
Filing date: 1998-11-18
Publication date: 2006-05-18
Anticipated expiration: 2018-11-19
Also published as: EP1281984B1; EP1032847A1; DE69813005D1; WO1999027385A1; EP1296158A1; AU1463699A; DE69828208T2; JP2001524677A; DE69834355T2; EP1434061A1; EP1434061B1; EP1281984A1; DE69828210T2; EP1296158B1; DE69828210D1; DE69813005T2; DE69828208D1; JP2007263980A; EP1298452B1; EP1032847B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Angesichts der Gefahren in Verbindung mit der Fahrt im Automobil besteht ein ständiger Bedarf an verbesserten Automobil-Sicherheitsmerkmalen. Ein möglicher Bereich der erhöhten Sicherheit im Automobil betrifft das Fahrsteuersystem des Fahrzeugs. Ein Fahrsteuersystem gestattet es einem Benutzer, eine vorbestimmte Reisegeschwindigkeit einzustellen und steuert das Fahrzeug zur Aufrechterhaltung der vorbestimmten Geschwindigkeit. Wenn das Fahrzeug jedoch sich Hindernissen nähert, beispielsweise anderen Fahrzeugen und Fußgängern, dann sind die Aufmerksamkeit und die Eingriffnahme des Fahrers notwendig, um die Bremsen des Fahrzeuges zu betätigen und damit das Fahrsteuersystem zu übersteuern und Kollisionen zu vermeiden.
Um die Sicherheit von Fahrsteuersystemen zu erhöhen, wurden bereits sogenannte intelligente Fahrsteuersysteme vorgeschlagen. Intelligente Fahrsteuersysteme enthalten typischerweise einen Detektor zum Erfassen von Hindernissen auf dem Weg des Fahrzeugs und eine Steuereinrichtung zur Betätigung der Bremsen des Fahrzeugs und zum Überwinden oder Wirkungslosschalten des Fahrsteuersystems in Abhängigkeit von der Erfassung von Hindernissen. Vorteilhafterweise können intelligente Fahrsteuersysteme die Abhängigkeit vom Fahrer bezüglich der Vermeidung von Kollisionen herabsetzen.
Ein anderer möglicher Bereich einer erhöhten Kraftfahrzeugsicherheit sind Kollisionsvermeidungssysteme. Wie bei intelligenten Fahrsteuersystemen enthalten im allgemeinen Kollisionsvermeidungssysteme einen Detektor zum Erfassen von Hindernissen auf dem Weg des Fahrzeugs und eine Steuereinrichtung zur Betätigung der Fahrzeugbremsen in Abhängigkeit von der Erfassung von Hindernissen zur Vermeidung von Kollisionen.
Sowohl bei Anwendungen für die intelligente Fahrzeugsteuerung als auch bei Anwendungen der Kollisionsvermeidung ist es notwendig, einen Detektor vorzusehen, der in der Lage ist genau und zuverlässig Objekte auf dem Wege des Fahrzeugs zu erfassen. Ein derartiger Detektor wird manchmal als vorwärtsblickender Sensor (FLS) bezeichnet und muß verhältnismäßig unempfindlich bezüglich der relativen Lage des Fahrzeugs und der Hindernisse und der Umgebungsbedingungen sein, beispielsweise Temperatur, Feuchtigkeit, Eis und Regen.
Die Radartechnik ist eine geeignete Technologie zur Verwirklichung von vorwärtsblickenden Sensoren für Kraftfahrzeuge. Eine Art von Radar, die für diesen Zweck geeignet ist, ist das frequenzmodulierte CW-Radar (FMCW). In einem typischen FMCW-Radar wird die Frequenz des ausgesendeten CW-Signales linear von einer ersten vorbestimmten Frequenz auf eine zweite vorbestimmte Frequenz erhöht. Das FMCW-Radar hat den Vorteil einer hohen Empfindlichkeit, verhältnismäßig niedriger Senderleistung und guter Entfernungsauflösung.
Das US-Patent 5 172 123 beschreibt ein frequenzmoduliertes CW-Radarsystem, bei welchem der Ausgang eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO), welcher durch eine Abtasttreiberspannung in Gestalt von aufeinanderfolgenden linearen Rampen gesteuert werden soll, die durch Rückstellintervalle getrennt sind, überwacht wird, um eine Gruppe von sechzehn einzelnen aufeinanderfolgenden Ablesungen der Frequenz-/Zeit-Steigung für jeden Abtastzyklus des spannungsgesteuerten Oszillators zu erhalten. Diese Ablesungen dienen zur Erzeugung einer Gruppe einzelner Korrekturspannungen, welche nacheinander einer Schaltung zugeleitet werden, die ein Steuersignal für den spannungsgesteuerten Oszillator liefert und somit als eine Schaltung zur Erzeugung der Abtasttreiberspannung dient. Die Ablesungen werden durch Aufnahme der Überlagerungsfrequenz zwischen der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators und der Frequenz des Ausganges des spannungsgesteuerten Oszillators, verzögert um 19 Nanosekunden, erhalten, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator eine Mittenfrequenz von 45 GHz hat, ferner durch Umwandlung des Verlagerungsfrequenzsignales oder Schwebungssignales in eine Folge von Rechteckimpulsen, welche mit den Nulldurchgängen des negativen Abfalles des sinusförmigen Schwebungssignales synchronisiert sind, und durch Verwendung der Rechteckimpulse als Maß für das Abtastungsgefälle. Die Korrekturspannungen werden aus den Messungen für das Abtastungsgefälle erzeugt. Um zu ermöglichen, daß das Schwebungssignal, das mit dem verzögerten Ausgangsfrequenzsignals des spannungsgesteuerten Oszillators erzeugt wird, von der Empfangsschaltung isoliert ist, wird das verzögerte Ausgangsfrequenzsignal des spannungsgesteuerten Oszillators mit einem konstanten 40 MHz-Signal moduliert, das nachfolgend durch subtrahierendes Mischen aus dem Schwbungssignal wieder entfernt wird.
Die Beschreibung des UK-Patentes GB 2 183 946 A offenbart einen digitalen Frequenzsynthesizer mit einer phasenverriegelten Schleife mit einem spannungsgesteuerten Oszillator, der das Ausgangsfrequenzsignal liefert, einer Einseitenband-Mischerschaltung, welche ein Rückkopplungssignal von dem Ausgangsfrequenzsignal des spannungsgesteuerten Oszillators, sowie ein variables Frequenzsignal von einem variablen Frequenzteiler her empfängt, der durch eine Frequenzsignalquelle mit phasenverriegelter Schleife betrieben wird, ferner einen Phasendetektor, der so geschaltet ist, daß er den Ausgang der Mischerschaltung mit einer festen Bezugsfrequenz vergleicht, sowie mit einem Schleifenfilter, welcher den Ausgang des Phasendetektors mit dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators koppelt.
In Berücksichtigung der Probleme und Beschränkungen, welche bei vorhandenen Automobilsensorsystemen existieren, sowie unter Berücksichtigung der vorliegenden Erfindung wurde erkannt, daß das Kombinieren der Bedürfnisse einer erhöhten Automobilsicherheit mit der Brauchbarkeit und den Bestrebungen automobiler Sensorsysteme zu dem Problem führt, einen Sensor für Automobile zu schaffen, welcher sowohl kompakt als auch genau und zuverlässig unter den gegebenen Umgebungsbedingungen und Betriebsbedingungen ist, unter denen der Automobilsensor arbeiten muß. Es ist daher wünschenswert, einen Automobilsensor vorzusehen, welcher raumsparend ist, präzise in einer Fahrzeugumgebung Objekte detektieren kann und welcher zuverlässig ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein vorwärtsblickender Sensor für Kraftfahrzeuge geschaffen, wie er nachfolgend durch Anspruch 1 definiert ist, und auf welchen nun Bezug genommen sei.
Bei dieser besonderen Anordnung kann ein vorwärtsblickender Sensor präzise Objekte in dem Weg und neben dem Weg eines Fahrzeugs detektieren. In einer Ausführungsform enthält der vorwärtsblickende Sensor eine Antennenanordnung mit dreizehn Antennenrichtstrahlen. Die Verwendung von mehrfachen Antennenrichtstrahlen gestattet es dem vorwärtsblickenden Sensor, mehrfache Objekte in Abständen im Bereich von etwa 100 Metern bis etwa 200 Metern oder darüber präzise aufzulösen. Ein vorwärtsblickendes Sensorsystem (FLS) für Kraftfahrzeuge, welches nach der vorliegenden Erfindung gebaut ist, enthält vorzugsweise eine Sendeantenne zum Abstrahlen oder Aussenden eines Hochfrequenzsignales, und eine Empfangsantenne zur Aufnahme von Teilen des ausgesendeten Hochfrequenzsignales, welche von einem Objekt oder mehreren Objekten innerhalb eines Blickfeldes der Sendeantenne aufgenommen und zu der Empfangsantenne reflektiert werden. Die Empfangsantenne empfängt auch ein sogenanntes Lecksignal entsprechend einem Teil des Sendesignales, das von der Sendeantenne ausgesendet wird und zu der Empfangsantenne überkoppelt wird, ohne daß er auf ein Objekt getroffen ist, das in einem vorbestimmten Blickfeld und einem vorbestimmten Bereich vor dem vorwärtsblickenden Sensorsystem vorhanden ist. Das vorwärtsblickende Sensorsystem enthält weiter eine Empfangsschaltung, die mit der Empfangsantenne gekoppelt ist, um Signale von der Empfangsantenne aufzunehmen und um zu bestimmen, ob ein Hochfrequenz-Lecksignal, das von der Sendeantenne zu der Empfangsantenne überkoppelt worden ist, einen vorbestimmten Lecksignal-Schwellwertpegel überschreitet.
Bei dieser besonderen Anordnung wird ein vorwärtsblickendes Sensorsystem verwirklicht, das eine Antennenblockade detektiert. Wenn der Energiepegel des Hochfrequenz-Lecksignales, welches von der Sendeantenne zu der Empfangsantenne überkoppelt wird, den vorbestimmten Schwellwertpegel überschreitet, dann zieht das vor wärtsblickende Sensorsystem den Schluß, daß Fremdmaterial, ein Fremdkörper oder dergleichen die Hochfrequenzenergie behindert oder sogar vollständig daran hindert, wirkungsvoll und ordnungsgemäß durch die Sendeantenne des vorwärtsblickenden Sensors abgestrahlt zu werden (d.h., der Gegenstand oder das Material stellt eine Blockade für die Hochfrequenzenergie dar, welche durch die Sendeantenne ausgesendet wird, welche somit "blockiert" ist). Eine solche Blockade kann beispielsweise durch Ansammlung irgendwelcher Materialien, beispielsweise Schlamm, Salz, Eis, u.s.w., verursacht werden, welche die Aussendung der Hochfrequenzenergie von der Sendeantenne und den Empfang der Hochfrequenzenergie an der Empfangsantenne des vorwärtsblickenden Sensorsystems abschwächt oder in anderer Weise beeinflußt. Wenn das vorwärtsblickende Sensorsystem in einem Sendemodus arbeitet, wird charakteristischer Weise ein verhältnismäßig konstanter Pegel der Hochfrequenzenergie, welche im allgemeinen als ein Lecksignal bezeichnet wird, von der Sendeantenne zur Empfangsantenne überkoppelt. Wenn die Sendeantenne blockiert wird, dann tritt eine Zunahme des Pegels der Leckenergie auf, welche von der Sendeantenne zur Empfangsantenne überkoppelt wird. Eine Lecksignal-Detektierungsschaltung detektiert die Zunahme des Lecksignales zwischen der Sendeantenne und der Empfangsantenne und liefert somit eine Anzeige über eine Antennenblockade.
Bei einer Ausführungsform enthält das vorwärtsblickende Sensorsystem für Kraftfahrzeuge eine Sendeantenne zum Aussenden eines ersten Hochfrequenzsignales sowie eine Empfangsantenne zum Empfang eines zweiten Hochfrequenzsignales als bistatisches Antennenpaar. Das vorwärtsblickende Sensorsystem enthält weiter eine Empfangsschaltung, welche mit der Empfangsantenne gekoppelt ist und eine Blockadendetektierungsschaltung für die Feststellung, ob ein Teil des zweiten Hochfrequenzsignals größer als ein vorbestimmter Schwellwertpegel ist. Das zweite Hochfrequenzsignal enthält sowohl einen Hochfrequenz-Reflexionsanteil, der Signalreflexionen von Objekten innerhalb eines Blickfeldes der Sendeantenne umfaßt, sowie einen Lecksignalanteil, welcher Hochfrequenzenergie enthält, die von dem ersten Hochfrequenzsignal stammt.
Bei einer Ausführungsform enthält die Empfangsschaltung einen digitalen Signalprozessor zum Rechnen der raschen Fourier-Transformation (FFT) des zweiten Hochfrequenzsignales zur Erzeugung einer Mehrzahl von Ausgangssignalen, welche jeweils den Energiegehalt des zweiten Hochfrequenzsignales innerhalb eines entsprechenden Bereiches von Frequenzen repräsentieren. Die Lecksignaldetektierungsschaltung, welche in der Empfangsschaltung enthalten ist, enthält weiter eine Schwellwertdetektierungsschaltung zum Vergleichen der Amplitude eines der Mehrzahl von Ausgangssignalen, die jeweils den Energiegehalt des zweiten Hochfrequenzsignales in einem Bereich von Frequenzen entsprechend annähernd einer Null-Dopplerfrequenzverschiebung repräsentieren, mit einem vorbestimmten Schwellwertpegel. Die Blockade der Sendeantenne und/oder der Empfangsantenne wird dadurch angezeigt, daß das Ausgangssignal einen vorbestimmten Schwellwerpegel überschreitet. Als Beispiel sei genannt, daß der vorbestimmte Schwellwertpegel in der Größenordnung von 2 Dezibel (dB) über einem erwarteten Pegel für das Lecksignal liegt.
Bei dieser Anordnung dient die Hochfrequenz-Energieleckage von der Sendantenne zu der Empfangsantenne in dem bistatischen vorwärtsblickenden Sensorsystem zum Detektieren der Blockade der Sendeantenne und/oder der Empfangsantenne. Der besondere Schwellwertpegel kann entsprechend der Berücksichtigung einer Vielfalt von Faktoren gewählt werden, welche, ohne daß eine Beschränkung hierauf existiert, die gewünschte Empfindlichkeit des vorwärtsblickenden Sensorsystems gegenüber einer Antennenblockade umfassen.
Ein die Erfindung verwirklichendes System kann zusätzlich ein Verfahren zum Detektieren einer Antennenblockade vorsehen, wobei das Verfahren folgende Schritte umfaßt:

(a) Aussenden eines ersten Hochfrequenzsignales mittels einer Sendeantenne;
(b) Empfangen eines zweiten Hochrequenzsignales mittels einer Empfangsantenne, wobei das zweite Hochfrequenzsignal einen Anteil des ersten Hochfrequenzsignales enthält;
(c) Verarbeiten des zweiten Hochfrequenzsignales zur Feststellung, ob irgendein Anteil des zweiten Hochfrequenzsignales einem Lecksignal entspricht; und
(d) Feststellen, ob der Lecksignalanteil des zweiten Hochfrequenzsignales einen vorbestimmten Lecksignal-Schwellwertpegel überschreitet.

Bei dieser besonderen Anordnung wird eine Technologie geschaffen, welche dazu verwendet werden kann, eine Antennenblockade in einem Doppler-Radarsystem zu detektieren, welches bistatische Sende- und Empfangsantennen enthält. Durch Verarbeiten des zweiten Hochfrequenzsignales zur Bestimmung des Energiegehaltes dieses Signales werden diejenigen Anteile des zweiten Hochfrequenzsignales identifiziert, welche auf einer Lecksignalübertragung zwischen der Sendeantenne und der Empfangsantenne beruhen. Die Energiepegel der Lecksignale können dann mit einem vorbestimmten Schwellwertpegel verglichen werden. Wenn der Energiepegel des Lecksignales den vorbestimmten Schwellwertpegel überschreitet, wird eine Schlussfolgerung gezogen, dass eine Antennenblockade existiert. In einer bestimmten Ausführungsform des frequenzmodolierten CW-Dopplerradarsystems mit bistatischen Sende- und Empfangsantennen hat das Lecksignal eine Frequenzverschiebung, welche im wesentlichen einer Dopplerverschiebung von Null entspricht.
Der Schritt der Verarbeitung des zweiten Hochfrequenzsignales zur Bestimmung des Sachverhaltes, ob irgendein Teil des zweiten Hochfrequenzsignales einem Lecksignal entspricht, kann die Schritte der Durchführung einer schnellen Fouriertransformation (FFT) an dem zweiten Hochfrequenzsignal enthalten, um den Energiegehalt des zweiten Hochfrequenzsignales innerhalb jedes einer Mehrzahl von Frequenzberei chen zu bestimmen und festzustellen, ob der Energiegehalt des zweiten Hochfrequenzsignales innerhalb eines bestimmten der Mehrzahl von Frequenzbereichen entsprechend einer annähernden Nullfrequenz des Dopplers den vorbestimmten Schwellwertpegel überschreitet. Der Pegel, um welchen das Lecksignal den Schwellwertpegel überschreitet, kann so gewählt werden, dass er im Bereich von etwa 1 Dezibel (dB) bis etwa 3 dB über dem Schwellwertpegel liegt.
Die Erfindung wird nun beispielsweise unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in welchen
1 ein Blockschaltbild eines vorwärtsblickenden Sensors (FLS) für Kraftfahrzeuge ist;
2 ein detailliertes Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform für einen vorwärtsblickenden Sensor für Kraftfahrzeuge gemäß 1 ist;
3 die Wellenform des Steuersignals für den spannungsgesteuerten Oszillator darstellt;
4 ein Blockschaltbild einer alternativen Linearisierungsschaltung für die Verwendung bei dem vorwärtsblickenden Sensor nach 2 wiedergibt;
5 ein Blockschaltbild des digitalen Signalprozessors (DSP) von 2 zeigt;
6 eine perspektivische Darstellung einer bevorzugten Ausführungsform für das Gehäuse des vorwärtsblickenden Sensors einschließlich der Senderlinse, der Senderantenne, der Empfängerlinse und der Empfängerantenne zeigt;
6A eine perspektivische Darstellung ist, welche das Gehäuse des vorwärtsblickenden Sensors von 6, gedreht um 90 Grad relativ zur Darstellung von 6, ist;
6B eine Querschnittsdarstelllung des Gehäuses des vorwärtsblickenden Sensors von 6 entsprechend der in 6 angegebenen Schnittlinie 6B-6B wiedergibt;
6C eine Aufsicht des Gehäuses des vorwärtsblickenden Sensors von 6B entsprechend der in 6B angegebenen Linie 6C-6C zeigt;
6D eine Querschnittsansicht des Gehäuses des vorwärtsblickenden Sensors von 6 entsprechend der in 6 angegebenen Schnittlinie 6D-6D zeigt;
6E eine Aufsicht auf das Gehäuse des vorwärtsblickenden Sensors von 6D entsprechend der in 6D angegebenen Linie 6E-6E ist;
7 eine alternative Ausführungsform des Gehäuses des vorwärtsblickenden Sensors darstellt;
8, 8A und 8B verschiedene Strahlabstände der Empfangsantenne von 2 aufzeigen;
9 und 9A Beispiele der elektromagnetischen Energie darstellen, welche durch den vorwärtsblickenden Sensor von 2 empfangen wird;
10 ein Flussdiagramm wiedergibt, welches die Verarbeitungstechnik erläutert, die durch den digitalen Signalprozessor von 2 zur Erfassung und Verfolgung von Zielobjekten innerhalb des Blickfeldes des vorwärtsblickenden Sensors durchgeführt wird; und
11 eine Darstellung ist, welche eine Blockierung des vorwärtsblickenden Sensors illustriert.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Es sei auf 1 Bezug genommen. Ein vorwärtsblickender Sensor (FLS) für Kraftfahrzeuge 10 enthält eine Antennenanordnung 14, eine Mikrowellenanordnung 20, die sowohl einen Sender 22 als auch einen Empfänger 24 aufweist, und eine elektronische Anordnung 28, die aus einem Signalprozessor 30, Leistungsquellen 32, Steuerschaltungen 34 und einer digitalen Schnittstelle 36 besteht. Der vorwärtsblickende Sensor 10 für Kraftfahrzeuge verwendet Radartechnologie und ist so ausgebildet, dass er auf einem Fahrzeuge 40 montiert werden kann, um ein Objekt oder mehrere Objekte oder Ziele in dem Blickfeld des vorwärtsblickenden Sensors zu erfassen. In dieser Anwendung enthalten die Ziele andere Kraftfahrzeuge, Bäume, Verkehrszeichen, Fußgänger, u.s.w. Der vorwärtsblickende Sensor 10 erfasst eines oder mehrere der Ziele in seinem Blickfeld und klassifiziert jedes Zielobjekt entweder als ein „primäres" Zielobjekt oder als „sekundäres" Zielobjekt. Das primäre Zielobjekt oder Führungszielobjekt kann in vielerlei Weise definiert werden und ist bei der dargestellten Ausführungsform das nächste Objekt auf der Fahrbahn oder Fahrspur des Weges des Automobils, auf welchem der vorwärtsblickende Sensor 10 montiert ist.
Steuersignale werden durch das Fahrzeug 40 an den vorwärtsblickenden Sensor 10 über einen Steuersignalbus 42 geliefert. Diese Steuersignale umfassen ein Giergeschwindigkeitssignal entsprechend einer Giergeschwindigkeit, die dem Fahrzeug 40 zugeordnet ist, sowie ein Geschwindigkeitssignal entsprechend der Fahrzeuggeschwin digkeit. In Abhängigkeit von diesen Steuersignalen und reflektierten Hochfrequenzsignalen, welche durch den vorwärtsblickenden Sensor 10 empfangen werden, liefert dieser ein Ausgangssignal oder mehrere Ausgangssignale, welche das primäre Zielobjekt innerhalb des Blickfeldes charakterisieren, über einen Ausgangssignalbus 46 an das Fahrzeug. Diese Ausgangssignale umfassen ein Entfernungssignal, das die Entfernung anzeigt, die einem primären Zielobjekt im Blickfeld des vorwärtsblickenden Sensors 10 zuzuordnen ist, ein Entfernungsgeschwindigkeitssignal, welches die dem primären Zielobjekts zugeordnete Entfernungsgeschwindigkeit anzeigt, sowie ein Azimutsignal, welches den Azimut anzeigt, der dem primären Zielobjekt relativ zu dem Fahrzeug 40 zugeordnet ist. Die Ausgangssignale des vorwärtsblickenden Sensors können an eine Longitudinal- Steuereinheit des Fahrzeugs 40 zur Verwendung in einem intelligenten Fahrsteuersystem oder einem Kollisionsvermeidungssystem angekoppelt werden.
Die Antennenanordnung 14 enthält zwei Antennen, nämlich eine Empfangsantenne 16 zum Empfang von Hochfrequenzsignalen, und eine Sendeantenne 18 zum Aussenden von Hochfrequenzsignalen. Der vorwärtsblickende Sensor 10 kann als ein bistatischer Radarsensor bezeichnet werden, da er gesonderte Sende- und Empfangsantennen aufweist. Die Antennen 16 und 18 sind vielstrahlig und werden parallel so gesteuert, dass sie in dieselbe Richtung ausgerichtet sind. Eine Vielfalt von Schaltungsanordnungen zur Auswahl des Winkels der jeweiligen Antennen 16 und 18 ist geeignet, einschließlich eines Vielstellungsschalters.
Der Ausgang von der Empfangsantenne 16 wird an dem Mikrowellenempfänger 24 angekoppelt, wo ein Lokaloszillatorsignal oder mehrere Lokaloszillatorsignale durch einen festen Betrag gegenüber der ausgesendeten Signalfrequenz frequenzversetzt ist beziehungsweise sind. Das Ausgangssignal des Empfängers 24 ist eine Versatzfrequenz, wobei die Zielobjektfrequenzen entweder oberhalb oder unterhalb dieser Frequenz liegen.
Der Empfänger 24 enthält einen Analog-/Digitalumformer (A/D), welcher eine verstärkte Version des empfangenen Hochfrequenzsignales mit einer Tastungsrate tastet, welche mindestens das doppelte der höchsten Frequenz aus dem Empfänger ist. Diese Signaltastungen werden durch eine schnelle Fouriertransformation innerhalb des digitalen Signalprozessors 30 verarbeitet, um den Gehalt des Signales innerhalb verschiedener Frequenzbereiche (d.h., Frequenzfächer) zu bestimmen. Die Ausgänge der schnellen Fouriertransformation dienen als Daten für den Rest des Signalprozessors 30. Die übrigen Teile des vorwärtsblickenden Sensors sind gebräuchliche Bauteile einschließlich der Leistungsquelle 32, der Steuerschaltungen 34 sowie mit einem Systemtakt für die Frequenzstabilität (kristallgesteuerter Oszillator), sowie einer digitalen Schnittstelle 36.
Die Art und Weise, in welcher der Signalprozessor 30 die empfangenen Hochfrequenzsignale verarbeitet, um die oben erwähnten Ausgangssignale über den Ausgangssignalbus 46 an das Fahrzeug 40 zu liefern, wobei die Ausgangssignale die Entfernung, die Entfernungsgeschwindigkeit und/oder den Azimut eines primären Zielobjektes anzeigen, wird weiter unten in Verbindung mit dem Flussdiagramm von 10 beschrieben und ist in einer gleichzeitig anhängigen US-Patentanmeldung 08/745,530 angegeben, welche den Titel RADAR SYSTEM AND METHOD OF OPERATING SAME; angemeldet am 12. November 1996, hat.
Nunmehr sei das Blockschaltbild von 2 betrachtet. Ein bevorzugter vorwärtsblickender Sensor 10 enthält einen Sendesignalweg, der durch eine Senderschaltung 50 und eine Sendeantenne 52 bestimmt wird, sowie ein Empfangssignalweg, der durch eine Empfängerschaltung 24 und eine Empfangsantenne 56 bestimmt wird. Im allgemeinen Überblick erzeugt der vorwärtsblickende Sensor 10 ein Sendesignal mit der Senderschaltung 50 zur Ankopplung an die Sendeantenne 52 über den Signalweg 58. Das ausgesendete Hochfrequenzsignal trifft auf Objekte im Gesichtsfeld (FOV) des vorwärtsblickenden Sensors 10 und Teile des ausgesendeten Signales werden von den Objekten reflektiert und durch die Empfangsantenne 56 empfangen.
Die empfangenen Hochfrequenzsignale werden der Empfängerschaltung 54 zur Verarbeitung einschließlich Abwärtsversetzung und Filterung zugeführt und darauf in einen digitalen Signalprozessor (DFP) 60 eingegeben. Der digitale Signalprozessor 60 verarbeitet die empfangenen Signale unter Durchführung einer schnellen Fouriertransformation und verwendet die Daten, die aus der schnellen Fouriertransformation resultieren, zur Ausführung eines Algorithmus, durch welchen mindestens ein primäres Zielobjekt innerhalb des Blickfeldes des vorwärtsblickenden Sensors 10 dedektiert und verfolgt werden kann. Der Algorithmus zur Erfassung und Verfolgung ist allgemein in Verbindung mit dem Flussdiagramm von 10 beschrieben und in der vorerwähnten gleichzeitig anhängenden US-Patentanmeldung 08/745530 angegeben.
Betrachtet man den vorwärtsblickenden Sensor 10 mehr im Detail, so erkennt man, dass die Senderschaltung 50 auf ein Systemtaktsignal anspricht, das von einem Frequenzsynthesizer 140 erzeugt und an die Schaltung 50 über eine Signalleitung 62 angekoppelt wird, und weiterhin auf Steuersignale 64a bis 64c anspricht, wie von dem digitalen Signalprozessor 60 geliefert werden. Die Senderschaltung 50 enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 70. In der beispielsweisen Ausführungsform wird der spannungsgesteuerte Oszillator 70 durch eine Indium-Phosphid-Gunn-Diode gebildet, welche dazu in der Lage ist, ein Sendesignal 58 zu erzeugen, das einen Signalpegel von annähernd +8 dbm an der Senderantenne 52 hat. Die Fachleute auf diesem Gebiet erkennen, dass andere Arten von spannungsgesteuerten Oszillatoren geeignet sein können, einschließlich beispielsweise Oszillatoren als mololithische integrierte Mikrowellenschaltungen, die entweder Bipolartransistoren Heteroübergang (HBT) oder eine Technologie mit pseudomorphischen Transistoren mit hoher Elektronenbeweglichkeit (PHEMT) einsetzen.
In Abhängigkeit von einem Steuersignal 72 für den spannungsgesteuerten Oszillator, an welchen das Steuersignal angekoppelt wird, liefert der spannungsgesteuerte Oszillator 70 das hochfrequente Sendesignal 58, das hier eine Frequenz im Bereich von etwa 75,95 GHz bis 76,25 GHz hat. Die Frequenz des hochfrequenten Sendesignals 58 im Einzelnen bestimmt sich durch das Steuersignal 72 des spannungsgesteuerten Oszillators. Durch Verändern der Spannung des Steuersignals 72 für den spannungsgesteuer ten Oszillator kann dieser somit entsprechende Veränderungen in der Frequenz des Hochfrequenzsignales 58 hervorbringen.
Vorzugsweise arbeitet die Senderschaltung 50 als ein System mit Frequenzmodulation im Dauerstrichbetrieb oder als frequenzmodoliertes CW-System (FMCW). In einem FMCW-Radar hat das Sendesignal 58 eine Frequenz, die sich über die Zeit hin in vorbestimmter Weise ändert. Bei dieser Anordnung kann ein Maß der Sendezeit des Hochfrequenzsignales durch Vergleichen der Frequenz des empfangenen Signales 120 mit einer Probe der Frequenz des Sendesignales 58 bestimmt werden. Die Entfernungsbestimmungen erhält man aus der Messung der Schwebungsfrequenz zwischen der Frequenz des Sendesignales 58 und dem Echosignal 120. Die so gemessene Frequenz ist gleich der Neigung der Sendesignal-Frequenzrampe, multipliziert mit der Zeitverzögerung des Echosignals. Aufgrund der konstanten Geschwindigkeit der elektromagnetischen Strahlung ist die Zeitverzögerung direkt proportional zur Entfernung des Ziels oder Objektes, von welchem das Echosignal reflektiert wurde. Die gemessene Frequenz enthält weiter die Dopplerfrequenz aufgrund der relativen Geschwindigkeit zwischen dem Ziel und dem Fahrzeug, auf welchem der vorwärtsblickende Sensor 10 montiert ist. Um die beiden Beitragsanteile zu der gemessenen Frequenzverschiebung zu trennen und zu identifizieren, wird die zeitveränderliche Frequenz des Sendesignales 58 in der Form einer linearen Rampe vorgesehen, die von einem Steuersignal 72 des spannungsgesteuerten Oszillators hervorgebracht wird, das eine charakteristische Gestalt aufweist, wie sie in 3 gezeigt ist.
Auf 3 sei nun Bezug genommen. Das Steuersignal 72 für den spannungsgesteuerten Oszillator enthält einen Aufwärtsrampenteil 74, einen Teil 76 mit kontinuierlicher Welle (CW) und einen Abwärtsrampenteil 78. In der beispliesweisen Ausführungsform können die Tastungsintervalle während des Aufwärtsrampenteiles, des CW-Teiles und des Abwärtsrampenteiles 74 bzw. 76 bzw. 78 in der Größenordnung von 1,024 Millisekunden liegen und die Tastungen werden mit einer Tastungsrate von 1 MHz genommen, was 1024 Tastungen in jedem solchen Intervall ergibt. Mit einer Hamming- Gewichtung liefert diese Anordnung eine Entfernungsauflösung von annähernd 0,78 Metern und eine Auflösung der Entfernungsrate von annähernd 2,8 Metern/Sekunde. Geht man von einem minimalen Signal-/Rauschverhältnis von 11 dB unter Verarbeitung von zwei Rampenpaaren zur Verfolgung eines Zielobjektes aus, dann sind die Genauigkeiten der Entfernungsmessung und der Messung der Entfernungsrate in der Größenordnung von 0,11 Metern bzw. 0,39 Metern/Sekunde. Da jedoch typischerweise für Zielobjekte bei Fahrzeugen, die Signal-/Rauschverhältnisse über 20 dB innerhalb des Betriebsbereiches von 100 Metern des vorwärtsblickenden Sensors 10 liegen, liegen die Genauigkeiten für die Entfernung in der Größenordnung von 0,04 Metern und für die Geschwindigkeit oder Entfernungsrate bei 0,14 Meter/Sekunde.
Für einen ordnungsgemäßen Betrieb des vorwärtsblickenden Sensors 10 und insbesondere zum Verhindern eines Verschmierens der Frequenz des empfangenen Hochfrequenzsignales 120 ist es von wesentlicher Bedeutung, daß das Steuersignal 72 für den spannungsgesteuerten Oszillator im wesentlichen lineare Aufwärtsrampenteile 74 bzw. Abwärtsrampenteile 78 hat. Zu diesem Zwecke, und hier sei wieder auf 2 Bezug genommen, ist eine Linearisierungsschaltung 80 vorgesehen, um sicherzustellen, daß das Steuersignal 72 für den spannungsgesteuerten Oszillator linear ansteigt und linear abfällt, wie dies weiter unten beschrieben wird.
Ein Teil des hochfrequenten Sendesignales 58 wird über eine Koppler 82 zu einem Eingangsanschluß eines Mischers 84 zurückgespeist. Ein zweiter Eingang des Mischers 84 empfängt ein Lokaloszillatorsignal, das von einem dielektrischen Resonanzoszillator (DRO) 86 erzeugt wird. Der Mischer 84 arbeitet als ein Abwärtumsetzer zur Erzeugung eines Zwischenfrequenzsignales (IF) an seinem Ausgangsanschluß, welches eine Frequenz in der Größenordnung zwischen 350 MHz und 659 MHz hat. Das Zwischenfrequenzsignal wird an einem Verstärker 90 angekoppelt, dessen Ausgangssignal ein Eingangssignal für die Linearisierungsschaltung 80 bildet, das über die Leitung 92 geleitet wird, wie dies gezeigt ist.
Die Linearisierungsschaltung 80 enthält ein Teilerelement 84, das in der Weise wirksam ist, daß es das 50 MHz-Taktsignal 62 durch einen Wert von sechsundneunzig teil, um ein Ausgangssignal 98 zu erzeugen, das eine Nominalfrequenz von 520,8 kHz hat, um an einem Eingangsanschluß eines Mischers 96 angekoppelt zu werden. Das Signal 98 wird weiter an einen Zähler 100 der Senderschaltung 50 gelegt. Der Zähler 100 spricht auf Steuersignale 64a bis 64c von dem digitalen Signalprozessor 60 und auf das Eingngssignal 98 von 520,8 kHz an, um aufwärts zu zählen oder abwärts zu zählen oder den gegenwärtigen Zählerstand festzuhalten, so daß ein Signal 102 erhalten wird, das einen Digitalwert zwischen 673 und 1265 hat, wobei dieser Wert eine Größe N repräsentiert. Die Größe N des Signales 102 wird an ein Teilerelement 104 geführt, welches die Frequenz des Eingangssignales 92 durch den Wert N dividiert, so daß ein Signal 106 entsteht, das an den zweiten Eingangsanschluß des Mischers 96 geführt wird.
Die Linearisierungsschaltung 80 arbeitet in der Weise, daß sie ein Ausgangssignal 108 erzeugt, die mit dem Eingangssignal 92 phasenverriegelt ist. Dies geschieht durch Vergleichen des Signals 106 mit der dividierten Ausgangsfrequenz des Milimeterwellen-VCO 272 mit einem Signal 98 einer festen Bezugsfrequenz. Das Signal 106 mit der dividierten Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators wird mit der festen Bezugsfrequenz des Signales 98 in einem Phasen-/Frequenz-Detektor kombiniert, welcher eine Fehlerspannung 108 liefert, die proportional zu Phasen- und Frequenzfehlern zwischen der festen Bezugsfrequenz des Signales 98 und dem Signal 106 der dividierten Ausgangsfrequenz ist. Die Fehlerspannung 108 wird durch ein Schleifenfilter 110 gefiltert, um das Steuersignal 72 für den spannungsgesteuerten Oszillator zu erzeugen, wobei dieses Signal zu dem spannungsgesteuerten Oszillator 70 zurückgeführt wird, um diesen so abzustimmen, daß das Signal 106 der dividierten Ausgangsfrequenz gleich dem Signal 98 der festen Bezugsfrequenz wird. Durch programmierbare Ausgestaltung des Dividierers 104 und durch Inkrementieren des Divisors durch eine festen Betrag mit einer feststehenden Rate (eingestellt durch den kristallgesteuerten Systemtakt) ändert der spannungsgesteuerte Oszillator 70 durch die Rückkopplungsschleife seine Frequenz in linearer Weise (d.h., df/dt ist konstant). Das Steuersignal 72 des spannungsgesteuerten Oszillators (alternativ als Chirp-Signal zu bezeichnen) ist charakteristischer Weise linear, da jeder Frequenzschritt und jeder Zeitschritt über die Gesamtdauer des Chirp dieselben sind.
Mit der Linearisierungsschaltung 80 ändert das Steuersignal 72 des spannungsgesteuerten Oszillators die Frequenz in Abhängigkeit von Änderungen der Größe N des Signales 102. Insbesondere nähert sich das Steuersignal 72 des spannungsgesteuerten Oszillators, sobald sich der Wert N des Signales 102 ändert, einer neuen Frequenz in exponentialer Weise, wobei die genaue Wellenform von verschiedenen Schleifenparametern abhängt. Die Größe des Frequenzschrittes und des Zeitschrittes, mit welchen das Steuersignal 72 des spannungsgesteuerten Oszillators sich der neuen Frequenz nähert, werden so gewählt, daß ein vorbestimmtes Steigungserfordernis des Steuersignales des spannungsgesteuerten Oszillators (d.h., das Chirp-Signal) angenähert wird. Bei der erläuternden Ausführungsform ist die Chirp-Steigung annähernd 270 kHz/μs, was einem Zeitschritt von 1,9245 μs entspricht. Die Chirp-Neigung wird in Entsprechung mit einer Vielfalt von Faktoren gewählt, welche die Verarbeitungsgeschwindigkeit, die Tastungsgeschwindigkeit, die Auflösung und den dynamischen Bereich der Analog-/Digital-Umsetzer umfaßt, die in dem digitalen Signalprozessor 60 verwendet werden, sowie die Anzahl von Punkten der schnellen Fourier-Transformationsrechnung (FFT), die über dem digitalen Signalprozessor 60 durchgeführt wird, ohne daß eine Beschränkung auf diese Faktoren gegeben ist. In der vorliegenden besonderen Ausführungsform wird eine Nyquist-Tastungsrate von 1 MHz und eine 1024-Punkt-FFT verwendet.
Da der Frequenzschritt und der Zeitschritt, mit welchen das Steuersignal 72 des spannungsgesteuerten Oszillators eine neue Frequenz annähert, auf einem konstanten Wert gehalten sind, sind der Aufwärtsrampenabschnitt 74 und der Abwärtsrampenabschnitt 78 des VCO-Steuersignals 72 charakteristischer Weise im wesentlichen linear. In der erläuternden Ausführungsform liegt die Linearität des VCO-Steuersignals 72 in der Größenordnung von annähernd 0,04%, was einer Frequenzvariation in dem empfangenen Hochfrequenzsignal 120 von weniger als annähernd 100 Hz entspricht. Während bestimmte Schleifenparameter, welche eine Funktion der Größe N sind, die Linearität des VCO-Steuersignals 72 beeinflussen können, können diese Parameter durch Einstellen des Schleifengewinns als Funktion der Größe N kompensiert werden. Der Schleifengewinn wird durch Einstellung der Kompensationsschaltung des Schleifenfilters 110 kompensiert.
Fachleute auf diesem Gebiete erkennen, daß andere schaltungsmäßige Verwirklichungen, welche bewirken, daß die Frequenz- und Zeitschritte, mit denen das VCO-Steuersignal 72 sich an eine neue Freuquenz annähert, im wesentlichen konstant gehalten werden, eingesetzt werden können, um im wesentlichen eine Linearität des VCO-Steuersignals 72 sicherzustellen. Eine solche alternative Schaltung ist in 4 gezeigt und wird weiter unten in Verbindung mit 4 beschrieben.
Obwohl dies nicht bildlich in 2 als solches wiedergegeben ist, sind bei der erläuternden Ausführungsform die Ausrichtungsstrahlenbündel 66a, 66m der Empfangsantennenstrahlen 66 und die Ausrichtungsstrahlenbündel 68a, 68m der Sendeantennenstrahlen 68 unter annähernd 20° in entgegengesetzten Richtungen von der nominellen Mittellinie des jeweiligen Fahrzeugs (und der Antenne, wenn die Antenne physikalische längs der Fahrzeugmittellinie ausgerichtet ist) weg ausgerichtet und sind weiter in Richtung auf die Fahrbahnoberfläche unter annähernd 45° geneigt.
Bei dieser besonderen Technik resultieren Ausrichtungsmessungen, welche genommen werden, wenn die Fahrzeuggeschwindigkeit zwischen 40 und 80 Meilen je Stunde beträgt, in einem Maximalfehler in der Größenordnung von 0,127°. Da die Zuverlässigkeit bei dem vorliegenden Ausrichtungsschema eine Funktion des Signal-/Rauschverhältnisses ist, wird, um die Signalechos in den Empfangsantennen-Ausrichtungsstrahlen 66a, 66m, zu maximieren, vorzugsweise eine vertikale Polarisation benutzt. Das Ausrichtungsschema verwendet Antennenstrahlenbündel mit einer verhältnismäßig schmalen Strahlbreite. Bei den solchermaßen ausgerichteten Antennenstrahlenbündel detektiert das Sensorsystem Unterschiede in Dopplerechos, welche aus der Sensorfehlausrichtung resultieren. Sind beispielsweise die Ausrichtungsantennenstrahlenbündel 66a, 66m, 68a, 68m richtig ausgerichtet und weisen im wesentlichen auf Spiegelbildränder einer Straße, dann sollten im wesentlichen identische Dopplerechos empfangen und durch das Sensorsystem detektiert werden. Wenn die Antennenstrahlenbündel 66a, 66m, 68a, 68m nicht ordnungsgemäß ausgerichtet sind, dann jedoch sollten unterschiedliche Dopplerecho durch das Sensorsystem empfangen und detektiert werden, wodurch eine unrichtige Ausrichtung des vorwärtsblickenden Sensors 10 relativ zu dem Fahrzeug 40 angezeigt wird.
Es sei auf 4 Bezug genommen. Wie durch die Schaltung 200 dargestellt ist, können Teile des Senders 50 (2) in analoger Schaltung und in analoger Technik verwirklicht werden, um das VCO-Steuersignal 72 (2 und 3) mit im wesentlichen linearer Aufwärtsrampe und Abwärtsrampe zu bilden. Die Schaltung 200 repräsentiert das VCO-Rückkopplungssignal 92 (2) und ein festes Bezugsfrequenzsignal 202, welches durch den Synthesizer 140 (2) erzeugt wird. In der erläuternden Ausführungsform hat das feste Bezugsfrequenzsignal 202 eine Nennfrequenz von 400 kHz. Das Rückkopplungssignal 92 wird an ein akustisches Oberflächenwelleninterferometer (SAW) 204 angekoppelt, welches eine SAW-Verzögerungsleitung 206 und einen Mischer 208 enthält, die in der dargestellten Weise angeordnet und beschaltet sind. Das Rückkopplungssignal 92 wird an einen Eingangsanschluß der SAW-Verzögerungsleitung 206 und an einen ersten Eingangsanschluß 208a des Mischers 208 gelegt. Die SAW-Verzögerungsleitung liefert ein phasenverschobenes Signal an einen zweiten Eingangsanschluß 208b des Mischers 208. Der Mischer 208 detektiert Phasendifferenzen zwischen den beiden an die Eingangsanschlüsse 208a und 208b gelegten Signalen. Der Mischer 208 liefert an einem Ausgangsanschluß 208c (entsprechend dem Ausgangsanschluß des Interferometers 204) ein Interferometerausgangssignal 210 mit einer Frequenz proportional zu der Steigung des VCO-Steuersignals 72. Das Signal 210 wird an einen Eingangsanschluß 212a eines Mischers 212 gelegt.
Das Signal 202 mit der festen Bezugsfrequenz wird von dem Synthesizer 140 aus zu einem Eingang eines Phasenschalters 214 gegeben, dessen Ausgang an einem zweiten Eingang 212b des Mischers 212 in der dargestellten Weise angekoppelt wird. Der Phasenschalter 214 wird in eine erste Schaltstellung gestellt, wenn die Frequenz des Signales, das durch den spannungsgesteuerten Oszillator 70 (2) geliefert wird, in Abhängigkeit von der Zeit, wie in dem Wellenformabschnitt 74 (3) gezeigt ist, ansteigt, um so eine erste Phasenverschiebung in das dem Mischeranschluß 212b zugeführte Signal einzuführen. Wenn die Frequenz des Signals, welches von dem spannungsgesteuerten Oszillators 70 geliefert wird, in Abhängigkeit von der Zeit jedoch abfällt, wie in dem Wellenformabschnitt 78 (3) dargestellt ist, dann wird der Phasenschalter 214 in eine zweite Schaltstellung gestellt, um so eine zweite Phasenverschiebung in das dem Mischeranschluß 212b zugeführte Signal einzuführen.
Das Interferometerausgangssignal 210 ist ein Differenzsignal, welches die Größe bestimmt, um welche die Abstimmspannung 72 des spannungsgesteuerten Oszillators (V_VCO) eingestellt werden muß, um ein VCO-Ausgangssignal zu bilden, das eine bestimmte Frequenz hat. Das von dem Phasenschalter 214 an den Mischereingangsanschluß 212b geführte Signal bestimmt die Richtung, in welcher sich die VCO-Abstimmspannung 72, also V_VCO ändern muß (d. h. ob die Größe der Abstimmspannung V_VCO zunehmen oder abnehmen soll). Der Phasenschalter 214 befindet sich somit in einer von zwei Schaltstellungen abhängig davon, ob die VCO-Signalwellenform eine postive Neigung oder eine negative Neigung hat. Durch diese Lösung hält die phasenverriegelte Schleife die Phasenverriegelung während der Neigungsübergangsperioden des VCO-Abstimmspannungssignals 72 aufrecht.
Der Mischer 212 vergleicht das Signal 202 mit der festen Bezugsfrequenz mit dem Interferometersignal 210, welches eine Frequenz hat, die durch die Neigung des VCO-Steuersignals 72 bestimmt ist, um ein Fehlersignal 220 an einem Ausgangsanschluß des Vergleichers darzubieten. Das Fehlersignal 220 wird an einem ersten Eingang eines Verstärkers 224 gelegt. Eine lineare Spannungsrampe 226 wird an einen zweiten Eingang des Verstärkers 224 angekoppelt. Der Ausgang des Verstärkers 224 bildet das VCO-Steuersignal 72 zur Abstimmung des spannungsgesteuerten Oszillators 70.
Der Mischer 227 liefert eine Ausgangsfehlerspannung 231, welche in dem Verstärker 228 zu einer festen Vorspannung 232 addiert wird, um eine Abstimmspannung 232 zu erzeugen, wenn der spannungsgesteuerte Oszillator 70 (2) zu dem Dauerstrichbetriebsmodus oder CW-Betriebsmodus veranlaßt wird, um so den spannungsgesteuerten Oszillator 70 am niederfrequenten Ende des VCO-Frequenzabstimmbereiches mit einem Signal zu synchronisieren, das eine Frequenz hat, die von einem relativ frequenzstabilen Kristalloszillator abgeleitet ist. Dies minimiert Änderungen in der Signalfrequenz, welche allgemein als ein Frequenzdrift bezeichnet werden, der aufgrund von Änderungen in den Umgebungsbedingungen, beispielsweise thermische Änderungen, verursacht werden kann, was die Betriebseigenschaften des spannungsgesteuerten Oszillators 70 beeinflußt.
Der Mischer 227, der Verstärker 228 und der Rückkopplungssignalweg 230 bilden ein Dauerstrichauswahlsignal (CW) oder ein frequenzmoduliertes CW-Auswahlsignal (FMCW). Wenn das Auswahlsignal einen ersten Wert hat, dann liefert der spannungsgesteuerte Oszillator 70 (2) ein FMCW-Signal, und wenn das Auswahlsignal einen zweiten Wert hat, dann liefert der spannungsgesteuerte Oszillator 70 ein CW-Signal.
Es sei wieder auf 2 Bezug genommen. Der Empfangsweg oder Empfangskanal des vorwärtsblickenden Sensors 10 mit der Empfangsantenne 56 und der Empfängerschaltung 54 ist hier so ausgebildet, daß er kontinuierliche Wellen oder ein CW-Signal empfängt. In der erläuternden Ausführungsform ist die Empfängerschaltung 54 als eine abgeschnittene Homodyn-Empfängerschaltung ausgebildet. Wie erkennbar ist, verschiebt diese besondere Empfängerschaltung 54 das empfangene Hochfrequenzsignal 120 über den 1/f-Bereich der Empfängerschaltung 54 und insbesondere des dieser zugeordneten Abwärts-Versetzerschaltung 146 hinaus. Ein weiteres vorteilhaftes Merkmal der Empfängerschaltung 54 beim Erzielen einer niedrigen Rauschzahl in der Größenordnung von etwa 6 dB ist die Verwendung eines Verstärkers niedrigen Störpegels (LNA) 122 vor der Abwärts-Versetzerschaltung 146, wie zu beschreiben ist.
Die Empfangsantenne 56 koppelt ein empfangenes Hochfrequenzsignal 120 an die Empfängerschaltung 54 an. Im einzelnen wird das empfangene Signal 120 an den Verstärker niedrigen Störungspegels 122 gelegt, der ein verstärktes Ausgangssignal 124 an einen Einseitenbandgenerator (SSBG) 126 gibt. Der Verstärker niedrigen Störungspegels 122 und der Einseitenbandgenerator 126 sind in der Weise wirksam, daß sie wesentlich die Gesamtstörungen reduzieren, welche an dem empfangenen Hochfrequenzsignal 120 auftreten. Wie erkennbar ermöglicht die Verwendung dieser besonderen Schaltungsteile einen zuverlässigen und genauen Betrieb des vorwärtsblickenden Sensors 10 bei der Erfassung von Zielobjekten innerhalb des Blickfeldes des vorwärtsblickenden Sensors 10.
Der Einseitenbandgenerator 126 enthält einen Leistungsaufteiler, an welchen das verstärkte Signal 124 angekoppelt wird. Der Leistungsaufteiler teilt das Signal 124 in zwei Signale auf, welche gleiche Leistung und Phase haben, um in der dargestellten Weise an die Verstärker 132 und 134 angekoppelt zu werden. Die Verstärker 132 und 134 empfangen jeweils in Phase liegende und in Phasenquadratur befindliche Signale (I/Q) von dem Frequenzsynthesizer 140. Die I- und Q-Signale haben eine Nominalfrequenz in der Größenordnung von 6,25 MHz und sind relativ zueinander 90° außer Phase. Die Ausgangssignale 136 und 138 der Verstärker 132 und 134 sind also relativ zueinander 90° außer Phase.
Die Verstärkerausgangssignale 136 und 138 werden an Einganganschlüsse eines Quadraturkopplers 142 angekoppelt, welcher einen ersten abgeschlossenen Ausgangsanschluß und einen zweiten Ausgangsanschluß hat, der an einen abwärtsversetzenden Mischer 146 über eine Signalleitung 144 angeschlossen ist. Der Quadraturkoppler 142 subtrahiert die ihm zugeführten Eingangssignale, um ein erstes Ausgangssignal an dem ersten Ausgangsanschluß darzubieten und addiert die Eingangssignale, um ein zweites Ausgangssignal an dem zweiten Ausgangsanschluß zur Ankopplung an den abwärtsversetzenden Mischer 146 darzubieten.
Ein Teil des Sendesignales 58 wird von dem spannungsgesteuerten Oszillator 70 über einen Koppler 82 über einen Signalweg 148 ausgekoppelt, um ein Lokaloszillatorsignal (LO) an dem Lokaloszillator-Eingangsanschluß des abwärtsversetzenden Mischers 146 zu erzeugen. Der Mischer 146 liefert ein Zwischenfrequenzsignal (IF) 150 an einem Ausgangsanschluß des Mischers für die weitere Verarbeitung.
Das Zwischenfrequenzsignal 150 wird an weitere Empfängerschaltungsteile angekoppelt, welche einen Verstärker 152, ein Amplitudenabdämpfungselement 154, einen Puffer 156, einen Zwischenfrequenzmischer 158, einen Puffer 160 und ein Filter 162 enthalten, welche in der dargestellten Weise sämtlich in Serie geschaltet sind. Das Amplitudenabdämpfungselement 154 spricht auf ein Steuersignal 164 von dem digitalen Signalprozessor 60 an und gestattet die Einstellung des Zwischenfrequenzsignalpegels, um eine Sättigung eines Analog-/Digital-Umformers 166 zu verhindern. Der Zwischenfrequenzmischer 158 spricht auf das verarbeitete empfangene Signal und auf ein Oszillatorsignal an, das durch den Synthesizer 140 erzeugt wird, wobei dieses Signal hier eine Nominalfrequenz von 6 MHz hat, um das Zwischenfrequenzsignal weiter auf Frequenzen herunterzusetzen, die für die Verarbeitung durch den Analog-/Digital-Umformer 166 geeignet sind, hier auf Frequenzen in der Größenordnung von 250 kHz.
Das Ausgangssignal 168 des Filters 162 wird an den Analog-/Digital-Umformer 166 angekoppelt, der dem digitalen Signalprozessor 66 zugeordnet ist. Wie oben angemerkt wird der Prozess, welcher durch den digitalen Signalprozessor 66 in Abhängigkeit von empfangenen Hochfrequenzsignalen durchgeführt wird, um ein primäres Zielobjekt im Blickfeld des vorwärtsblickenden Sensors 10 zu erfassen und zu verfolgen, in Verbindung mit dem Flußdiagramm von 10 beschrieben und ist in der oben genannten und hier mit einbezogenen US-Patentanmeldung Nr. 08 745 530 angegeben. Es genügt hier die Feststellung, daß der digitale Signalprozessor 60 an eine Fahrzeugschnittstelle Ausgangssignale 170 liefert, welche das primäre Zielobjekt, beispielsweise in Größen der Entfernung, der Entfernungsrate oder Geschwindigkeit und/oder des Winkels relativ zu dem Fahrzeug charakterisieren, auf welchem der vorwärtsblickende Sensor montiert ist. Eine Leistungsquelle 172 des vorwärtsblickenden Sensors 10 kann durch die Batterie des Fahrzeuges gespeist werden, auf welchem sich der vorwärtsblickende Sensor befindet.
Vorzugsweise sind der Verstärker niedrigen Störpegels 123 und der Einseitenbandgenerator 126 als eine oder mehrere monolithische integrierte Mikrowellenschaltungen (MMIC) ausgebildet. Den Fachleuten ist jedoch geläufig, daß vielerlei Herstellungstechniken einschließlich der sogenannten Chip- and Wire-Techniken oder andere Anordnungen zur Verwirklichung der Komponenten der vorwärtsblickenden Sensors 10 geeignet sind.
Die Ausrichtung des vorwärtsblickenden Sensors 10 relativ zu dem Fahrzeug 40, auf welchem er montiert ist, wird durch die Verwendung der beiden Strahlenbündel 68a, 68b der Sendeantennenstrahlen 68 und der beiden Strahlenbündel 66a, 66m der Empfangsstrahlen 66 erreicht. Im allgemeinen Überblick senden die Sendeantennen-Strahlenbündel 68a, 68m ein vorbestimmtes Hochfrequenz-Ausrichtungssignal aus. Reflexionen des ausgesendeten Hochfrequenzsignales werden durch die Empfangsantennen-Strahlenbündel 66a, 66m empfangen und verarbeitet, um die Ausrichtung des vorwärtsblickenden Sensors 10 relativ zu der Bewegung des Fahrzeugs zu bestimmen. Dieser Ausrichtungsprozess wird jedesmal dann wiederholt, wenn das Fahrzeug in Bewegung gesetzt wird, und die Ergebnisse werden von dem digitalen Signalprozessor 60 während des Betriebes zur Verarbeitung der Hochfrequenzsignalechos verwendet, um beim Detektieren und Verfolgen von Zielobjekten innerhalb des Blickfeldes des vorwärtsblickenden Sensors Ausrichtungsänderungen zu kompensieren.
Es sei nun das Blockschaltbild von 5 betrachtet, in welchem ein geeigneter Aufbau für den digitalen Signalprozessor 60 gezeigt ist. Der digitale Signalprozessor 60 enthält Signalprozessorschaltungen 180 und 182, die jeweils zugehörige Speicherkomponenten 184 bzw. 186 aufweisen, welche mindestens ein First-in-First-Out-Element (FIFO), einen statischen Speicher wahlfreien Zugriffs (SRAM) und einen elektrisch löschbaren programmierbaren Festwertspeicher (EEPROM) enthalten. In der erläuternden Ausführungsform ist die Verarbeitungsschaltung 180 der Verarbeitung empfangener Hochfrequenzsignale 120 (2) gewidmet und die Prozessorschaltung 182 ist der Datenaufzeichnung und den Wiedergabefunktionen gewidmet. Ein dynamischer Speicher wahlfreien Zugriffs (DRAM) 187 ist zwischen die Prozessoren 180 und 182 geschaltet und stellt sicher, daß die Prozessoren 180 und 182 jeweils Zugriff auf Informationen haben, welche zwischen den Prozessoren 180 und 182 aufgeteilt werden müssen.
Zusätzliche Komponenten des digitalen Signalprozessors 60 enthalten eine Zeitgeberschaltung 188, Schnittstellenschaltungen 90a bis 90d zur Schnittstellenbildung mit verschiedenen Elementen des vorwärtsblickenden Sensors 10 und des Fahrzeugs, auf welchem der vorwärtsblickende Sensor montiert ist. Im einzelnen ist die Leitungsempfängerschaltung 90a mit dem Analog-/Digital-Umformer 166 (2) gekoppelt, die Treiber-/Empfängerschaltung 90b ist an einen ersten Anschluß des Fahrzeugrechners angekoppelt und empfängt an einem ersten Anschluß Sensorsteuerbefehle und liefert sie an den Rechner. Solche Befehle bestimmen den Sensorbetriebsmodus (beispielsweise den Wartemodus gegenüber dem aktiven Modus, u.s.w....). Ein zweiter Anschluß der Treiber-/Empfängerschaltung 90b ist mit der Zeitgeberschaltung 188 gekoppelt. Eine Treiber-/Empfängerschaltung 190c ist mit einer fakultativen Testschnittstelle gekoppelt, um geeignete Mittel zur Prüfung des digitalen Signalprozessors 60 vorzusehen. Eine Schutzschaltung 190d ist mit der Längssteuereinheit oder der longitudinalen Steuereinheit des Fahrzeugs gekoppelt, auf welchem der vorwärtsblickende Sensor 10 montiert ist.
In der beispielhaften Ausführungsform ist der digitale Signalprozessor 60 auf einer gedruckten Verdrahtungsplatte verwirklicht, die von anderen Komponenten beabstandet vorgesehen ist, und insbesondere beabstandet von der Antenne 52, 56 des vorwärtsblickenden Sensors 10. Die Fachleute erkennen jedoch, daß vielerlei Komponenten, Architekturen und Verwirklichungen des digitalen Signalprozessors 60 möglich sind, einschließlich der Verwendung einer einzigen Prozessorschaltung, welche als gedruckte Verdrahtungsplatte mit Oberflächenmontage innerhalb desselben Gehäuses wie andere Komponenten des vorwärtsblickenden Sensors 10 ausgeführt werden kann. In der erläuternden Ausführungsform sind die Prozessorschaltungen 180, 182 von einer Bauart, wie sie von Firma Texas Instruments unter der Produktnummer TMS320C30 auf den Markt gebracht wird.
Es sei nun auf die 6 bis 6E Bezug genommen, in welchen gleiche Elemente jeweils mit gleichen Bezugszahlen in sämtlichen Ansichten bezeichnet sind. Eine Antennenanordnung 250 besitzt eine Vielzahl von Sendeantennen-Eingangsanschlüssen 252a bis 252n, die an die Eingangsanschlüsse einer Rotmanlinse 256 angekoppelt sind. Die Rotmanlinse 256 empfängt Hochfrequenzsignale von einem oder mehreren der Eingangsanschlüsse 252 und liefert Hochfrequenzsignale mit vorbestimmten Amplituden- und Phasenverhältnissen an Ausgangsanschlüsse 258a bis 258N. Die in der Phase und der Amplitude eingestellten Hochfrequenzsignale werden über jeweilige der Sendesignalweg-Speiseleitungen 260a bis 260N an eine Sendeantenne 262 (6A) und insbesondere an entsprechende einer Vielzahl von Sendeantennenelementen 265 (6A) geliefert.
Die Antennneanordnung 250 enthält auch eine Vielzahl von Empfangsantennnen-Ausgansanschlüssen 264a bis 264N, welche an die Eingangsanschlüsse einer zweiten Rotman-Linse 266 angekoppelt sind. Die Rotman-Linse 266 empfängt Hochfrequenzsignale an einem oder mehreren der Eingangsanschlüsse 268a bis 268N. Die Hochfrequenzsignale werden zu den Eingangsanschlüssen 268 der Rotman-Linse über eine Reihe von Hochfrequenz-Speiseleitungen 270a bis 270N gegeben, welche eine Empfangsantenne 272 (6A) und insbesondere entsprechende einer Vielzahl von Empfangsantennenelementen 269 (6A) mit der Rotman-Linse 266 verbinden.
Die Antennenanordnung 250 enthält also eine Sendeantenne 262 und eine zugehörige Speiseschaltung sowie eine Empfangsantenne 272 mit einer zugehörigen Speiseschaltung. Die Sendeantenne 262 und die Empfangsantenne 272 sind vorzugsweise als gedruckte Antennenschaltungen ausgebildet, beispielsweise einer Art wie sie in der gleichzeitig anhängigen Patentanmeldung vom 21. November 1995 angegeben ist, welche die Anmeldenummer 08/561,513 aufweist und den Titel ANTENNA hat und auf den Zessionar der vorliegenden Erfindung übertragen ist, wobei auf diese Anmeldung hier in ihrer Gesamtheit Bezug genommen sei. Die Sendeantenne 262 und die Empfangantenne 272 sind vorzugsweise auf ein dielektrisches Substrat 273 gedruckt, welches mit einem Gehäuse 282 (6D) verbunden ist, das beispielsweise aus Aluminium oder einem geeigneten anderen Material ausgeführt sein kann, das eine ausreichende Festigkeit zur Abstützung des dielektrischen Materials hat, auf welches die Antenne gedruckt ist.
Es sei auf die 6B bis 6E Bezug genommen. Eine Antennenanordnung 250 des vorwärtsblickenden Sensors mit einer Länge L und einer Breite W sowie einer Höhe H enthält eine Befestigungsstruktur 282 mit der Sendeantenne 262 und der Empfangsantenne 272 sowie den damit gekoppelten zugehörigen Speiseschaltungen. In einer besonderen Ausführungsform hat der vorwärtsblickende Sensor 280 eine Breite W von etwa 4 Zoll, eine Höhe H von etwa 3,5 Zoll und eine Länge L von etwa 8,8 Zoll. Eine Abdeckung 283 überspannt dieser Sendeantenne 262 und die Empfangsantenne 273. Wie oben diskutiert können die Sende- und Empfangsspeiseschaltungen aus einer Reihe von Speiseleitungen 252, 264 gebildet sein, welche an die jeweiligen Rotman-Linsen 256 bzw. 266 angekoppelt sind.
Erste Enden der Speiseleitungen 264 sind an die Rotman-Linse 266 angekoppelt und zweite Enden der Speiseleitungen 264 sind mit einem einpoligen Vielstellungsschalter 284b verbunden. Der Schalter 284b koppelt ausgewählte aus der Vielzahl von Speiseleitungen 264 an einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 284a an. In einer bevorzugten Ausführungsform sind der spannungsgesteuerte Oszillator 284a und der Schalter 284b als monolithische integrierte Mikrowellenschaltungen (MMIC) ausgebildet.
In entsprechender Weise sind erste Enden der Speiseleitungen 252 mit der Rotman-Linse 256 verbunden und zweite Enden der Speiseleitungen 252 sind über einen einpoligen Vielstellungsschalter 286b an eine Empfängerschaltung 286a angekoppelt. In einer bevorzugten Ausführungsform sind der Schalter 286b und die Empfängerschaltung 286a als monolithische integrierte Mikrowellenschaltung ausgebildet. Die einpoli gen Vielstellungsschalter 284b und 286b dienen zur Auswahl bestimmter der Rotman-Linsen-Einspeisungspunkte, um auf diese Weise jeweilige Sendestrahlenbündel und Empfangsstrahlenbündel in eine bestimmte gewünschte Richtung zu lenken.
In der vorliegenden besonderen Ausführungsform sind die gedruckten Antennenschaltungen und Speiseschaltungsanordnungen in solcher Weise hergestellt oder in anderer Weise gebildet, daß sie, wie dargestellt, eine U-Form haben, und werden mit der Befestigungsstruktur 282 verbunden. Außerdem sind mit der Befestigungsstruktur 282 eine gedruckte Verdrahtungsplatte oder mehrere gedruckte Verdrahtungsplatten 290, 292 verbunden, auf welchen die Steuerschaltungen, die Linearisierungsschaltungen und andere Schaltungen angeordnet sind, wie oben in Verbindung mit den 2 bis 5 ausgeführt wurde. Die VCO-Elektronikschaltung 294 und eine Leistungsversorgung 296 sind ebenfalls mit der Befestigungsstruktur 282 in der dargestellten Weise verbunden, um eine kompakte bistatische, dual gespeiste Antennenanordnung 250 für den vorwärtsblickenden Sensor 280 zu verwirklichen. Die Anordnung des vorwärtsblickenden Sensors kann physikalisch und elektrisch mit einem Fahrzeug über einen Eingangs-/Ausgangsverbinder 298 gekoppelt werden.
Es sei auf 6C Bezug genommen. Teile der Abdeckung 283 und die Antenne 272 sind hier entfernt dargestellt, um eine erste Oberfläche der gedruckten Verdrahtungsplatte 290 sichtbar zu machen, auf welcher sich die oben erwähnten Steuerschaltungen, Linearisierungsschaltungen und andere Schaltungen befinden.
Es sei auf 7 Bezug genommen. Hier ist eine andere Ausführugsform einer bistatischen, dual gespeisten Antennenanordnung 300 gezeigt, welche Sende- und Empfangsantennen 302 bzw. 304, eine Rotman-Linse 306 und eine zugehörige Speiseschaltungsanordnung 308 enthält, die mit der Sendeantenne 302 gekoppelt ist. Die Antennenanordnung 300 enthält auch eine zweite Rotman-Linse und eine zugehörige Speiseschaltung (in dieser Darstellung nicht sichtbar). Bei dieser Ausführungsform sind die Empfangsantenne 302 und die Sendeantenne 304 Ende an Ende und nicht Seite an Seite angeordnet, wie dies für die Antennenanordnung 250 (6) gilt.
Es seien jetzt die 8 und 8a betrachtet. Ein vorwärtsblickender Sensor 310 enthält eine Antennenanordung, welche eine Mehrzahl von vorliegend vier Hauptstrahlungskeulen oder Antennenstrahlenbündel 312a bis 312d abstrahlt, welche allgemein mit 312 bezeichnet sind. Jeder der Mehrfachstrahlenbündel 312 hat eine räumliche Position derart, daß die Antennenstrahlenbündel 312a bis 312d einander an Punkten in dem Antennenstrahlungsmuster durchsetzen, welche der Strahlbreite halber Leistung des jeweiligen Antennenstrahlenbündels entspricht. Bei dieser Technik bestimmt ein Verarbeitungsvorgang, welcher von dem vorwärtsblickenden Sensor durchgeführt wird, die winkelmäßige Lage des Zielobjektes durch Feststellung, ob das Zielobjekt in nur einem Strahl (beispielsweise einem der Strahlenbündel 312a bis 312c) oder in gleicher Weise in zwei benachbarten Strahlenbündel (beispielsweise sowohl in dem Strahl 312a als auch in dem Strahl 312b) erscheint. Jedes der Strahlenbündel 312a bis 312d hat eine Strahlbreite halber Leistung entsprechend etwa 2,2 räumlichen Graden. Somit hat der vorwärtsblickende Sensor 310 ein Blickfeld von etwa 8,8 räumlichen Graden.
Diese Lösung gestattet eine zuverlässige Auflösung bezüglich des nächsten Objektes von Interesse in der Fahrbahn oder Fahrspur, welche durch den vorwärtsblickenden Sensor 310 belegt wird, bis zu einem Abstand von etwa 64 Metern. Aus Gründen die unten erläutert werden, ist jedoch der vorwärtsblickende Sensor jenseits eines Abstandes von 64 Metern nicht in der Lage, zuverlässig in Nachbarfahrbahnen befindliche Objekte aufzulösen. Diese Begrenzung der Fähigkeit des vorwärtsblickenden Sensor 310, zuverlässig Objekte in der Nachbarfahrspur in einer Entfernung jenseits 64 Metern aufzulösen, beruht auf dem Abstand der Antennenstrahlenbündel 312a bis 312d. 8 zeigt einen Zustand, bei welchem ein Fahrzeug, auf welchem der vorwärtsblickende Sensor 310 montiert ist, auf einer Straße mit drei Fahrspuren 311a, 311b, 311c fährt, welche allgemein mit 311 bezeichnet sind. Der vorwärtsblickende Sensor 310 bewegt sich auf der mittleren Fahrspur 311b. Der Antennenstrahl 312b trifft auf ein Motorrad 316, das auch auf der mittleren Fahrbahn 311b fährt (und so als ein auf dem Weg befindliches Fahrzeug zu bezeichnen ist). Ein zweites Fahrzeug 318, das auf der Fahrbahn 311a auf einer Seite neben dem Motorrad 316 fährt, wird durch den Anten nenstrahl 312a detektiert, und ein drittes Fahrzeug 320, das auf der Fahrbahn 311c auf der anderen Seite neben dem Motorrad 316 fährt wird durch den Antennenstrahl 312c detektiert. Da das Motorrad 316 und die Fahrzeuge 318, 320 in drei getrennten Strahlenbündeln 312a, 312b, 312c erscheinen, können das Motorrad 316 und die Fahrzeuge 318 und 320 korrekt als gesonderte und unterschiedliche Objekte bis zu einem Abstand von etwa 100 Metern unterschieden werden. Jenseits des Abstands von 100 Metern jedoch haben die Antennenstrahlen 312 eine Strahlbreite halber Leistung, welche größer als die Breite einer einzelnen Fahrbahn 311 ist. Es ist somit nicht möglich, in einfacher Weise Fahrzeuge über gesonderte Antennenstrahlen zu verfolgen.
Es sei nun auf 8A Bezug genommen. Aufgrund einer Änderung der Ausrichtung des vorwärtsblickenden Sensors 310 relativ zu den Fahrzeugen 216, 318 und 320 treffen die Antennenstrahlen 312a bis 312d auf die Fahrzeuge 316, 318 und 320 unter einem Winkel, der von demjenigen nach 8 verschieden ist. Somit erscheinen nun sämtliche Fahrzeuge 316, 318 und 320 in jedem von zwei benachbarten Strahlen. Beispielsweise erscheint das Motorrad 316 in den Antennenstrahlen 312b und 312c; das Fahrzeug 318 erscheint in den Antennenstrahlen 312a und 312b; das Fahrzeug 320 erscheint in den Antennenstrahlen 312c und 312d. Da das Fahrzeug 318 in dem Strahl 312b erscheint und das Fahrzeug 320 in dem Strahl 312c erscheint, scheint die reflektierte Energie, welche von dem vorwärtsblickenden Sensor 310 in den Strahlen 312b und 312c empfangen wird, von einem auf dem Weg befindlichen Fahrzeug herzurühren, d. h. einem Fahrzeug, das sich auf derselben Fahrspur bewegt wie der vorwärtsblickende Sensor 310. Dieser Zustand resultiert darin, daß der vorwärtsblickende Sensor 310 mit Wahrscheinlichkeit feststellt, daß ein Fahrzeug oder ein Gegenstand sich auf der Fahrspur des Fahrzeugs des vorwärtsblickenden Sensors befindet, unabhängig davon, ob das Motorrad 16 oder ein anderes auf der Fahrspur befindliches Objekt vorhanden ist oder nicht.
In einer Entfernung und von weniger als 64 Metern ist die Strahlbreite halber Leistung der Antenne des vorwärtsblickenden Sensor derart, daß zwei benachbarte Strahlen nicht eine Fahrbahnbreite übertreffen und daher kann das auf der Fahrbahn befindliche Fahrzeug unzweideutig unterschieden werden. Das bedeutet, wie in 8A gezeigt ist, daß irgendein Fahrzeug auf der Fahrbahn 311a nur in dem Strahlenbündel 312a erscheint und jedes Fahrzeug auf der Fahrspur 311c nur in dem Strahl 312d erscheint. Somit kann nur ein auf der Fahrspur befindliches Fahrzeug ein Echo in den beiden Antennenstrahlenbündeln 312b und 312c hervorbringen.
In einer bevorzugten Ausführungsform haben die Sendeantenne 262 und die Empfangsantenne 272, welche oben in Verbindung mit 8A diskutiert wurden, auch eine Strahlbreite halber Leistung ihrer Strahlen von etwa 2,2°. Die Sendeantenne 262 und die Empfangantenne 272 haben jedoch Strahlen, welche um einen Wert entsprechend etwa einer Hälfte der Strahlbreite halber Leistung beabstandet sind, im Unterschied zu einer Größe der Beabstandung entsprechend einer ganzen Strahlbreite der halben Leistung.
In 8B ist ein vorwärtsblickender Sensor 310 gezeigt, der ein Antennensystem aufweist, das 13 gesonderte Strahlenbündel 330a bis 330m liefert, die jeweils durch einen Abstand von etwa einer Hälfte der Strahlbreite halber Leistung beabstandet sind. In diesem Fall, in welchem die Strahlbreite halber Leistung etwa 2,2° entspricht, überlappen sich die Strahlenbündel mit etwa 1,1°. Das Blickfeld der Antenne entspricht somit etwa 15,4° wobei jeder Strahl in die Nachbarstrahlen an einem Punkt einkreuzt, welcher etwa 1 dB unter dem Punkt der Scheitelleistung des Antennenstrahls liegt.
Bei dieser Lösung erscheinen zwei auf benachbarten Fahrspuren bewegte Fahrzeuge nicht in denselben Strahlen als ein auf der Fahrspur befindliches Fahrzeug. Somit können Zweideutigkeiten, beispielsweise die Zweideutigkeit, die oben in Verbindung mit 8A beschrieben wurde, bei Entfernungen im Bereich von etwa 100 Metern vermieden werden.
Bei 13 Strahlbündeln erscheint ein Fahrzeug in jeder Fahrspur in mehreren Strahlen. Beispielsweise treffen die Strahlen 330b, 330c und 330d das Fahrzeug 318 auf der Fahrspur 311a, während die Strahlen 330f, 330g und 330h das Fahrzeug 316 auf der Fahrspur 311b treffen, und die Strahlen 330j, 330k und 3301 treffen auf das Fahr zeug 320 in der Fahrspur 311c. Es sei bemerkt, daß die obige unterschiedliche Kombination von Strahlenbündeln auf die Fahrzeuge 316, 318 und 320 treffen, wenn die Fahrzeuge von dem vorwärtsblickenden Sensor 310 einen Abstand von mehr oder weniger als 100 Metern haben. Wenn beispielsweise die Fahrzeuge 316, 318 und 320 von dem vorwärtsblickenden Sensor 310 einen Abstand von 64 Metern und nicht von 100 Metern haben, dann treffen auf die Fahrzeuge 316, 318 und 320 zusätzliche der Antennenstrahlen 330a bis 330m. In gleicher Weise treffen auf die Fahrzeuge 316, 318 und 320, wenn diese von den vorwärtsblickenden Sensor 310 einen Abstand von ca. 200 Metern und nicht von 100 Metern haben, dann weniger der Antennenstrahlen 330a bis 330m.
Unabhängig davon, welche Zahl von Antennenstrahlen 330a bis 330m, oder welche einzelnen der Antennenstrahlen 330a bis 330m, auf ein Fahrzeug treffen, muß der vorwärtsblickende Sensor die von der Antenne des vorwärtsblickenden Sensors empfangene Information verarbeiten, um Objekte im Blickfeld des vorwärtsblickenden Sensors 310 zu identifizieren und zu verfolgen. Wenn Fahrzeuge innerhalb des Blickfeldes des vorwärtsblickenden Sensors die Fahrbahnen wechseln, dann verarbeitet der vorwärtsblickende Sensor die Information, die aus den Antennenstrahlen 330a bis 330m empfangen wird, um richtig zu bestimmen, daß ein Fahrbahnwechsel aufgetreten ist, und nicht die Feststellung zu treffen, daß ein neues Objekt sich im Blickfeld des vorwärtsblickenden Sensors 310 gezeigt hat oder daß irgendeine andere Bedingung aufgetreten ist. Der vorwärtsblickende Sensor überwacht somit die aus den Antennenstrahlenbündel empfangenen Signale und verarbeitet die über die Strahlen empfangenen Signale, um Objekte im Blickfeld des vorwärtsblickenden Sensors zu erfassen, solche Objekte zu verfolgen und Bewegungen der Objekte innerhalb des Blickfeldes festzustellen.
Es sei bemerkt, daß bei Verwendung derselben Herstellungstechniken das Speisenetzwerk zur Erzeugung der 13 Strahlungsmuster eine Einfügungsverlustcharakteristik hat, welche größer ist als die Einfügungsverlustcharakteristik eines Speisenetzwerkes, welches ein Strahlmuster mit vier Strahlen erzeugt. Um daher die Systemempfindlichkeit aufrechtzuerhalten, muß ein Kompromiss zwischen der Einfügungsverlustcharakte ristik in dem Speisenetzwerk, der Einfügungsverlustcharakteristik in den Schaltern zur Auswahl eines aus der Vielzahl von Strahlen, sowie dem Antennegewinn getroffen werden.
Es sei nun auf die 9 und 9A Bezug genommen. Hier ist ein Diagramm gezeigt, in dem das Signalecho über den Frequenzfächern aufgetragen ist. Bei einer Antenne, die mit Sende- und Empfangsfrequenzen von etwa 77 GHz arbeitet und bei Verwendung einer durchschnittlichen Senderleistung typischerweise von etwa +10 dB, sowie bei einer Empfängerrauschzahl typischerweise von etwa 6 dB ist das Rücksignal aufgrund einer Senderleckage sowie das Rücksignal von einem Objekt mit einem Querschnitt von annähernd 100 qm in einer Entfernung von etwa 50 Metern gezeigt. Außerdem ist eine Detektierungsschwelle dargestellt, über welche die Radarechos ansteigen müssen, um von dem vorwärtsblickenden Sensor erfaßt zu werden.
In 10, auf welche nun Bezug genommen wird, ist ein Flußdiagramm eines Verfahrens gezeigt, das durch den Prozessor 60 von 2 durchgeführt wird, um ein primäres Zielobjekt in dem Blickfeld des vorwärtsblickenden Sensors 10 zu detektieren und zu verfolgen. Der Vorgang beginnt in dem Schritt 350, worauf in dem Schritt 352 bestimmt wird, ob sich der vorwärtsblickende Sensor 10 in einem Wartemodus seines Betriebs befindet. Der Stand-by-Modus oder Wartemodus ist eine Betriebsart, bei welcher der vorwärtsblickende Sensor 10 eingeschaltet ist, jedoch durch einen Fahrer des Fahrzeugs nicht aktiviert ist. Während des Wartemodus werden diagnostische Tests periodisch durchgeführt. Wenn sich der vowärtsblickende Sensor 10 im Wartemodus befindet, dann werden in dem Schritt 354 die diagnostischen Tests durchgeführt und die Ergebnisse zu dem Fahrzeug 40 gemeldet. Danach wird der Vorgang in dem Schritt 352 beginnend wiederholt, wie dies gezeigt ist.
Wenn alternativ sich der vorwärtsblickende Sensor nicht im Wartemodus befindet, dann schreitet die Verarbeitung zu dem Schritt 355 fort, in welchem der vorwärtsblickende Sensor sich in einem Erfassungsmodus seines Betriebes befindet, in dem Zielobjektdaten gesammelt und verarbeitet werden. In dem Erfassungsmodus werden die Hochfrequenzsignale empfangen, nach abwärts umgesetzt und getastet, um einen Strom von Bits oder digitalen Signaltastungen zu erhalten. Der digitale Signalprozessor 60 (2) führt eine Transformation, beispielsweise eine Fourier-Transformation (FFT) mit den Signalen durch und speichert die Ergebnisse in eine Vielzahl von Frequenzfächern. Eines der Frequenzfächer enthält Signale, welche stationäres Rauschecho repräsentieren, und die Verarbeitung schreitet zu dem Schritt 356 fort, in welchem stationäres Rauschecho in dem Blickfeld des vorwärtsblickenden Sensors 10 gekennzeichnet wird. Danach werden in dem Schritt 358 die Daten, die aus dem Bereich innerhalb des Blickfeldes des vorwärtsblickenden Sensors eingesammelt wurden, editiert, worauf folgend gültige Zielobjekte in dem Schritt 360 identifiziert und verfolgt werden. Genauer gesagt, ein gültiges Zielobjekt wird basierend auf bestimmten Grenzwerten bezüglich Entfernung und relativer Geschwindigkeit definiert. Die Verarbeitungsschritte 355, 356, 358 und 360 können kollektiv als das Erfassen und Verfolgen von Zielobjekten bezeichnet werden. Daten können in einer Vielfalt verschiedener Art und Weise editiert werden, beispielsweise durch Vergleichen der Daten mit vorbestimmten Kritierien und Unbeachtetlassen von Datenproben, welche die Kritierien nicht erfüllen.
Man benötigt weniger als 12 Millisekunden zum Sammeln, Verarbeiten und Darstellen der Daten, die an jeder Strahlposition gemessen werden. Für ein System mit 13 Strahlen beträgt die Datenlatenz (d. h., die Zeit zwischen den Radar-Aktualisierungen) weniger als 84 Millisekunden für ein Zielobjekt, das gegenwärtig verfolgt wird. Für ein neuerlich detektiertes Zielobjekt ist die Latenz weniger als 168 Millisekunden, da Objekte, welche in das Blickfeld des vorwärtsblickenden Sensors eintreten, zwei Verweilzeiten bei jeder Strahlposition benötigen, um die Gültigkeit festzustellen und eine Verfolgungsdatei einzurichten.
In dem Schritt 362 wird der Weg des Fahrzeuges, auf welchem der vorwärtsblickende Sensor 10 montiert ist, vorhergesagt. Sobald der vorwärtsblickende Sensor 310 ein Fahrzeug erfaßt, wird der Weg des erfaßten Fahrzeugs durch Verarbeiten der zugehörigen Radar-Bahndaten mit den Fahrzeuggiergeschwindigkeitsdaten, straßenseitigen Rauschechodaten und Daten vorhergesagt, durch welche der Weg des erfaßten Fahr zeugs mit den Wegen anderer Fahrzeuge innerhalb des Feldes des vorwärtsblickenden Sensors verglichen wird. Es ist auch möglich ein, GPS-System zur Errechnen der Position des Fahrzeugs zu verwenden auf welchem der vorwärtsblickende Sensor montiert ist, wobei Information bezüglich der Position des den vorwärtsblickenden Sensor tragenden Fahrzeugs und Details über den Fahrbahnweg, die absolute Lage des Trägerfahrzeugs des vorwärtsblickenden Sensors und die vorhergesagten Wege präzise bestimmt werden können.
Das Prüfstrahlenbündel 66n der Empfangsantenne 56 (2) des vorwärtsblickenden Sensors 10 weist in Richtung nach aufwärts oder blickt nach oben. Wenn das Signal, das über den Prüfstrahl kommt, konstant bleibt oder stärker wird, dann ist festzustellen, daß sich das Fahrzeug einer Brücke nähert. Hügel und anderes Gelände, auf welchen der vorwärtsblickende Sensor 10 eine wesentliche Neigung erfährt, werden aus den Echosignalen vorhergesagt, die im Zentrumsstrahlenbündel oder einem anderen Strahlenbündel der Empfangsantenne 56 detektiert werden oder können von anderen Sensoren auf dem Fahrzeug, beispielsweise einem Gyroskop, abgeleitet werden.
In dem darauffolgenden Schritt 364 wird eines der verfolgten Zielobjekte als das primäre oder Leitobjekt basierend auf vorbestimmten Kriterien bezeichnet. In der erläuternden Ausführungsform wird das primäre Zielobjekt als dasjenige definiert, das den geringsten Abstand aufweist und sich auf derselben Spur befindet, wie das Fahrzeug, auf welchem der vorwärtsblickende Sensor montiert ist. Wenn keines der verfolgten Zielobjekte diese Kriterien erfüllt, dann gibt es kein primäres Zielobjekt und das Fahrzeug behält die eingestellte Reisegeschwindigkeit bei.
Im darauffolgenden Schritt 366 wird das beobachtete Blickfeld als Funktion der Lage des primären Zielobjektes reduziert und die Daten des reduzierten Blickfeldes werden editiert. In dem Schritt 368 wird das primäre Zielobjekt innerhalb des reduzierten Blickfeldes verfolgt. Das Datenverarbeiten im reduzierten Blickfeld durch die Schritte 366 und 368 gestattet es dem vorwärtsblickenden Sensor 10 in vorteilhafter Weise, wirkungsvoller und häufig den Fortschritt des primären Zielobjektes zu überwa chen, während die Bewegung anderer verfolgter Zielobjekte weniger häufig überwacht wird.
In dem Schritt 370 liefert der vorwärtsblickende Sensor 10 die Ausgangssignale entsprechend Entfernung, Entfernungsrate oder Geschwindigkeit und entsprechend Azimut an das Fahrzeug 40. Diese Information kann durch die Längssteuereinheit des Fahrzeugs dazu verwendet werden, Aspekte des Fahrzeugbetriebs, beispielsweise ein Abbremsen, zu steuern und kann für den Fahrer in vielerlei Form sichtbar gemacht werden. Danach kann der Vorgang beginnend bei dem Schritt 352, wie dargestellt, wiederholt werden oder kann beendet werden.
Wie in 11 gezeigt, ist in einem Fahrzeug 390 ein vorwärtsblickender Sensor 392 montiert. An einem Teil des Fahrzeugs 390 in der Nähe des vorwärtsblickenden Sensors 392 haften Fremdkörper wie Schmutz, Eis, Schnee, Schlamm oder anderes Material. Wie dargestellt erscheinen die Fremdkörper in der Antennenapertur oder auf dem Weg der Antennenstrahlenbündel, welche von dem vorwärtsblickenden Sensor 392 erzeugt werden. Ein Hindernis vor einer Antenne kann die Ausleuchtung der Apertur und das Antennenstrahlungsmuster verändern. Ein solches Hindernis wird als eine Antennenblockierung bezeichnet und die Erscheinung kann als Antenneblockierung, Blockierung der Apertur oder Abschattung bezeichnet werden. Eine Blockade der Apertur verschlechtert die Arbeitsqualität einer Antenne durch Herabsetzen des Antennengewinns, Erhöhen des Pegels der Antennenseitenstrahlungskeulen und Einführung von Nullstellen im Antennenstrahlungsmuster. Wenn also die Fremdkörper 394 sich aus Material zusammensetzen, welches in hohem Maße die elektromagnetischen Signale abdämpft, welche durch den vorwärtsblickenden Sensor 392 erzeugt werden, dann wird die Arbeitsqualität des vorwärtsblickenden Sensors schwerwiegend verschlechtert. Es ist daher wünschenswert, die Existenz solches Materials oder solcher Fremdkörper auf dem Fahrzeug festzustellen.
Wie oben in Verbindung mit den 6 bis 6E beschrieben, enthält der vorwärtsblickende Sensor eine bistatische Antenne mit zwei benachbart angeordneten An tennen (beispielsweise die Antennen 262 und 272 von 6A). Sind die Antennen so angeordnet, dann wird ein Teil der elektromagnetischen Energie, die von einer ersten der Antennen ausgesendet wird (beispielsweise von der Sendeantenne 262) absorbiert oder durch die zweite Antenne (beispielsweise die Empfangsantenne 272) empfangen. Der so empfangene Teil des elektromagnetischen Signales wird als ein Lecksignal bezeichnet.
Lecksignale sind charakteristisch bei bistatischen Antennensystemen, in welchen die beiden Antennen nahe beieinander sind. Im Idealfall wird die Isolation zwischen der Sendeantenne und der Empfangsantenne ausreichend stark gemacht, so daß das Senderlecksignal, welches an dem Empfänger über die Kopplung zwischen der Sendeantenne und der Empfangsantenne ankommt auf, einen vernachlässigbaren Pegel reduziert wird. Die Empfindlichkeit des vorwärtsblickenden Sensors kann durch die Störung begrenzt sein, welche das Sendesignal begleitet, das in den Empfänger hinüberleckt. In herkömmlichen Systemen ist somit ein solches Lecksignal unerwünscht und würde herausgefiltert oder in anderer Weise vermindert oder entfernt, bevor eine Verarbeitung der nicht auf Leckage beruhenden Signale erfolgt, welche durch die Sendenantenne empfangen werden.
Im vorliegenden Fall jedoch wird das Lecksignal, anstatt es herauszufiltern oder in anderer Weise zu entfernen oder den Signalpegel des Lecksignales zu reduzieren, dazu verwendet eine Antennenblockade zu detektieren. Das bedeutet, die Gegenwart von Fremdkörpern wie Eis, Schlamm, Salz auf dem Weg des ausgesendeten Signales resultiert darin, daß das Lecksignal einen ungewöhnlichen hohen Signalpegel hat, wenn es durch die Empfangsantenne aufgenommen wird. Ein solches Lecksignal erscheint in einem bestimmten der Frequenzfächer des Signalprozessors des vorwärtsblickenden Sensors. Im einzelnen erscheinen die Lecksignalechos, da das Lecksignal nicht irgendeine wesentliche Frequenzverschiebung erleidet, in dem sogenannten Nulldoppler-Frequenzfach. Wenn also das in diesen Frequenzfächern erscheinende Signal einen vorbestimmten Schwellwertpegel überschreitet, so bildet dies eine Anzeige dafür, das Fremdkörper beispielsweise Fremdkörper 394, eine wirksame Übertragung der elektromagne tischen Energie von und zu dem vorwärtsblickenden Sensor 392 behindern. Als ein Beispiel sei angegeben, daß der vorbestimmte Schwellwertpegel in der Größenordnung von zwei dB über einem erwarteten Signalpegel des Lecksignales liegt. Die Fachleute auf diesem Gebiet erkennen natürlich, daß andere Schwellwertpegel auch verwendbar sind. Der Schwellwertpegel im einzelnen, der zu verwenden ist, kann in Entsprechung mit einer Vielfalt von Faktoren gewählt werden, welche, ohne das eine Beschränkung hierauf in Betracht kommt, die Empfängerempfindlichkeit, die Senderleistung, der Wirkungsgrad der Sendeantenne und der Empfangsantenne und dergleichen umfassen.

Claims

Vorwärtsblickender Sensor (FLS) für Kraftfahrzeuge, welcher folgendes enthält: (a) einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) (70) mit einem Eingangsanschluß (72), welchem ein VCO-Steuersignal zugeführt wird, und einem Ausgangsanschluß, an welchem ein Hochfrequenzsendesignal zur Ankopplung an eine Sendeantenne (52) dargeboten wird; und (b) eine lineare Steuerschaltung mit einem ersten Eingangsanschluß (92), an welchen ein Rückkopplungssignal proportional zur Frequenz des Hochfrequenzsendesignals angekoppelt wird, mit einem zweiten Eingangsanschluß (98), an welchen ein festes Frequenzbezugssignal angekoppelt wird, und mit einem Ausgangsanschluß (108), an welchem ein Fehlersignal proportional zu einer Phasendifferenz und/oder einer Frequenzdifferenz zwischen dem Rückkopplungssignal und dem festen Frequenzbezugssignal dargeboten wird, wobei das VCO-Steuersignal eine Funktion des Fehlersignals ist, und wobei die lineare Steuerschaltung folgendes enthält: (i) einen Frequenzteiler (104), der auf das Rückkopplungssignal und ein Teiler-Steuersignal anspricht, um die Frequenz des Rückkopplungssignals mit einem vorbestimmten Wert (N), welcher durch das Teiler-Steuersignal vorgegeben wird, zu teilen, um ein frequenzgeteiltes Signal zu erzeugen; und (ii) einen Mischer (96), welcher einen ersten Eingangsanschluß (106), an welchen das frequenzgeteilte Signal angekoppelt wird, ferner einen zweiten Anschluß (98), an welchen das feste Frequenzbezugssignal angekoppelt wird, und einen Ausgangsanschluß (108) aufweist, an welchem das Fehlersignal dargeboten wird; wobei der vorwärtsblickende Sensor (FLS) weiter folgendes enthält: (i) einen digitalen Signalprozessor (DSP) (60) zur Erzeugung einer Mehrzahl von Befehlssignalen, welche einen Betriebsmodus des vorwärtsblickenden Sensors (FLS) anzeigen; (ii) einen Zähler (100), der auf die Mehrzahl von Befehlssignalen von dem digitalen Signalprozessor (DSP) anspricht, um das Teiler-Steuersignal zur Ankopplung an den Frequenzteiler (104) zu erzeugen, wobei das VCO-Steuersignal einen Aufwärtsrampenabschnitt und Abwärtsrampenabschnitt aufweist; und (iii) Mittel (140, 94) zum Betreiben des Zähler (100) mit einer festen Zählrate, wobei der Aufwärtsrampenabschnitt und der Abwärtsrampenabschnitt im wesentlichen lineare Steigungen besitzen.
Vorwärtsblickender Sensor nach Anspruch 1, welcher weiter ein Filter (110) enthält, das zwischen den Ausgangsanschluß der Steuerschaltung und den Eingangsanschluß (72) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) (70) gelegt ist, um das Fehlersignal zu filtern, um das VCO-Steuersignal zu bilden.
Vorwärtsblickender Sensor nach Anspruch 1, welcher weiter einen Koppler (82) enthält, der auf das Hochfrequenzsendesignal anspricht, um das Rückkopplungssignal für die Steuerschaltung zu bilden.
Vorwärtsblickender Sensor nach Anspruch 3, welcher weiter einen Abwärtsumsetzer (84, 86) enthält, der zwischen den Koppler (82) und den ersten Eingangsanschluß (92) der Steuerschaltung gelegt ist, um die Frequenz des Hochfrequenzsendesignales auf eine tiefere Zwischenfrequenz herabzusetzen, um das Rückkopplungssignal zu bilden.