DE69233017T2

DE69233017T2 - Quadraturmodulationsschaltung

Info

Publication number: DE69233017T2
Application number: DE69233017T
Authority: DE
Inventors: Yasushi 8-chome Iwane
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1991-01-11
Filing date: 1992-01-13
Publication date: 2004-03-25
Anticipated expiration: 2012-01-14
Also published as: EP0494696A3; DE69233017D1; EP0494696B1; US5285479A; EP0776110A3; DE69228839T2; EP0494696A2; NO914514L; DE69228839D1; EP0776110B1; JPH04239245A; JP2968350B2; NO914514D0; EP0776110A2

Description

Die Erfindung betrifft ein ROM-Tiefpaßfilter und eine Quadraturmodulationsschaltung. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine Quadraturmodulationsschaltung, die eine Basisband-Wellenumformschaltung aufweist, die zur digitalen Modulation, wie etwa zur Vierphasenumtastungsmodulation (QPSK) dient, wobei das Frequenzband durch das digitale Übertragungssystem begrenzt ist.
8 ist ein Blockschaltbild einer herkömmlichen Quadraturmodulationsschaltung. In 8 sind ein gleichphasiges Kanalsignal 1i (I-ch) und ein Quadraturphasensignal 1q (Q-ch) nicht auf Null zurückkehrende oder sogenannte NRZ-Eingangssignale. Tiefpaßfilter (ROM-LPF) 2i und 2q sind jeweils Festwertspeicher (ROM), die als Bandbegrenzungsfilter für I-ch und Q-ch wirken. Digital-Analog-Wandler (D/A-Wandler) 3i und 3q wandeln die Digitalsignale, die von den ROM-LPF 2i und 2q empfangen werden, in Analogsignale um.
Analogfilter 4i und 4q unterdrücken die Treppeneffekte, die von den D/A-Wandlern 3i und 3q empfangen werden. Eine Quadraturmodulationsschaltung 5, die einen Phasenschieber 51, Multiplizierer 52 und einen Addierer 54 aufweist, moduliert einen Träger orthogonal mit den Ausgangssignalen der Analogfilter 4i und 4q. Ein Oszillator 6 liefert das Modulationsträgersignal an die Quadraturmodulationsschaltung 5.
9 zeigt ein Blockschaltbild der Tiefpaßfilter (ROM-LPF) 2i und 2q in B. In 9 entspricht ein Eingangssignal 1 dem gleichphasigen Kanalsignal 1i (I-ch) und dem Quadraturkanalsignal 1q (Q-ch). Ein n-Stufen-Schieberegister 21 verschiebt das Eingangssignal sequentiell. Ein Oszillator 22 erzeugt ein Taktsignal entsprechend der Abtastsequenz entsprechend der ROM-LPF 2i und 2q. Ein ROM 24 speichert die resultierenden Daten der Wellenform von dem Filter.
10 zeigt ein weiteres Blockschaltbild der Tiefpaßfilter (ROM-LPF) 2i und 2q in 8. Ein paar von n/2-Schritt-Schieberegistern 211 und 212 verschiebt die erste Halbperiode des Eingangssignals bzw. die Halbperiode des Eingangssignals. ROMs 241 und 242 speichern die verschiedenen Wellenformen. Ein Addierer 25 addiert die von den ROMs 241 und 242 empfangenen Werte.
Die Arbeitsweise des obigen Standes der Technik wird nachstehend erläutert. Bei der Digitalmodulation, wie etwa bei der QPSK, ist, da die Frequenzkomponente sich über einen großen Bereich ausbreitet, die Frequenz des modulierten Ausgangssignals durch ein Bandbegrenzungsfilter begrenzt. Ein QPSK-Signal S(t), das in der Basisbandfrequenz begrenzt ist, läßt sich mit der nachstehenden Gleichung (1) ausdrücken.
wobei folgendes gilt:
ω_c = eine Trägerfrequenz
I_k und Q_k = Digitalsignale von I-ch und Q-ch, die den Wert von +1 oder –1 haben, und
h(t) = Impulsantwort des Bandbegrenzungsfilters.
Ein Nyquist-Filter, das eine Charakteristik mit einem Abfall mit hochgezogenem Kosinus hat, wird als Bandbegrenzungsfilter verwendet.
Der Betrieb der Schaltung in 8 wird unter Bezugnahme auf die Gleichung (1) erläutert. Ein gleichphasiges Kanalsignal 1i (I-ch) und ein Quadratursignal 1q (Q-ch) werden den Tiefpaßfiltern (ROM-LPF) 2i bzw. 2q als NRZ-Signal I_k und Q_k zugeführt. Die Eingangssignale I_k und Q_k werden gefaltet, um Impulsantworten in den Tiefpaßfiltern (ROM-LPF) 2i bzw. 2q zu bilden. Geglättete Wellenformen I(t) und Q(t) werden als abgetastete und quantisierte numerische Daten von den Tiefpaßfiltern (ROM LPF) 2i bzw. 2q abgegeben.
Diese Ausgangsdaten werden in die D/A-Wandler 3i bzw. 3q eingegeben und in Analogsignale umgewandelt. Die Analogfilter 4i und 4q glätten die in die Analogsignale umgewandelten Stufendaten, unterdrücken die im Abtastvorgang erzeugten Verfälschungen, und die Ausgangssignale I(t) und Q(t) werden in den Quadraturmodulator 5 eingegeben. In dem Quadraturmodulator 5 wird das in dem Generator 6 erzeugte Trägersignal auf zwei Quadratursignale –sin ω_c und cos ω_c, das unter Verwendung eines Schiebers 51 um 90° verschoben wird, verteilt.
Diese beiden Trägersignale werden an Multiplizierer 52 und 53 geführt und mit den Ausgangssignalen I(t) und Q(t) multipliziert, die von den Analogfiltern 4i bzw. 4q empfangen werden. Die beiden Ausgangssignale der Multiplizierer 52 und 53 werden in einem Addierer 54 addiert und als Modulationswellenform S(t), abgegeben.
Der Betrieb der ROM-LPF 2i und 2q wird unter Bezugnahme auf die 9 und 11 erläutert. Der Betrieb des LPF kann als Faltung des Eingangssignals und als Impulsantwort des LPF angesehen werden. Daher werden sie als zweite und dritte Gleichung in der Gleichung (1) geschrieben.
11 zeigt das Faltungsresultat der Gleichung (1). In 11 zeigt das Bezugszeichen 7 die Eingangsimpulsreihe (I_k oder Q_k). Der nach oben weisende Pfeil zeigt „1" an, und der nach unten weisende Pfeil zeigt „0". Das Bezugszeichen 8 bezeichnet eine Impulsantwortwellenform [I_k·h(t – kT) oder Q_k·h(t – kT)] des LPF für jeden Eingangsimpuls 7. Diese Impulsantwortwellenform [I_k·h(t – kT) oder Q_k·h(t – kT)] sind als gestrichelte Linien gezeigt. 9 ist eine Filterausgangswellenform [I(t) oder Q(t)], in der alle Impulsantwortwellenformen addiert sind. Die Filterausgangswellenform [I(t) oder Q(t)] ist mit ausgezogenen Linien gezeigt.
Der Bereich k von Σ ist k = –∞ bis ∞. Wie aus jeder Impulsantwortwellenform 8 in 11 leicht ersichtlich ist, wird der Wert der Impulsantwort vernachlässigbar klein, wenn |k| sehr groß ist. Daher kann die Impulsantwort innerhalb des endlichen Bereichs begrenzt werden. Bei diesem Beispiel werden 5 Symbole vor und 5 Symbole nach einem bestimmten Symbol (insgesamt gibt es 10 Symbole) verwendet, um die Faltung der Impulsantwort zu errechnen. In diesem Fall wird die Impulsantwortwellenform zwischen dem „5" Symbol und dem „6" Symbol, die in ausgezogenen Linien gezeigt ist, unter Anwendung von 10 Symbolen errechnet, die in 11 gezeigt sind.
Wenn die Faltung aus der endlichen Impulsantwort errechnet wird, dann wird die Filterausgangswellenform I(t) oder Q(t) als Summierung aller Impulsantwortenwellenform, die allen 10 Symbolen entsprechen, erhalten. Das heißt, die Impulsantwortwellenform zwischen den Symbolen „5" und „6" wird aus nur 10 Symbolen von „1" bis „10" Symbolen errechnet.
9 zeigt ein ROM-LPF, das den ROM 24 zum Speichern der oben beschriebenen Wellenformen aufweist. In 9 werden die Digitalsignale I_k oder Q_k (Eingangssignal 1) in das n-Stufen-Schieberegister 21 eingegeben. Das Schieberegister 21 verschiebt die Eingangsdaten (das Symbol) sequentiell und speichert die neuesten n Symbole und gibt diese n Symbole an die Adresse des ROM 24 ab. Bei dieser Ausführungsform ist, da 10 Symbole verwendet werden, n gleich 10.
Alle Kombinationswellenformen von n Symbolen werden vorher errechnet und in dem ROM 24 gespeichert. In diesem Fall kann die Wellenform nicht kontinuierlich auf der Zeitachse verarbeitet werden. Daher werden die Wellenformen zwischen zwei Symbolen zu dem Zeitpunkt 2^m abgetastet, und die quantisierten Daten werden in dem ROM 24 gespeichert. Die m Bits, die aus dem 2^m Binärzähler 23 abgegeben werden, der mit dem vom Oszillator 22 empfangenen Abtasttakt wirksam ist, werden in den ROM 24 ebenso wie die vom Schieberegister 21 empfangenen n Symbole eingegeben. Das ROM-LPF in 9 wirkt als LPF durch die Wahl der Ausgangswellenform, die in dem ROM 24 zu einem Zeitpunkt entsprechend die Adressinformation gespeichert ist, die aus n Symboldaten aufgebaut ist, die vom Schieberegister 21 empfangen werden, und durch aufeinanderfolgendes Lesen der 2^m Abtastzahl zwischen den beiden Symbolen, die entsprechend dem Ausgangswert des Zähler 23 gewählt wird.
Die Kapazität des ROM 24 ist durch die genannten Symboldaten n und die Abtastzahl 2^m zwischen den beiden Symbolen bestimmt. Da I_k und Q_k jeweils durch ein Bit ausgedrückt werden, hat beispielsweise im Fall der QPSK, wenn n = 10 und m = 3, die erforderliche Kapazität des ROM 24 den Wert 2^(n+m) = 2¹³ = 8 K Wörter jeweils für jeden I-ch-ROM und Q-ch-ROM. Wenn ferner n größer wird, um den Abstreichfehler der Impulsantwort kleiner zu machen, so nimmt die Kapazität des ROM exponentiell zu.
10 ist ein Blockschaltbild, der Konfiguration der ROM-LPF 2i und 2q, mit der es möglich ist, die erforderliche Kapazität des ROM 24 von 9 zu verringern. In 10 ist der Betrieb des Tiefpaßfilters modifiziert und durch die Gleichung (2) ausgedrückt, die wie folgt aus der zweiten und dritten Gleichung von Gleichung (1) eingeführt wird.
In der Gleichung (2) liegt der Bereich der Impulsantwort zwischen endlichen n Symbolen.
Die Arbeitsweise von 10 wird unter Bezugnahme auf 12 und die Gleichung (2) erläutert. Die Filterausgangswellenform wird als Summierung der Filterausgangswellenform betrachtet, die in den 12(a) und 12(b) gezeigt ist. Dabei bezeichnet die Wellenform von 12(a) den ersten Term auf der rechten Seite der Gleichung (2), und 12(b) bezeichnet den zweiten Term auf der rechten Seite der Gleichung (2). Die Bezugszeichen 71 bis 91 und 72 bis 92 in 12 entsprechen den Ziffern 7 bis 9 in 11.
Die in den 12(a) und 12(b) gezeigten Wellenformen werden in einem ROM 241 bzw. 242 von 10 auf die gleiche Weise wie in dem ROM 24 in 9 gespeichert. Alle n/2-Daten von den Schieberegistern 211 und 212 und m Bit Daten von dem Zähler 23 werden in die ROM 241 bzw. 242 eingeführt und die entsprechenden Daten werden aus dem ROM 241 bzw. 242 ausgelesen. Die beiden Ausgangsdaten von dem ROM 241 werden in einem Addierer 25 addiert.
Dabei ist der Rom 241 wirksam, um den ersten Term auf der rechten Seite der Gleichung (2) errechnen, der ROM 241 ist wirksam, um den zweiten Term auf der rechten Seite der Gleichung (2) zu errechnen, und der Addierer 25 errechnet die Addition der rechten Seite der Gleichung (2).
Die eingegebenen n Daten werden in zwei Teile geteilt und die Hälfte der n/2 Daten (k = –n/2 bis –1) wird in dem n/2-Stufen-Schieberegister 211 gespeichert, und die zweite Hälfte n/2 Daten (k = 0 bis n/2 – 1) wird in dem n/2-Stufen-Schieberegister 212 gespeichert. Die Adressdaten von dem Schieberegister 211 werden an den ROM 241 abgegeben und die Adressdaten von dem Schieberegister 212 werden an den ROM 242 abgegeben. Die von dem Zähler 23 abgegebenen m Bits werden in beide ROMs 241 und 242 eingegeben. Die Operation der abgegebenen m Bits ist die gleiche wie die, die in 9 erläutert worden ist.
Die Kapazität der ROMs 241 und 242 in 10 wird wie folgt errechnet. Wenn beispielsweise n = 10 und m = 3, dann hat die Kapazität beider ROMs den Wert 2^(n/2+m) × 2 = 2⁸ × 2 = 512 Wörter. Im Falle von 16 QAM, 8PSK und π/4-verschobener DQPSK hat die Kapazität des ROM den Wert 2^(2×n/2+m) × 2 = 2¹³ × 2 = 16 K Wörter.
Wie oben erörtert, wird die Kapazität des ROM in 10 kleiner als die in 9. Aber die Kapazität der ROMs 241 und 242 nimmt immer noch einen beträchtlichen Speicherplatz in der Quadraturmodulationsschaltung von 8 ein. Es ist außerdem notwendig, zwei Sets des gleichen ROM in der Quadraturmodulationsschaltung für jeden von I-ch und Q-ch vorzusehen.
Es gibt einen Stand der Technik, wie beispielsweise die JP-OS 63-77246/1988, die eine solche Quadraturmodulation beschreibt.
Wenn die herkömmliche Quadraturmodulation wie vorstehend erörtert aufgebaut ist, dann ist es erforderlich, ein ROM-LPF 2i und ein ROM-LPF 2q mit großer Kapazität für jeden von I-ch und Q-ch vorzusehen.
Die US-A-4 953 184 gibt ein komplexes digitales Bandpaßfilter an. Die digitalen Eingangsdaten werden zwischengespeichert, um eine reelle Komponente und ein komplexe Komponente zu bilden, wobei die Koeffizienten der komplexen Komponente in der komplexen Ebene symmetrisch sind. Diese Symmetrie wird verwendet, um die Kapazität des ROM zu reduzieren.
Die US-A 4 680 556 beschreibt eine digitale Modulationsvorrichtung, wobei die P-Kanal-Eingangsdaten und Q-Kanal-Eingangsdaten mit einer Frequenz abgetastet werden, die das Vierfache der modulierten Trägerfrequenz ist, und dann in einem ROM gespeichert. Die P-Kanal-Daten und Q-Kanal-Daten werden alterrnierend aus dem ROM mit einer Frequenz ausgelesen, die gleich der halben Abtastfrequenz ist, woraufhin die Signale einer Digital-Analog-Umwandlung unterzogen wird.
In der Veröffentlichung Patent Abstracts of Japan, Band 012, Nr. 310 (E-648) vom 23. August 1988 ist eine digitale Phasenmodulationsschaltung beschrieben, wobei eine Phaseninversion durchgeführt wird und die gewünschte Phasenmodulationswelle erhalten wird, indem man ein digitales Eingangssignal empfängt, eine Bandbegrenzung mit einem LTF vornimmt, sowie eine EXKLUSIV-ODER-Verknüpfung mit einem Ausgangspolaritätsbit und einem Ausgangssignal von einem Oszillator vornimmt. Diese Schaltung weist ein Tiefpaßfilter und einen ROM auf, der an die Ausgänge des Tiefpaßfilters angeschlossen ist.
In der US-A 4 686 688 ist eine Anordnung beschrieben, um ein winkelmoduliertes Trägersignal mit einer konstanten Amplitude in Abhängigkeit von Datensignalen zu erzeugen.
In der EP-A-0 398 590 ist ein Modulator beschrieben, um zwei digitale Signale von einem I-Kanal und einem Q-Kanal im Basisband in Analogsignale umzuwandeln und um eine Komponente der Signale umzuwandeln, so daß eine orthogonal modulierte Welle erzeugt wird.
Es ist eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Quadraturmodulationsschaltung anzugeben, die zum Betrieb als Filter ROMs mit kleiner Kapazität benötigt.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Verringerung der Hardware-Größe im Vergleich mit der bekannten Quadraturmodulationsschaltung, die ROMs zum Betrieb als Filter besitzt.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, die Größe des ROM zu reduzieren, indem man die Amplitudensymmetrie der Wellenform ausnutzt.
Noch eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, die Größe des ROM zu reduzieren, indem man die Symmetrie der Wellenform auf der Zeitachse verwendet.
Diese Aufgaben werden gelöst mit einem ROM-Tiefpaßfilter gemäß Anspruch 1 bzw. Anspruch 3, sowie einer Quadraturmodulationsschaltung gemäß Anspruch 4.
1 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform einer Quadraturmodulationsschaltung der vorliegenden Erfindung;
2 zeigt ein Blockschaltbild eines Aufbaus eines ROM-LPF der Ausführungsform gemäß 1;
3 zeigt die symmetrische Signalwellenform auf der Zeitachse;
4 zeigt die symmetrischen Signalwellenform, ausgedrückt als Amplitude;
5 zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Quadraturmodulationsschaltung der vorliegenden Erfindung;
6 zeigt ein Blockschaltbild einer dritten Ausführung einer Quadraturmodulationsschaltung der vorliegenden Erfindung;
7 zeigt ein Blockschaltbild eines Aufbaus des ROM-LPF gemäß 6;
7b zeigt ein Blockschaltbild eines anderen Aufbaus des ROM-LPF gemäß 6;
8 zeigt ein Blockschaltbild einer herkömmlichen Quadraturmodulationsschaltung;
9 zeigt ein Blockschaltbild eines Aufbaus eines ROM-LFP gemäß 8;
10 zeigt ein Blockschaltbild eines anderen Aufbaus eines ROM-LPF gemäß 8;
11 zeigt die Wellenform des ROM gemäß 9;
12 zeigt die Wellenform des ROM gemäß 10; und
13 zeigt ein Zeitdiagramm, das Wellenformen für einige Punkte von 2 angibt.
1 zeigt eine erste Ausführungsform gemäß der Erfindung. In 1 sind die Signale 1i und 1q Signale von I-ch bzw. Q-ch. Ein Selektor 10 schaltet die Eingangssignale 1i und 1q zu einem ROM 20 mit einem Zeitmultiplexverfahren um. Ein ROM 20 ist ein ROM-LPF, das eine Hälfte der Wellenformdaten unter Nutzung der Symmetrieeigenschaft der Wellenformdaten speichert. Die Verwendung des ROM-LPF verringert die Kapazität des Speichers. Ein Demultiplexer 11 demultipliziert das Ausgangssignal des ROM 20 in einem Zeitmultiplexverfahren.
D/A-Wandler 3i und 3q wandeln die digitalen Daten in Analogsignale für den I-Kanal bzw, den Q-Kanal um. Analogfilter 4i bzw. 4q glätten die Analogsignale, unterdrücken die bei dem Abtastvorgang erzeugten Verfälschungen und geben I(t)-Signale bzw. Q(t)-Signale an den Quadraturmodulator 5 ab. Ein Quadraturmodulator 5 moduliert die eingegebenen Signale I(t) und Q(t) mit den zwei verteilten Signalen auf die gleiche Weise, wie es in 8 erläutert ist. Ein Oszillator 6 liefert das Modulationsträgersignal an den Quadraturmodulator 5.
2 ist ein Blockschaltbild des Selektors 10 und des ROM-LPF 20 gemäß 1. In 2 verschieben n/2-Stufen-Schieberegister 211i, 211q, 212i und 212q die eingegebenen 1i-Signale und 1q-Signale sequentiell. Ein Selektor 100 wählt eines der Ausgangssignale der Schieberegister 211i, 211q, 212i und 212q. EXKLUSIV-ODER-Glieder 202 und 204 wirken so, daß die Amplitudensymmetrie der Wellenform zum Errechnen des Ausgangssignals genutzt wird. Das EXKLUSIV-ODER-Glied 203 wirkt so, daß die Symmetrie der Zeitachse der Wellenform zum Errechnen des Ausgangssignals genutzt wird. Ein ROM 201 wird von den Ausgangssignalen der EXKLUSIV-ODER-Glieder 202 oder 203 adressiert und gibt die Daten an ein EXKLUSIV-ODER-Glied 204 ab.
Ein Addierer 251 addiert die Ausgangssignale von dem EXKLUSIV-ODER-Glied 204. Ein Zwischenspeicher 206 speichert das Ausgangssignal des Addierers 251 und nutzt es für die nachfolgende Addition. Ein Oszillator 221 erzeugt ein Taktsignal, das einem Zähler 231 zum Zählen des Taktes zugeführt wird. Ein Taktgeber 207 erzeugt das Zwischenspeicher-Taktsignal (CK) und ein Löschsignal (CLR) für den Zwischenspeicher 206 aus dem vom Zähler 231 empfangenen Taktsignal.
Der Betrieb der ersten Ausführungsform wird nachstehend unter Bezugnahme auf die 1 und 2 erläutert. In 1 werden Signale 1i und 1q in den Selektor 10 eingegeben. Der Selektor 10 schaltet die Eingangssignale 1i und 1q zu dem ROM-LPF 20 mit einem Zeitmultiplexverfahren um. Das ROM-LPF 20 speichert die gefilterten Wellenformdaten, und seine Speicherkapazität ist durch Nutzung der symmetrischen Eigenschaften der Wellenform verringert.
Daßelbe ROM-LPF 20 wird mit einem Zeitmultiplexverfahren sowohl für den gleichphasigen Kanal als auch für den Quadraturkanal verwendet. Der Demultiplexer 11 demultiplexiert das Ausgangssignal des ROM-LPF 20 und führt es den D/A-Wandlern 3i und 3q mit einem Zeitmultiplexverfahren zu. Jeder D/A-Wandler 3i und 3q wandelt das digitale Eingangssignal in ein Analogsignal um.
Jedes Analogfilter 4i und 4q glättet das Analogsignal, unterdrückt die bei dem Abtastvorgang erzeugten Verfälschungen und gibt Signale I(t) bzw. Q(t) an den Quadraturmodulator 5 ab. Der Quadraturmodulator 5 moduliert einen Träger orthogonal mit den Ausgangssignalen der Analogfilter 4i und 4q.
Eine genauere Erläuterung folgt in Verbindung mit dem ROM-LPF 20 gemäß 1 unter Bezugnahme auf die 2, 3, 4 und 13.
Zuerst wird erläutert, wie die erforderliche Kapazität des ROM gegenüber dem Stand der Technik um die Hälfte verringert wird durch Nutzung der symmetrischen Eigenschaft der Signalwellenform auf der Zeitachse.
3 zeigt die symmetrische Eigenschaft der Signalwellenform auf der Zeitachse. Die Bezugszeichen 73 und 74 sind Eingangsimpulsfolgen, und die Bezugszeichen 83 und 84 bezeichnen Impulsantworten für jeden Eingangsimpuls. Die Bezugszeichen 93 und 94 bezeichnen Ausgangssignalwellenformen von dem Filter, die als Summierung aller Impulsantworten 83 bzw. 84 erhalten werden.
Wie oben erläutert, ist es im Stand der Technik erforderlich, die ROMs 241 und 242 zum Speichern der ersten Hälfte von n/2-Symbolen vorzusehen. Aber die in dem ROM 241 gespeicherten Daten sind die gleichen wie die in dem ROM 242 gespeicherten Daten, wobei die Datenadresse umgekehrt angeordnet ist.
3(a) zeigt die Wellenform, die aus dem ROM 241 gemäß 10 im Fall von n = 10 ausgelesen wird, wobei die 5 Bits der ersten Hälfte „01011" sind. Andererseits zeigt 3(b) die Wellenform, die aus dem ROM 242 gemäß 10 für den Fall von n = 10 ausgelesen wird, wobei die 5 Bits der zweiten Hälfte „11010" sind. Ein Vergleich der beiden Wellenformen zeigt, daß bei Umkehrung der Zeitachse 3(b) gleich 3(a) wird.
Das bedeutet, die Wellenform gemäß 3(b) kann erhalten werden durch Ändern der Datenfolge von „11010" zu „01011" und durch Umkehrung der Zählerzahl, die die Abtastposition bezeichnet, also durch Umkehrung der Zeitachse und Auslesen der Wellenform aus dem ROM 241. Wie oben erläutert, können durch Ändern der Adressdaten die Wellenformen von 3(a) und 3(b) aus dem gleichen ROM 201 ausgelesen werden, wenn 2 gezeigt ist.
Zweitens wird erläutert, wie die erforderliche Kapazität des ROM im Vergleich mit dem Stand der Technik um die Hälfte reduziert wird, indem die Amplitudensymmetrie der Wellenform gemäß 4 genutzt wird.
4 zeigt die Wellenform, die die Amplitudensymmetrie erläutert. In 4 bezeichnen die Bezugszeichen 75 und 76 Eingangsimpulsfolgen, und die Bezugszeichen 85 und 86 bezeichnen Impulsantworten für jeden Eingangsimpuls. Die Bezugszeichen 95 und 96 bezeichnen Ausgangssignalwellenformen des Filters, der die Impulsantworten 85 bzw. 86 faltet.
4(a) zeigt die Wellenform, die aus dem ROM 241 gemäß 10 für den Fall von n = 10 ausgelesen wird, wobei die 5 Bits der ersten Hälfte „01011" sind. Andererseits zeigt 4(b) die Wellenform, die aus dem ROM 241 gemäß 10 für den Fall von n = 10 ausgelesen wird, wobei die 5 Bits der ersten Hälfte „10100" sind, was die umgekehrte Wellenform von 4(a) ist.
Ein Vergleich der beiden Wellenformen zeigt, daß durch Multiplikation mit (–1) diese Wellenformen leicht ineinander transformiert werden können. Die Operation zur Multiplikation der Wellenform mit (–1) wird erreicht, indem man jedes Bit invertiert und zu den invertierten Bits im Falle des Zweierkomplements 1 hinzuaddiert. Ferner wird in dem Fall, in welchem die Wellenform ausgedrückt wird durch das Vorzeichenbit und den Absolutwert der übrigen Bits, die Inversion der Amplitude der Wellenform erreicht, indem man nur das Vorzeichenbit invertiert.
Wie oben erläutert, wird die Operation zur Multiplikation mit (–1) mit einfacher Hardware leicht erreicht. Daher wird die erforderliche Kapazität des ROM um die Hälfte verringert, indem die halbe Wellenform in 4(a) in dem ROM gespeichert und die Ausgangswellenform mit (–1) multipliziert wird.
4 zeigt die Wellenform, die die Amplitudensymmetrie erläutert, obwohl die vorliegende Erfindung sich auf die Verwendung der Zeitachsensymmetrie bezieht. In 4 sind die Bezugszeichen 75 und 76 Eingangsimpulsfolgen, und 85 und 86 sind Impulsantworten für jeden Eingangsimpuls. 95 und 96 sind Ausgangswellenformen des Filters, das die Impulsantworten 85 bzw. 86 faltet.
Das Verfahren zur Umkehrung der Amplitudensymmetriewellenform wird nachstehend erläutert. Beispielsweise wird der Datenpunkt „5" auf der Zeitachse in 4(a) kontinuierlich überwacht, und wenn der Datenpunkt „5" den Wert „0" hat, dann werden die Datenpunkte „1" bis „4" dem ROM 201 als Adressdaten zugeführt. Wenn der Datenpunkt „5" den Wert „1" hat, dann werden die Datenpunkte „1" bis „4" invertiert und dem ROM 20i als Adressdaten zugeführt. Die aus dem ROM 201 ausgelesenen Daten werden in dem EXKLUSIV-ODER-Glied 204 mit (–1) multipliziert.
In 2 wird das vorstehende Doppel-Symmetrie-Verfahren (Zeitachsen- und Amplitudenverfahren) und der Zeitmultiplexprozess für den I-Kanal und den Q-Kanal angewandt. Daher wird die erforderliche Kapazität des ROM gegenüber dem herkömmlichen ROM-Filter um ein Achtel verringert.
Der Betrieb gemäß 2 wird nachstehend erläutert. In 2 wird die erste Hälfte des Eingangssignals 1i in dem Register 211i gespeichert und die zweite Hälfte des Signals 1i in dem Register 212i auf die gleiche Weise gespeichert, wie es im Zusammenhang mit 10 beschrieben wird. Die erste Hälfte des Eingangssignals 1q wird in dem Register 211q gespeichert, und die zweite Hälfte des Signals 1q wird in dem Register 212q gespeichert. Die ersten n/2 Symbole bzw. Bits werden aus den Registern 211i und 211q erhalten und die zweiten n/2 Symbole bzw. Bits werden aus den Registern 212i und 212q erhalten.
Ein Selektor 100 wählt das Eingangssignal bzw. die Eingangsdaten aus den Registern 211i, 211q, 212i und 212q durch die Kombination der Steuersignale S1 und S0.
13 zeigt ein Zeitdiagramm, das Wellenformen der Signale S1 und S0, des Zwischenspeicher-Taktsignals CK und des Löschsignals CLR gemäß 2 und die zeitliche Beziehung zwischen ihnen zeigt. Das Zwischenspeicher-Taktsignal CK und das Löschsignal CLR werden von dem Taktgeber 207 in 2 erzeugt. Das Wellensignal S1 schaltet die I-Kanaldaten und Q-Kanaldaten an einem Abtastpunkt um. Das Wählsignal 50 schaltet die Bits der ersten Hälfte und die Bits der zweiten Hälfte der I-Kanaldaten und der Q-Kanaldaten an einem Abtastpunkt um.
Dabei wird das Ausgangssignal des Registers 211i gewählt, wenn die Signale S1 und S0 den Wert (00) haben, und das Ausgangssignal des Registers 212i gewählt, wenn S1 und S0 den Wert (01) haben. Auf die gleiche Weise wird das Ausgangssignal des Registers 211q gewählt, wenn S1 und S0 den Wert (10) haben, und das Ausgangssignal des Registers 212q wird gewählt, wenn S1 und S0 den Wert (11) haben.
Wenn das Wählsignal S0 den Wert 1 hat, werden die Ausgangssignale der Register 212i und 212q in der Reihenfolge umgekehrt, und außerdem wird jedes Bit des Ausgangssignals des Zählers 231 von dem Wählsignal S0 (= 1) invertiert, das in das EXKLUSIV-ODER-Glied 203 eingegeben wird. Die obige Umkehrung des Registers 212i und des Registers 212q erfolgt durch Ändern der Verbindung zwischen den Registern 212i und 212q und dem Selektor 100. Wie oben erläutert, wird die Symmetrie der Wellenform auf der Zeitachse verwendet. Die von dem Wählsignal S1 und S0 gewählten Ausgangsdaten werden in ein bestimmtes Bit als Symbol zur Bezeichnung des Vorzeichens der Wellenform und die verbleibenden (n/2 – 1) Bits getrennt, um die Symmetrieeigenschaft der Amplitude der Wellenform zu nutzen. Diese verbleibenden (n/2 – 1) Bits werden als Eingangsadresse in den ROM 201 eingegeben. Das Vorzeichenbit wird in das EXKLUSIV-ODER-Glied 202 eingegeben, das die Adressdaten invertiert.
Ferner wird das Vorzeichenbit in ein EXKLUSIV-ODER-Glied 204 und einen Addierer 251 eingegeben. Die Ausgangsdaten werden als Zweierkomplement verarbeitet. Die Multiplikation mit (–1) wird an dem EXKLUSIV-ODER-Glied 204 und an dem Addierer 251 ausgeführt, indem dem niederwertigsten Übertragsbit „1" hinzugefügt wird.
Gemäß 2 werden die Impulsantwort der ersten Hälfte der Wellenform und die Impulsantwort der zweiten Hälfte der Wellenform in einem Zeitmultiplexverfahren verarbeitet. Daher kann der Ausgangswert der I-Kanaldaten und der Q-Kanaldaten nicht zu dem in 10 gezeigten Zeitpunkt hinzuaddiert werden. Bei dieser Schaltung wird die Addition in dem Addierer 251 wie folgt ausgeführt.
Zuerst wird ein Zwischenspeicher 206 durch den Löschimpuls CLR gelöscht, der von dem Taktgeber 207 erhalten wird, bevor die erste Hälfte der Wellenform aus dem ROM 201 ausgelesen wird. Nachdem die erste Hälfte der Wellenform aus dem ROM 201 ausgelesen ist, speichert der Zwischenspeicher 206 die ausgelesene erste Hälfte der Wellenform.
Zweitens wird die zweite Hälfte der Wellenform aus dem ROM 201 ausgelesen. Der Ausgangswert des Addierers 251 zeigt das Additionsergebnis der ersten Hälfte und der zweiten Hälfte der Wellenform. Als Resultat wird die von dem ROM-LPF verarbeitete Ausgangswellenform von dem Addierer 251 erhalten.
5 zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Quadratmodulationsschaltung der vorliegenden Erfindung. Gemäß 5 ist ein D/A-Wandler vorgesehen, der mit einem Zeitmultiplexverfahren für den I-Kanal und den Q-Kanal wirksam ist. Das analoge Ausgangssignal von dem D/A-Wandler 30 wird alternierend von den Abtast-Halte-Gliedern 12i und 12q abgetastet und in den I-Kanal und den Q-Kanal demultiplexiert. Die Abtast-Halte-Glieder 13i und 13q sind mit dem gleichen Takt wirksam und richten die Phase des I-Kanals und des Q-Kanals aus.
Die übrigen Operationen sind die gleichen wie die, die in Verbindung mit 1 beschrieben worden sind. Sie werden daher nicht im einzelnen erläutert. Die obigen Ausführungsformen sind unter Anwendung von QPSK beschrieben worden, aber sie können auch unter Anwendung anderer Formen der Modulation, wie etwa 8 PSK, π/4-verschobene DQPSK und QAM angewandt werden. Die Vorteile der anderen Anwendungen sind die gleichen wie bei den vorliegenden Ausführungsformen.
6 zeigt ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform einer Quadraturmodulationsschaltung, die bei der minimalen Gauß-Filter-Phasenumtastmodulation bzw. GMSK angewandt wird. In 6 sind die gleichen Bezugszeichen wie in 1 verwendet, um gleiche Bereiche oder entsprechende Bereiche zu bezeichnen. Daher entfällt eine genaue Erläuterung solcher Bereiche, die gleiche Bezugszeichen haben.
Gemäß 6 wird in ein ROM-LPF 20 ein Signal 101 eingegeben. Ein Addierer 14 addiert das Signal von dem ROM-LPF 20. Ein Zwischenspeicher 15 speichert das Ausgangssignal des Addierers 14, das dann dem nachfolgenden Ausgangssignal von dem ROM-LPF 20 hinzuaddiert wird. Ein COS-ROM 16 und ein SIN-ROM 17 wandeln die Ausgangssignale des Addierers 14 in I-Kanalsignale bzw. Q-Kanalsignale um.
Im Falle der GMSK wird das Eingangssignal 101 in dem ROM-LPF 20 geglättet. Das Ausgangssignal bzw. die Ausgangsdaten aus dem ROM-LPF 20 werden nacheinander von dem Addierer 14 und dem Zwischenspeicher 15 integriert, und das Signal in dem Frequenzbereich wird in ein Signal in dem Phasenbereich umgewandelt. Danach wird die Ausgangssignale von dem COS-ROM 16 und dem SIN-ROM 17 in dem D/A-Wandler 3i bzw. 3q in Analogsignale umgewandelt und dem Quadraturmodulator 5 durch Tiefpaßfilter LPF 4i und 4q zugeführt.
7 zeigt ein detailliertes Blockschaltbild der Ausführungsform des ROM-LPF 20 gemäß 6 unter Verwendung der Amplitudensymmetrieeigenschaft. In 7 bezeichnet 2010 einen ROM, und das Bezugszeichen 2040 bezeichnet einen Rechner, der das Ausgangssignal des ROM 2010 selektiv mit (–1) multipliziert. In 7 sind für gleiche Elemente die gleichen Bezugszeichen wie in 2 und 9 verwendet. Daher wird die genaue Erläuterung der Elemente abgekürzt.
Die Betriebsweise der Ausführungsform gemäß 7 wird nachstehend erläutert. Das Eingangssignal 101 wird in einem Schieberegister 21 gespeichert. Ein Bit von dem Ausgangssignal aus dem Schieberegister 21 wird als Vorzeichenbit verwendet und dem EXKLUSIV-ODER-Glied 202 und dem Rechner 2040 zugeführt. Das Vorzeichenbit (1 Bit) und die verbleibenden (n – 1) Bits aus dem Schieberegister 21 werden in das EXKLUSIV-ODER-Glied 202 eingegeben.
Die verbleibenden (n – 1) Bits dienen als Adressenbits. Wie oben erläutert, wird das Ausgangssignal von dem ROM 2010 mit (–1) in dem Rechner 2040 multipliziert, wenn das Vorzeichenbit „1" ist. Auf diese Weise wird die erforderliche Kapazität des ROM um die Hälfte verringert, indem die Amplitudensymmetrieeigenschaft genutzt wird.
7b zeigt ein genaues Blockschaltbild des Aufbaus des ROM-LPF 20 gemäß 6, wobei die Symmetrie auf der Zeitachse genutzt wird. In 7b ist 1001 ein Selektor, der eines der Ausgangssignale von den Schieberegistern 211 und 212 wählt. 2011 ist ein ROM. 2211 ist ein Generator, der das Taktsignal erzeugt. 2311 ist ein Zähler, der das Taktsignal zählt. 2071 ist ein Taktgeber, der ein Zwischenspeicher-Taktsignal und ein Löschsignal erzeugt.
In 7 werden die gleichen Bezugszeichen wie in 2 verwendet, und sie beziehen sich auf gleiche oder entsprechende Bereiche. Dementsprechend kann eine genaue Erläuterung von solchen Bereichen entfallen, die sich auf gleiche Bezugszeichen beziehen.
Der Betrieb der Ausführungsform gemäß 7b wird nachstehend erläutert. Das Eingangssignal 101 wird in den Schieberegistern 211 und 212 gespeichert. Die erste Hälfte von n/2 Bits des Eingangssignals 101 wird in dem Schieberegister 211 gespeichert, und die zweite Hälfte von n/2 Bits des Eingangssignals 101 wird in dem Schieberegister 212 gespeichert. Das Eingangswählsignal 50 wählt die erste Hälfte n/2 Bits oder die zweite Hälfte n/2 Bits, d. h. das Ausgangssignal des Registers 211 oder 212 aus.
Wenn das Eingangswählsignal SO gleich „1" ist, wählt der Selektor 1001 die zweite Hälfte n/2 Bits aus dem Register 212. Um die Symmetrie der Zeitachse zu nutzen, wird das Ausgangssignal des Registers 212 umgekehrt, und die Zählerdaten von dem Zähler 2311 werden ebenfalls in dem EXKLUSIV-ODER-Glied 203 durch das S0-Bit invertiert, wie in Verbindung mit 2 erläutert.
Die Impulsantworten der ersten halben Wellenform und der zweiten halben Wellenform werden aus dem ROM 2011 in einem Zeitmultiplexverfahren ausgelesen. Die Ausgangsdaten von dem ROM 2011 werden auf die gleiche Weise unter Verwendung des Addierers 151 und des Zwischenspeichers 206 addiert, wie es in Verbindung mit 2 beschrieben ist. Als Ergebnis wird das Filterausgangssignal am Ausgang des Addierers 251 erhalten.
Auf diese Weise wird die erforderliche Kapazität des ROM um die Hälfte reduziert, indem die Symmetriewellenform der Zeitachse genutzt wird.
Die obige Ausführungsform wird zur Anwendung von GMSK beschrieben, aber sie kann auch bei der einfachen FM und anderen digitalen FM-Modulationssystemen angewandt werden. Die Vorteile der anderen Anwendungen sind die gleichen wie bei der vorliegenden Ausführungsform.

Claims

ROM-Tiefpaßfilter, das folgendes aufweist: einen ROM (2011), ein erstes Schieberegister (211) zum Empfangen einer ersten Hälfte (n/2) von Eingangssignaldaten (101) und ein zweites Schieberegister (212) zum Empfangen einer zweiten Hälfte (n/2) der Eingangssignaldaten, wobei das Filter dazu ausgelegt ist, selektiv entweder die erste Hälfte der Signaldaten wie empfangen oder die zweite Hälfte der Signaldaten zeitlich umgekehrt dem ROM (2011) zu liefern.
ROM-Tiefpaßfilter nach Anspruch 1, das folgendes aufweist: – einen Selektor (1001) zum Wählen der ersten Hälfte der Signaldaten aus dem ersten Register (211) oder der zeitlich umgekehrten zweiten Hälfte der Signaldaten aus dem zweiten Register (212) in Abhängigkeit von einem Wählsignal (S0) von einem Zähler (2311); – ein EXCLUSIV-ODER-Glied (203), das zur umgekehrten Verfolgung der Zeitachse durch Umkehren des Ausgangssignals des Zählers (2311) ausgelegt ist; – wobei der ROM (2011) so angeschlossen ist, daß er ein ausgewähltes Ausgangssignal von dem Selektor (1001) und von dem EXCLUSIV-ODER-Glied (203) erhält, so daß die erste Hälfte der Signaldaten oder die zeitlich umgekehrte zweite Hälfte der Signaldaten in Abhängigkeit von dem Wählsignal (SO) selektiv ausgelesen wird; – einen Addierer (251) zum Addieren des Ausgangssignals von dem ROM (2011) und einen Zwischenspeicher (206), wobei der Zwischenspeicher (206) zum Zwischenspeichern des Ausgangssignals von dem Addierer (251) und seiner Verwendung für die anschließende Addition dient; und – einen Taktgenerator (2071) zum Erzeugen eines Zwischenspeicher-Taktsignals (CK) und eines Löschsignals (CLR) für den Zwischenspeicher (206) in Abhängigkeit von einem Taktsignal, das von dem Zähler (2311) empfangen wird.
ROM-Tiefpaßfilter, das folgendes aufweist: einen ROM (201), zwei erste Schieberegister (211i, 211q) zum Empfangen einer ersten Hälfte (n/2) von Eingangssignaldaten (I, Q) und zwei zweite Schieberegister (212i, 212q) zum Empfangen einer zweiten Hälfte (n/2) der Eingangssignaldaten, wobei die Eingangssignaldaten aus einem phasengleichen Kanaldatensignal (I) und einem Quadraturkanaldatensignal (Q) bestehen, wobei das Filter dazu ausgelegt ist, selektiv entweder die erste Hälfte der Signaldaten wie empfangen oder die zweite Hälfte der Signaldaten zeitlich umgekehrt dem ROM zu liefern.
Quadraturmodulationsschaltung, die folgendes aufweist: – mindestens ein ROM-Tiefpaßfilter (20) gemäß Anspruch 3 zum Begrenzen der Frequenzbrandbreite von phasengleichen Kanaldatensignalen (I) und Quadraturkanaldatensignalen (Q) als Eingangssignalen; – mindestens einen D/A-Wandler (30, 3i, 3q) zum Umwandeln eines von dem ROM-Tiefpaßfilter (20) empfangenen digitalen Signals in ein Analogsignal; – mindestens ein Filter (4i, 4q) zum Unterdrücken von verfälschten Signalen, die von dem D/A-Wandler (3i, 3q) abgegeben werden; und – einen Quadraturmodulator (5) zum Modulieren eines Trägersignals mit dem Ausgangssignal von dem mindestens einen Filter (4i, 4q).
Schaltung nach Anspruch 4, die ferner folgendes aufweist: einen COS ROM (16) und einen SIN ROM (17) zum Umwandeln der Ausgangsphase von einem Addierer (14) in I-Kanaldatensignale bzw. Q-Kanaldatensignale; wobei die D/A-Wandler (3i, 3q) dazu ausgelegt sind, das Ausgangssignal von dem COS ROM (16) bzw. dem SIN ROM (17) in Analogsignale umzuwandeln.
Schaltung nach Anspruch 4, wobei der Selektor (10) des ROM-Tiefpaßfilters (20) dazu ausgelegt ist, die empfangenen phasengleichen Kanaldatensignale (I) und die empfangenen Quadraturkanaldatensignale (Q) zeitlich zu teilen, und wobei Demultiplexiereinrichtungen (12i, 12q) vorgesehen sind, um das analoge Ausgangssignal von dem D/A-Wandler (30; 3i; 3q) in den phasengleichen Kanal (I) und den Quadraturkanal (Q) zu demultiplexieren.