DE69636616T2

DE69636616T2 - Differentialdetektor für PSK-Signale

Info

Publication number: DE69636616T2
Application number: DE69636616T
Authority: DE
Inventors: Yoshio Ibaraki-shi Urabe; Hitoshi Toyono-gun Takai; Hidetoshi Amagasaki-shi Yamasaki
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1995-10-24
Filing date: 1996-10-23
Publication date: 2007-08-30
Anticipated expiration: 2016-10-24
Also published as: DE69636616D1; EP0771097A3; CN1156368A; HK1001468A1; CN1096169C; KR970024757A; KR100301887B1; JP3144283B2; US5828707A; JPH09116586A; EP0771097B1; EP0771097A2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
(1) Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft eine Differentialdetektorvorrichtung zum Demodulieren phasenmodulierter Signale durch digitale Signalverarbeitung.
(2) Beschreibung des Standes der Technik
Die Differentialdetektion, ein Verfahren zum Demodulieren phasenmodulierter Signale, ist weit verbreitet für digitale Übertragungen, wie Mobilkommunikation, verwendet worden. Dieses liegt darin begründet, dass die Differentialdetektion, welche eine Phasendifferenz zwischen einem Zeitschlitz für ein gegenwärtiges "Symbol" und einem Zeitschlitz für das vorherige "Symbol" detektiert, weniger durch ein Phänomen beeinflusst wird, welches Fading genannt wird, das eine Störung darstellt, die einzigartig für die Mobilkommunikation ist, wobei das Symbol eine Einheit an Informationen darstellt, welche durch einen Sender moduliert und übertragen wird.
Herkömmlicherweise hatte ein Standarddifferentialdetektionsverfahren eine Form angenommen, in welcher ein Zwischenfrequenzsignalwert mit einem Wert eines Signals multipliziert wird, welches um bestimmte Symbole verzögert ist. In jüngster Zeit ist eine Basisbanddifferentialdetektorvorrichtung mit der Verbreitung digitaler Signalverarbeitung entwickelt worden. Eine solche Vorrichtung ist in der offengelegten japanischen Patentanmeldung Nr. 63-153942 und dem offengelegten japanischen Gebrauchsmuster Nr. 2-70542 offenbart. Die Basisbanddifferentialdetektorvorrichtung ist für die digitale Signalverarbeitung besser geeignet als für herkömmliche Verfahren, welche direkt Zwischenfrequenzsignale berechnen, da die Basisbanddifferentialdetektorvorrichtung mit Niedrigfrequenzsignalen arbeitet. Im Weiteren wird mit Bezug auf die Zeichnungen eine herkömmliche Basisbanddifferentialdetektorvorrichtung beschrieben.
1 zeigt die Struktur der herkömmlichen Basisbanddifferentialdetektorvorrichtung.
In der Figur stellen i(t) bzw. q(t) Inphasen- und Quadraturphasenkomponenten von Basisbandsignalen dar, welche durch Ausführen einer quasi-synchronen Quadraturdetektion von modulierten Signalen erhalten werden. Das heißt, dass die Inphasenkomponente i(t) ein analoges Signal ist, welches durch Multiplizieren eines empfangenen modulierten Signals mit einer Trägerwelle von einem lokalen Sender erhalten wird, der auf eine mittlere Frequenz des modulierten Signals eingestellt worden ist, und dass die Quadraturphasenkomponente q(t) ein analoges Signal ist, welches durch Multiplizieren eines empfangenen modulierten Signals mit einer Trägerwelle erhalten wird, deren Phase um π/2 Radian gegenüber der obigen Trägerwelle verschoben ist.
21 und 22 stellen Abtasteinrichtungen für das Abtasten der Basisbandsignale i(t) und q(t) in Zeitintervallen T dar. Eine Differentialdetektionsberechnungseinheit 33 schließt Verzögerungseinrichtungen 23 und 24, Multiplikationseinrichtungen 25, 26, 27 und 28, einen Summierer 29 und eine Subtraktionseinrichtung 30 ein. 31 und 32 stellen Postdetektionsfilter dar.
Im Weiteren wird der Betrieb der herkömmlichen Differentialdetektorvorrichtung, welche wie oben konstruiert ist, beschrieben.
Die Abtasteinrichtung 21 tastet die Inphasenkomponente i(t) eines Basisbandsignals zur Zeit t (t = nT, wobei n eine ganze Zahl ist, d.h. n = ..., –1, 0, 1, 2, ...) ab und erzeugt Inphasendaten I(nT) des Basisbandsignals, die ein abgetastetes Basisbandsignal darstellen.
Die Inphasendaten I(nT) werden der Verzögerungseinrichtung 23 und der Multiplikationseinrichtung 25 eingegeben. Diese Inphasendaten I(nT) werden um eine Symbolzeit mT durch die Verzögerungseinrichtung 23 verzögert und als verzögerte Inphasendaten I{(n – m)T} ausgegeben. Dann gelangen die Daten zu der Multiplikationseinrichtung 25, wobei m eine natürliche Zahl ist, welche die Zahl der Samples in einer Symbolzeit darstellt.
Ähnlich wird die Quadraturphasenkomponente q(nT) von der Abtasteinrichtung 22 und der Verzögerungseinrichtung 24 verarbeitet und in Quadraturphasendaten Q(nT) bzw. verzögerte Quadraturphasendaten Q{(n – m)T} umgewandelt.
Wie oben gezeigt, werden mehrere Teile von Daten, namentlich I(nT) und Q(nT), innerhalb einer Symbolzeit erhalten. In einer solchen Anordnung müssen die Abtasteinrichtungen 21 und 22 kein Abtasten durch Synchronisieren mit einem Symbol, welches in dem modulierten Signal enthalten ist, ausführen. Diese Anordnung stellt ebenso stabile Demodulationen zur Verfügung.
Die Multiplikationseinrichtung 25 multipliziert Inphasendaten I(nT) mit verzögerten Inphasendaten I{(n – m)T}, und die Multiplikationseinrichtung 26 multipliziert Quadraturphasendaten Q(nT) mit verzögerten Quadraturphasendaten Q{(n – m)T}. Sodann führt der Summierer 29 eine Addition der Multiplikationsergebnisse aus und gibt Detektionsdaten E1(nT) aus, welche durch die folgende Formel dargestellt werden:
Formel 1

E1(nT) = I(nT)·I{(n – m)T} + Q(nT)·Q{(n – m)T}.

Ähnlich multipliziert die Multiplikationsvorrichtung 27 Quadraturphasendaten Q(nT) mit verzögerten Inphasendaten I{(n – m)T}, die Multiplikationseinrichtung 28 Inphasendaten I(nT) mit verzögerten Quadraturphasendaten Q{(n – m)T}. Sodann führt die Subtraktionseinrichtung 30 eine Subtraktion der Multiplikationsergebnisse aus und gibt Detektionsdaten E2(nT) aus, welche durch die folgende Formel dargestellt werden:
Formel 2

E2(nT) = Q(nT)·I{(n – m)T} + I(nT)·Q{(n – m)T}.

Man beachte, dass die Detektionsdatenteile E1(nT) und E2(nT) gleich einer Kosinuskomponente bzw. einer Sinuskomponente einer Phasendifferenz zwischen benachbarten Symbolen eines modulierten Signals sind. Dieses wird mit Bezug auf Formeln beschrieben.
Es wird angenommen, dass die Phase des abgetasteten Basisbandsignals I(nT) + jQ(nT) θ1 ist, und dass die Phase des abgetasteten Basisbandsignals I{(n – m)T} + jQ{(n – m)T}, welches ein Symbol früher als das obengenannte Basissignal ist, θ2 ist. Die Beziehung wird durch die folgende Formel dargestellt:
Formel 3

I(nT) = cosθ1
Q(nT) = sinθ1
I{(n – m)T} = cosθ2
Q{(n – m)T} = sinθ2.

Dann fallen die Kosinuskomponente und die Sinuskomponente der Phasendifferenz (θ1–θ2) mit den Detektionsdaten E1(nT) bzw. E2(nT) der folgenden Formeln zusammen:
Formel 4

cos(θ1 – θ2) = cosθ1 cosθ2 + sinθ1 sinθ2 = I(nT)·I{(n – m)T} + Q(nT)·Q{(n – m)T} E1(nT)

Formel 5
sin(θ1 – θ2) = sinθ1 cosθ2 – cosθ1 sinθ2 = Q(nT)·I{(n – m)T} – I(nT)·Q{(n – m)T} = E2(nT).
Die Detektionsdatenteile E1(nT) und E2(nT), welche durch Vektoroperationen erhalten werden, die von der Differentialdetektionsberechnungseinheit 33 durchgeführt werden, werden den Postdetektionsfiltern 31 bzw. 32 eingegeben. Diese Postdetektionsfilter entfernen nicht-notwendige Hochfrequenzkomponenten, welche von den Abtasteinrichtungen 21 und 22 durch das Abtasten erzeugt werden, und geben demodulierte Basisbandsignale C1(nT) und C2(nT) aus. Infolgedessen werden die übertragenen Informationen, die gleich der Phasendifferenz zwischen zwei benachbarten Symbolen sind, demoduliert.
Wie oben gezeigt, erreicht die herkömmliche Differentialdetektorvorrichtung die Differentialdetektion durch Digitalisieren phasenmodulierter Signale und darauffolgendes Ausführen von Vektoroperationen der Formeln 4 und 5.
Es ist jedoch schwierig, die herkömmliche Differentialdetektorvorrichtung auf kleine Kommunikationsvorrichtungen, wie Mobiltelefone, anzuwenden, da die herkömmliche Differentialdetektorvorrichtung viele Hardwarekomponenten erfordert.
Genauer erfordert die herkömmliche Differentialdetektorvorrichtung zwei Verzögerungseinrichtungen (23, 24), vier Multiplikationseinrichtungen (25, 26, 27, 28), einen Summieren (29) und eine Subtraktionsvorrichtung (30) zum Ausführen von Vektoroperationen. Somit ist es schwierig, diese Hardwarekomponenten in einem IC (integrierten Schaltkreis) in einem Chip zu erhalten, da viele Gate-Einrichtungen erforderlich sind.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist daher das erste Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Differentialdetektorvorrichtung zur Verfügung zu stellen, welche in einer kleindimensionierten Schaltung erhalten wird, welche leicht in einem IC erhalten werden kann. Genauer, eine Differentialdetektionsberechnungseinheit zum Ausführen der Vektoroperationen mit einer kleindimensionierten Schaltung zur Verfügung zu stellen.
Es ist das zweite Ziel der vorliegenden Erfindung, einen Postdetektionsfilter zur Verfügung zu stellen, welcher eine Funktion dahingehend aufweist, Hochfrequenzwellen zu entfernen, und der in einer kleindimensionierten Schaltung erhalten wird.
Die obigen Ziele werden durch eine Differentialdetektorvorrichtung erreicht, welche eine erste und zweite Abtasteinrichtung, eine Differentialdetektionsberechnungseinheit und einen ersten und zweiten Postdetektionsfilter einschließt.
Die Differentialdetektionsberechnungseinheit schließt eine Kosinuskomponentenberechnungseinheit und eine Sinuskomponentenberechnungseinheit ein.
Die Kosinuskomponentenberechnungseinheit schließt eine Wahleinrichtung, eine Verzögerungseinrichtung und eine Multiplikationseinrichtung ein. Die Kosinuskomponentenbe rechnungseinheit berechnet und gibt aus abwechselnd als erste Detektionsdaten Inphasendaten, die mit anderen Inphasendaten multipliziert sind, die um bestimmte Symbolzeiten früher sind, als die Inphasendaten, wobei beide Teile von Inphasendaten von der ersten Abtasteinrichtung ausgegeben werden, und Quadraturphasendaten, welche mit anderen Quadraturphasendaten multipliziert sind, welche um bestimmte Symbolzeiten früher als die Quadraturphasendaten sind, wobei beide Teile von Quadraturphasendaten von der zweiten Abtasteinrichtung ausgegeben werden. Das heißt, dass die Kosinuskomponentenberechnungseinheit das erste Stück und das zweite Stück der Formel 4 (Zeile 3) der Detektionsdaten E1(nT) mit einem Zeitunterschied ausgibt.
Auf der anderen Seite schließt die Sinuskomponentenberechnungseinheit eine Vorzeichenumkehreinrichtung, eine Wahleinrichtung und eine Multiplikationseinrichtung ein. Die Sinuskomponentenberechnungseinheit berechnet und gibt aus abwechselnd als zweite Detektionsdaten Quadraturphasendaten, die mit Inphasendaten multipliziert sind, welche um bestimmte Symbolzeiten früher als die Quadraturphasendaten sind, und Inphasendaten, welche mit Quadraturphasendaten multipliziert sind, welche um bestimmte Symbolzeiten früher als die Inphasendaten sind. Das heißt, dass die Sinuskomponentenberechnungseinheit das erste Stück und das zweite Stück der Formel 5 (Zeile 3) der Detektionsdaten E2(nT) mit einem Zeitunterschied ausgibt.
Der erste bzw. zweite Postdetektionsfilter entfernt Frequenzkomponenten der ersten und zweiten Detektionsdaten, welche höher als eine Frequenz sind, welche gleich 1/4 des Abtastzyklus ist. Daher werden nicht-notwendige Hochfrequenzkomponenten der ersten Detektionsdaten, welche von der Kosinuskomponentenberechnungseinheit ausgegeben werden, und der zweiten Detektionsdaten, welche von der Sinuskomponentenberechnungseinheit ausgegeben werden, durch den ersten bzw. den zweiten Postdetektionsfilter entfernt. Infolgedessen wird das selbe demodulierte Basisbandsignal wie das herkömmliche erhalten.
Die herkömmliche Differentialdetektorberechnungseinheit erfordert zwei Verzögerungseinrichtungen, vier Multiplikationseinrichtungen, einen Summierer und eine Subtraktionseinrichtung. Auf der anderen Seite erfordert die Differentialdetektorberechnungseinheit der vorliegenden Erfindung keine zwei Multiplikationseinrichtungen, keine Verzögerungseinrichtung, keinen Addierer und keine Subtraktionseinrichtung, sondern weist statt dessen lediglich zwei Wahleinrichtungen und eine Vorzeichenumkehreinrichtung auf. Es ist nicht notwendig, zu sagen, dass Multiplikationseinrichtungen, Summierer und Subtraktionseinrichtungen mehr Gate-Vorrichtungen als Wahleinrichtungen und Vorzeichenumkehreinrichtungen benötigen.
Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, weist die vorliegende Differentialdetektorvorrichtung eine Differentialdetektionsberechnungseinheit auf, welche in einer kleinen Schaltung erreicht wird.
Das Dokument EP 69 50 28 ist ein Dokument des Standes der Technik gemäß Art. 54(3) EPC. Es offenbart die Differentialdetektion der vorliegenden Erfindung, jedoch keine Postdetektionsfilter.
Sowohl der erste als auch der zweite Postdetektionsfilter kann einen linearen Interpolationsfilter und einen Integralfilter, die in Reihe geschaltet sind, einschließen. Der lineare Interpolationsfilter kann einen gleitenden Mittelwert von drei aufeinanderfolgenden Teilen der Eingangsdaten in dem Gewicht von 1:2:1 erhalten, und der Integralfilter kann einen Integralwert von k aufeinanderfolgenden Teilen von Eingangsdaten erhalten.
Durch die obige Konstruktion werden Postdetektionsfilter erhalten, welche für die vorliegende Differentialdetektionsberechnungseinheit geeignet sind, und besitzt eine hochqualitative Detektionsleistungsfähigkeit, ohne Störungen durch Aliasing zu erzeugen.
Der lineare Interpolationsfilter kann zwei erste Mittelungsfilter einschließen, welche in Reihe geschaltet sind, und von denen jeder eine Verzögerungseinrichtung und einen Summierer einschließt. Die n-Bit-Daten werden, bevor sie in den Summierer gelangen, durch Leitungen um ein Bit nach unten verschoben.
Durch die obige Konstruktion werden Overflows verhindert, und es wird ein linearer Interpolationsfilter mit einer einfachen Schaltung ohne Multiplikationseinrichtungen erhalten.
Der Integralfilter kann einen zweiten Mittelungsfilter, welcher die selbe Konstruktion wie der erste Mittelungsfilter aufweist, und einen dritten Mittelungsfilter, welcher aus einer zweistufigen Verzögerungseinrichtung und einem Summierer gebildet wird, einschließen, wobei der zweite und dritte Mittelungsfilter in Reihe geschaltet sind. Die n-Bit-Daten wer den über Leitungen, bevor sie in den Summierer gefangen, um ein Bit nach unten verschoben.
Durch die obige Konstruktion werden Overflows verhindert, und es wird ein Integralfilter mit einer einfachen Schaltung ohne Multiplikationseinrichtungen erhalten.
Wegen der obigen Differentialdetektionsberechnungseinheit und dem ersten und dem zweiten Postdetektionsfilter, welche kompakt ausgebildet sind, wird die vorliegende Differentialdetektorvorrichtung als ganze in einer kleinen Schaltung erhalten, welche auf einfache Weise in einem IC erhalten werden kann.
Des Weiteren wird durch das Beurteilen des Vorzeichens (+/–) der zwei demodulierten Basisbandsignale, welche von dem ersten und dem zweiten Postdetektionsfilter ausgegeben werden, eine Demodulation mit π/4-DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying) erreicht.
Die Differentialdetektorvorrichtung kann eine dritte Summiereinrichtung zum Addieren der ersten Detektionsdaten zu den zweiten Detektionsdaten einschließen, wobei die dritte Additionseinrichtung mit der Kosinuskomponentenberechnungseinrichtung und dem ersten Postdetektionsfilter und der ersten Subtraktionseinrichtung zum Erhalten einer Differenz zwischen den ersten Detektionsdaten und den zweiten Detektionsdaten verbunden ist, wobei die erste Subtraktionseinrichtung mit der Sinuskomponentenberechnungseinheit und dem zweiten Postdetektionsfilter verbunden ist, und wobei der erste Postdetektionsfilter die obige digitale Signalverarbeitung anstelle von den ersten Detektionsdaten von Daten, welche von der dritten Summiereinrichtung ausgegeben werden, unter Verwendung der Formel einer Übertragungsfunktion H1(z), und der zweite Postdetektionsfilter die digitale Signalverarbeitung anstelle von den zweiten Detektionsdaten von Daten, welche von der ersten Subtraktionseinrichtung ausgegeben werden, unter Verwendung der Formel einer Übertragungsfunktion H1(z) ausführt.
Die obige Konstruktion ermöglicht eine Demodulation mit DQPSK, welche durch Beurteilen des Vorzeichens (+/–) der zwei demodulierten Basisbandsignale erreicht wird, welche von dem ersten und dem zweiten Postdetektionsfilter ausgegeben werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Diese und andere Gegenstände, Vorteile und Merkmale der Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung derselben im Zusammenhang mit den begleitenden Zeichnungen offensichtlich, welche eine spezielle Ausführungsform der Erfindung veranschaulichen. In den Zeichnungen:
1 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion der herkömmlichen Differentialdetektorvorrichtung veranschaulicht.
2 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion der Differentialdetektorvorrichtung in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
3 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
4 ist eine Tabelle, welche die Zeitreihenänderung der Signale I(nT), Q(nT), S1(nT), S1{I(n – m)T}, S2(nT), F1(nT) und F2(nT) zu Zeiten von T bis 4T zeigt.
5 zeigt Detektionsdaten F1(nT) und F2(nT), welche von der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 ausgegeben werden, und Detektionsdaten E1(nT) und E2(nT), welche von der Differentialdetektionsberechnungseinheit 33 zu Zeiten von T bis 8T ausgegeben werden.
5 zeigt die Wellenformen der Detektionssignale und demodulierten Basisbandsignale in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
6A zeigt Wellenformen von Detektionsdaten F1(nT) der Differentialdetektorvorrichtung in derselben Ausführungsform.
6B zeigt Wellenformen von demodulierten Basisbandsignalen D1(nT) derselben Differentialdetektorvorrichtung in derselben Ausführungsform.
6C zeigt Wellenformen von Detektionsdaten E1(nT) der herkömmlichen Differentialdetektorvorrichtung.
6D zeigt Wellenformen von demodulierten Basisbandsignalen C1(nT) der herkömmlichen Differentialdetektorvorrichtung.
7 ist ein Blockdiagramm, welches die Konstruktion von Postdetektionsfiltern 4 und 5 veranschaulicht.
8 ist ein Blockdiagramm, welches die Konstruktion eines linearen Interpolationsfilters 35 veranschaulicht.
9 ist ein Blockdiagramm, welches die Konstruktion eines Integralfilters 36 veranschaulicht.
10 zeigt Frequenzeigenschaften von Postdetektionsfiltern 4 und 5 durch die durchgezogene Linie und die Frequenzeigenschaften eines Integralfilters 36 durch die gepunktete Linie.
11 ist ein Blockdiagramm, welches eine andere Konstruktion eines Integralfilters 36 veranschaulicht.
12 ist ein Blockdiagramm, welches die Konstruktion der Differentialdetektorrichtung in der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
<Erste Ausführungsform>
Eine Ausführungsform der Differentialdetektorvorrichtung der vorliegenden Erfindung wird im Weiteren mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
2 ist ein Blockdiagramm, welches die Konstruktion der Differentialdetektorvorrichtung veranschaulicht, welche in der ersten Ausführungsform verwendet wird.
Die vorliegende Differentialdetektorvorrichtung schließt die folgenden Hauptelemente ein: zwei Abtasteinrichtungen 1 und 2, eine Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 und zwei Postdetektionsfilter 4 und 5. Diese Konstruktion ist die selbe, wie die der herkömmlichen Differentialdetektorvorrichtung, welche in 1 gezeigt ist.
Die Abtasteinrichtung 1 tastet eine Inphasenkomponente i(t) eines Basisbandsignals an Intervallen der Zeit T ab, konvertiert die Komponente und gibt Inphasendaten I(nT) an die Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 aus.
Ähnlich tastet die Abtasteinrichtung 2 eine Quadraturphasenkomponente q(t) eines Basisbandsignals an Intervallen der Zeit T synchronisierend mit der Abtasteinrichtung 1 ab und gibt Quadraturphasendaten Q(nT) an die Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 aus.
Die Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 führt eine Operation mit den zwei Abtastbasisbandsignalen I(nT) und Q(nT) unter Zeitdivisions-Multiplexing aus, die den obigen Formeln 1 und 2 gleich ist. Nach der Operation werden die erhaltenen Detektionsdaten F1(nT) und F2(nT) an die Postdetektionsfilter 4 bzw. 5 ausgegeben.
Die Postdetektionsfilter 4 und 5, welche Tiefpassfilter sind, entfernen nicht-notwendige Hochfrequenzkomponenten, die durch das Abtasten von den Abtasteinrichtungen 1 und 2 erzeugt werden. Genauer erzeugen diese Filter demodulierte Basisbandsignale D1(nT) und D2(nT) durch Entfernen der Seitenbänder, welche um Frequenzen erzeugt werden, die die Hälfte der Abtastfrequenz multipliziert mit einer ganzen Zahl darstellen ((1,5 n/T, wobei n = 1, 2, ...). Infolgedessen wird die übertragene Information, welche der Phasendifferenz zwischen zwei benachbarten Symbolen gleich ist, demoduliert.
Man beachte, dass Signale I(nT), Q(nT), F1(nT), F2(nT), D1(nT) und D2(nT) sämtliche 8 Bit-Daten mit einem Vorzeichen (+/–) darstellen, und dass sie zwischen Blöcken über 8 Bit-Busse übertragen werden.
<Differentialdetektionsberechnungseinheit 3>
Im Weiteren wird die Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 in Ausführlichkeit mit Bezug auf die Konstruktion und den Betrieb beschrieben.
3 ist ein Blockdiagramm, welches die detaillierte Konstruktion der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 veranschaulicht.
Die Differentialdetektionsberechnungseinheit 3, welche eine Vorzeichenumkehreinrichtung 14, Wahleinrichtungen 11 und 12, eine Verzögerungseinrichtung 13, Multiplikationseinrichtungen 15 und 16 und eine Frequenzteilereinrichtung 17 einschließt, führt Differentialdetektionsoperationen durch Zeitdivisions-Multiplexing durch.
Die Elemente, die in 2 und 3 gezeigt sind, arbeiten in Synchronisation mit einem Taktsignal (nicht in den Zeichnungen gezeigt) wie folgt.
Inphasendaten I(nT) werden der Wahleinrichtung 11 und der Vorzeichenumkehreinrichtung 14 eingegeben.
Die Vorzeichenumkehreinrichtung 14 kehrt ein Vorzeichenbit von 8-Bit-Inphasendaten I(nT) um und gibt umgekehrte Inphasendaten –I(nT) an die Wahleinrichtung 12 aus.
Quadraturphasendaten Q(nT) werden den Wahleinrichtungen 11 und 12 eingegeben.
Die Frequenzteilereinrichtung 17, welche ein Flip-Flop ist, teilt das Taktsignal, das in der Zeichnung nicht gezeigt ist, in zwei Signale und gibt diese als ausgewählte Signale an die Wahleinrichtung 11 bzw. 12 aus.
Die Wahleinrichtung 11, welche ein Zwei-Eingangs-Ein-Ausgangs-Multiplexer ist, lässt Inphasendaten I(nT) passieren, wenn das ausgewählte Signal, das von der Frequenzteilereinrichtung 17 ausgegeben wird, hoch ist; Quadraturphasendaten Q(nT) sind niedrig. Das heißt, dass die Wahleinrichtung 11 Inphasendaten I(nT) und Quadraturphasendaten Q(nT) abwechselnd in Zeitintervallen T auswählt und diese Daten als Daten S1(nT) an die Verzögerungseinrichtung 13 und die Multiplikationseinrichtung 15 ausgibt.
Die Wahleinrichtung 12, welche ebenso ein Zwei-Eingangs-Ein-Ausgangs-Multiplexer ist, lässt Quadraturphasendaten Q(nT) passieren, wenn das ausgewählte Signal, wel ches von der Frequenzteilereinrichtung 17 ausgegeben wird, hoch ist; umgekehrte Inphasendaten –I(nT) sind niedrig. Das heißt, dass die Wahleinrichtung 12 Quadraturphasendaten Q(nT) und umgekehrte Inphasendaten –I(nT) abwechselnd an Intervallen der Zeit T auswählt und diese Daten als Daten S2(nT) an die Multiplikationseinrichtung 16 ausgibt.
Die Verzögerungseinrichtung 13, welche ein 8 Bit-m-Stufen-Shift-Register ist, gibt Daten S1(nT), die von der Wahleinrichtung 11 ausgegeben werden, an die Multiplikationseinrichtungen 15 und 16 unter Verzögerung derselben um eine Symbolzeit mT aus.
Die verzögerten Daten S1{(n–m)T} werden mit Daten S1(nT) in der Multiplikationseinrichtung 15 multipliziert, und das Ergebnis, welches durch die folgende Formel dargestellt wird, wird als Detektionsdaten F1(nT) ausgegeben:
Formel 6

F1(nT) = S1(nT)·S1{(n – m)T}

Die verzögerten Daten S1{(n – m)T} werden mit Daten S2(nT) in der Multiplikationseinrichtung 16 multipliziert, und das Ergebnis, welches durch die folgende Formel dargestellt wird, wird als Detektionsdaten F2(nT) ausgegeben:
Formel 7

F2(nT) = S2(nT)·S2{(n – m)T}

4 zeigt die Werte der obigen Signaldaten I(nT), Q(nT), S1(nT), S1{(n – m)T}, S2(nT), F1(nT) und F2(nT), welche an Zeiten von T bis 4T genommen werden, wobei m gleich 4 ist, d.h., eine Symbolzeit mT ist das Vierfache des Abtastzyklus T.
Zum Beispiel ist zur Zeit T in der Zeichnung S1(nT), welches von der Wahleinrichtung 11 ausgegeben wird, I(T), S1{(n – m)T}, welches von der Verzögerungseinrichtung 13 ausgegeben wird, ist I(–3T), S2(nT), welches von der Wahleinrichtung 12 ausgegeben wird, ist Q(T), F1(nT), welches von der Multiplikationseinrichtung 15 ausgegeben wird, ist I(T)·I(–3T) und F2(nT), welches von der Multiplikationseinrichtung 16 ausgegeben wird, ist I(–3T)·Q(T).
5 stellt eine Vergleichstabelle für die Detektionsdaten F1(nT) und F2(nT) dar, welche von der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 ausgegeben werden, und von den Detektionsdaten E1(nT) und E2(nT), welche von der herkömmlichen Differentialdetektionsberechnungseinheit 33 ausgegeben werden, die in 1 gezeigt ist. Man beachte, dass der Abtastzyklus für die Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 halb so groß ist wie der Abtastzyklus T für die herkömmliche Differentialdetektionsberechnungseinheit 33. Dieses resultiert aus der Differenz in der Leistung zwischen der vorliegenden und der herkömmlichen Einheit 33. Dem gemäß ist die Anzahl von Samples pro Symbol für die vorliegende Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 vier, während die Anzahl für die herkömmliche zwei beträgt.
Wie in 5 gezeigt, nehmen die Detektionsdaten F1(nT) abwechselnd ein Multiplikationsergebnis von Inphasendaten, I(nT)·I{(n – m)T}, und ein Multiplikationsergebnis von Quadraturphasendaten, Q(nT)·Q{(n – m)T}, zu jeder Abtastzeit an. Auf der anderen Seite nehmen die herkömmlichen Detektionsdaten E1(nT) die Additionsergebnisse von I(nT)·I{(n – m)T} und Q(nT)·Q{(n – m)T} zu jeder zweiten Abtastzeit an.
Ähnlich nehmen die Detektionsdaten F2(nT) abwechselnd ein Multiplikationsergebnis von Inphasen- und Quadraturphasendaten, I{(n – m)T}·Q(nT), und ein Multiplikationsergebnis von Inphasen- und Quadraturphasendaten, –I(nT)·Q{(n – m}T}, zu jeder Abtastzeit an. Die herkömmlichen Detektionsdaten E2(nT) nehmen das Additionsergebnis von I{(n – m)T}·Q(nT) und –I(nT)·Q{(n – m)T} zu jeder zweiten Abtastzeit an.
Die obige Beschreibung zeigt, dass die Detektionsdaten F1(nT) der vorliegenden Ausführungsform abwechselnd mit der Zeitdivision einen Wert annehmen, der gleich dem ersten Stück oder dem zweiten Stück der herkömmlichen Detektionsdaten E1(nT) ist. Ähnlich nehmen die Detektionsdaten F2(nT) der vorliegenden Ausführungsform abwechselnd mit Zeitdivision einen Wert an, der gleich dem ersten Stück oder dem zweiten Stück der herkömmlichen Detektionsdaten E2(nT) ist.
Die obige Eigenschaft kann ebenso wie folgt beschrieben werden: sämtliche Detektionsdaten F1(nT) und F2(nT) besitzen zwei unterschiedliche Elemente und nehmen abwech selnd die Formen dieser Elemente zu jeder Abtastzeit an; und zu jeder zweiten Abtastzeit wird dasselbe Element ausgegeben. Das heißt, dass jedes Element sämtlicher Detektionsdaten F1(nT) und F2(nT) zu jeder zweiten Abtastzeit aktualisiert wird, und dass diese Aktualisierungsgeschwindigkeit gleich der der herkömmlichen Detektionsdaten E1(nT) und E2(nT) ist.
Die obige Schlussfolgerung zeigt, dass die Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 und die herkömmliche Differentialdetektionsberechnungseinheit 33 auf die selbe Weise arbeiten. Ebenso geben diese Einheiten die selben Signale über die selben Postdetektionsfilter aus. Daher ist der Abtastzyklus T für die Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 halb so groß wie der Abtastzyklus T für die herkömmliche Differentialdetektionsberechnungseinheit 33.
Im Weiteren wird das Prinzip der Erzeugung von den demodulierten Basisbandsignalen D1(nT) und D2(nT) beschrieben. Man beachte, dass es aus Einfachheitsgründen angenommen wird, dass sowohl die vorliegenden Postdetektionsfilter 4 und 5 als auch die herkömmlichen Postdetektionsfilter 31 und 32 ideale Tiefpassfilter sind, d.h., dass beide Filter nicht-notwendige Hochfrequenzkomponenten, die durch das Abtasten erzeugt werden, vollständig entfernen.
6A, 6B, 6C und 6D zeigen Wellenformen von Detektionsdaten F1(nT), die eine Signaleingabe in den Postdetektionsfilter 4 darstellen, von einem demodulierten Basisbandsignal D1(nT), welches von diesem Filter ausgegeben wird, Detektionsdaten E1(nT), welche eine Signaleingabe in den herkömmlichen Postdetektionsfilter 31 darstellen, und von einem demodulierten Basisbandsignal C1(nT), welches von dem herkömmlichen Filter ausgegeben wird. Diese Wellenformen repräsentieren die Signalwerte zu Zeiten von T bis 8T, wie in 5 gezeigt.
Im Weiteren wird es angenommen, dass jedes Vorzeichen o auf der durchgezogenen Linie von 6A das Multiplikationsergebnis von Inphasendaten, I(nT)·I{(n – m)T}, und jedes Zeichen o auf der gepunkteten Linie das Multiplikationsergebnis von Quadraturphasendaten, Q(nT)·Q{(n – m)T}, darstellt. Sodann stellt jedes Zeichen o in 6C die herkömmlichen Detektionsdaten E1(nT) dar. Der Wert ist dem Additionsergebnis der Werte auf der durchgezogenen und der gepunkteten Linie von 6A zu derselben Zeit (2T, 4T, ...) gleich, da die herkömmlichen Detektionsdaten E1(nT) das Additionsergebnis von einem Inphasendaten-Multiplikationsergebnis I(nT)·I{(n – m)T} und einem Quadraturphasendaten-Multiplikationsergebnis Q(nT)·Q{(n – m)T} darstellen.
Ein demoduliertes Basisbandsignal C1(nT), welches von dem Postdetektionsfilter 1 ausgegeben wird, schließt lediglich eine Basisbandfrequenzkomponente ein und wird entsprechend durch Zeichen o auf der durchgezogenen Linie von 6D dargestellt, und es ist der Kosinuskomponente der Phasendifferenz zwischen zwei benachbarten Symbolen der originalen modulierten Welle gleich, da der Filter sämtliche nicht-notwendigen Seitenbänder entfernt, die in den Detektionsdaten E1(nT) enthalten sind.
Ein demoduliertes Basisbandsignal D1(nT), welches von dem Postdetektionsfilter 4 ausgegeben wird, enthält lediglich eine Basisbandfrequenzkomponente und wird entsprechend durch Zeichen o auf der durchgezogenen Linie von 6B dargestellt, und es ist der Kosinuskomponente der Phasendifferenz zwischen zwei benachbarten Symbolen der originalen modulierten Welle gleich, da der Postdetektionsfilter 4 die selben Frequenzcharakteristiken wie der Postdetektionsfilter 31 aufweist und der Filter sämtliche der nicht-notwendigen Seitenbänder entfernt, welche in den Detektionsdaten F1(nT) enthalten sind.
Die durchgezogene Linie von 6B ist derjenigen von 6D gleich. Das heißt, dass die Detektionsdaten F1(nT) ein demoduliertes Basisbandsignal D1(nT) werden, welches dem herkömmlichen demodulierten Basisbandsignal C1(nT) gleich ist, nachdem der Postdetektionsfilter 4 nicht-notwendige Hochfrequenzkomponenten von F1(nT) entfernt hat.
Wie oben beschrieben, werden die Detektionsdaten F1(nT) bzw. E1(nT), welche unterschiedliche Wellenformen besitzen, Signale, welche die selbe Wellenform besitzen, nachdem sie die selben Filter passieren. Der Grund hierfür wird im Weiteren beschrieben.
Die beiden Elemente von Detektionsdaten F1(nT) (die durchgezogene Linie und die gepunktete Linie in 6A) und Detektionsdaten E1(nT) haben die folgende Relation gemeinsam: (1) das Additionsergebnis der zwei Elemente ist den Detektionsdaten E1(nT) gleich; (2) die beiden Elemente und die Detektionsdaten E1(nT) sind mit derselben Fre quenz (0,5/T) abgetastet worden; und (3) die zwei Elemente sind mit dem Intervall T abgetastet worden.
Die obige Relation führt zu der folgenden Beobachtung: Detektionsdaten F1(nT) und E1(nT) weisen die selbe Basisbandfrequenzkomponente und geradzahlige Hochfrequenzkomponente (Seitenbänder um Frequenzen von 1/T, 2/T, 3/T, ...) und unterschiedliche ungeradzahlige Hochfrequenzkomponenten (Seitenbänder um Frequenzen von 0,5/T, 1,5/T, 2,5/T, ...) auf.
Infolgedessen kann gesagt werden, dass die Detektionsdaten F1(nT) und E1(nT) ein Signal werden, welches der Kosinuskomponente der Phasendifferenz zwischen zwei benachbarten Symbolen der originalen modulierten Welle gleich ist, da die Postdetektionsfilter 4 und 31 sämtliche der nicht-notwendigen Seitenbänder mit Ausnahme gemeinsamer Basisbandfrequenzkomponenten entfernen.
Ähnlich wird auf Grundlage desselben Prinzips das demodulierte Basisbandsignal D2(nT) aus den Detektionsdaten F2(nT) durch das zweite Postdetektionsfilter 5 erhalten.
Wie aus der obigen Beschreibung ersichtlich ist, wird die Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 der vorliegenden Erfindung in einer kleineren Schaltung als der der herkömmlichen Differentialdetektionsberechnungseinheit 33 erhalten, obwohl beide Einheiten die selbe Funktion besitzen.
Genauer erfordert die Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 der vorliegenden Erfindung keine zwei Multiplikationseinrichtungen, keine Verzögerungseinrichtung, keinen Summierer und keine Subtraktionseinrichtung, welche in der herkömmlichen Differentialdetektionsberechnungseinheit 33 erforderlich sind, indem sie statt dessen lediglich zwei Wahleinrichtungen (11 und 12), eine Vorzeichenumkehreinrichtung (14) und eine Frequenzteilereinrichtung (17) hinzufügt. Es ist nicht notwendig zu sagen, dass Multiplikationseinrichtungen, Summierer und Subtraktionseinrichtungen wesentlich mehr Gate-Vorrichtungen als Wahleinrichtungen, Vorzeichenumkehreinrichtungen und Frequenzteilereinrichtungen benötigen.
Die demodulierten Basisbandsignale D1(nT) bzw. D2(nT) sind der Kosinuskomponente bzw. der Sinuskomponente der Phasendifferenz zwischen zwei benachbarten Symbolen des originalen modulierten Signals gleich. Daher kann ein beliebiges phasenmoduliertes Signal demoduliert werden, da eine Phasendifferenz durch diese zwei Signale D1(nT) und D2(nT) bestimmt wird.
Genauer wird durch das Beurteilen des Vorzeichens (+/–) der zwei Signale D1(nT) und D2(nT) eine Demodulation mit π/4-DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying) erreicht. Dieses liegt daran, dass jede der vier Arten von Phasendifferenzen, π/4, 3π/4, 5π/4 und 7π/4, jeder der Kombinationen der Kosinus- und Sinuskomponenten und positiven und negativen Vorzeichen entspricht. Dem gemäß ist die Differentialdetektorvorrichtung der vorliegenden Erfindung für die Demodulation mit π/4-DQPSK höchst geeignet.
Ähnlich wird durch Beurteilen des Vorzeichens (+/–) von D1(nT) + D2(nT) und D1(nT) – D2(nT) eine Demodulation mit DQPSK erreicht; wird durch Beurteilen des Vorzeichen von lediglich D1(nT) eine Demodulation mit DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying) erreicht und wird durch Beurteilen des Vorzeichens von lediglich D2(nT) eine Demodulation mit π/2-DBPSK erreicht.
<Die Postdetektionsfilter 4 und 5>
Im Weiteren werden die Postdetektionsfilter 4 und 5 in Ausführlichkeit hinsichtlich der Konstruktion und der Filtercharakteristiken beschrieben.
7 ist ein Blockdiagramm, welches die detaillierte Konstruktion der Postdetektionsfilter 4 und 5 veranschaulicht.
Die Postdetektionsfilter 4 und 5 weisen die selbe Konstruktion auf und schließen einen linearen Interpolationsfilter 35 und einen Integralfilter 36 auf.
Der lineare Interpolationsfilter 35 ist, wie in 8 gezeigt, aus den zwei Filtern 40 und 45, welche in Serie geschaltet sind, aufgebaut.
Die Filter 40 und 45 weisen die selbe Konstruktion auf.
41 und 46 stellen Register zum Verzögern einer Abtastzeit T dar. Ebenso stellen 42, 43, 47 und 48 eine 1/2-Koeffizientenmultiplikationseinrichtung und 44 und 49 Summierer dar.
Man beachte, dass die Koeffizientenmultiplikationseinrichtungen 42, 43, 47 und 48 keine logischen Schaltungen sind, sondern verteilende Einrichtungen einschließlich von Leitungen, die so angeschlossen sind, dass 8-Bit-Daten um ein Bit nach unten verschoben werden.
Die Filter 40 und 45 addieren eine Hälfte eines Eingangsdatenwertes zu einer Hälfte eines Eingangsdatenwertes von einer Abtastzeit früher und geben das Ergebnis aus. Genauer verwenden die Filter 40 und 45 die folgende Formel 8 zur z-Konversion von Übertragungsfunktionen H40(z) und H45(z):
Formel 8

H40(z) = (1 + z–1)/2
H45(z) = (1 + z–1)/2

Somit verwendet der lineare Interpolationsfilter 35, welcher aus den Filtern 40 und 45, welche in Serie geschaltet sind, aufgebaut ist, die folgende Formel 9 einer Übertragungsfunktion H35(z):
Formel 9

H35(z) = H40(z)·H45(z) = (1 + 2z–1 + z–2)/4

Wie die obige Formel anzeigt, gibt der lineare Interpolationsfilter 35 ein Additionsergebnis eines Viertels eines Eingangsdatenwertes, einer Hälfte eines Eingangsdatenwertes zwei Abtastzeiten früher und eines Vierteils eines Eingangsdatenwertes vier Abtastzeiten früher aus. Dieser Ausgangswert ist einem gewichteten gleitenden Mittelwert um ein Stück von Daten eine Abtastzeit früher gleich.
Man nehme an, dass die Detektionsdaten F1(nT), welche in 5 gezeigt sind, eingegeben werden. Der lineare Interpolationsfilter 35 gibt z.B. zu der Zeit 3T den Wert aus, welcher aus der folgenden Formel 10 erhalten wird:
Formel 10

i(T)·I(–3T)/4 + Q(2T)·Q(–2T)/2 + I(3T)·I(–T)/4

Das zweite Stück von Formel 10 ist Q(nT)·Q{(n – m)T} zur Zeit 2T gleich. Das Additionsergebnis des ersten und des dritten Teils kann als ein Teil von Abtastraten um die Zeit 2T herum interpretiert werden, d.h. als ein Signal, welches I(nT)·I{(n – m)T} gleich ist, welches durch lineare Interpolation unter Verwendung des Mittelwerts einer Mehrzahl von Teilen von Abtasttaten zu Zeiten T und 3T erzeugt wird. Somit kann Formel 10 ebenso als Q(nT)·Q{(n – m)T} + I(nT)·I{(n – m)T} ausgedrückt werden. Infolgedessen ist dieser Wert nahezu den herkömmlichen Detektionsdaten E1(nT) zur Zeit 2T gleich.
Die obige Relation ist auf Detektionsdaten F2(nT) sowie Detektionsdaten F1(nT) anzuwenden. Somit werden Detektionsdaten F1(nT) und F2(nT), die von der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 ausgegeben werden, durch den linearen Interpolationsfilter 35 in ein Signal umgewandelt, welches den Detektionsdaten E1(nT) und E2(nT) gleich ist, welche von der Differentialdetektionsberechnungseinheit 33 ausgegeben werden.
Wie es aus der obigen Beschreibung ersichtlich ist, ist der lineare Interpolationsfilter 35 für die Differentialdetektionsberechnungseinheit 3, weiche aus kleindimensionierten Schaltungen aufgebaut ist, geeignet.
Währenddessen werden, wie in 8 gezeigt, zwei Abtastsignale durch die Koeffizientenmultiplikationseinrichtungen 42, 43, 47 und 48 mit einem Koeffizienten "1/2" multipliziert, bevor sie durch die Summierer 44 und 49 addiert werden. Dieses verhindert einen Overflow, der in einer Filterschaltung auftritt, wenn ein Signal mit einer sehr hohen Amplitude eingegeben wird.
Die Koeffizientenmultiplikationseinrichtungen 42, 43, 47 und 48 sind kompakter hergestellt als digitale Standardfilter, da sie lediglich mit Leitungen erhalten werden und keine Schaltungskomponenten erfordern.
Im Weiteren wird der Integralfilter 36 in Ausführlichkeit hinsichtlich der Konstruktion und des Betriebs beschrieben.
Der Integralfilter 36 ist, wie in 9 gezeigt, aus zwei Filtern 60 und 65, die in Reihe geschaltet sind, aufgebaut.
61, 66 und 67 stellen Register zum Verzögern um eine Abtastzeit T dar. Ebenso stellen 62, 63, 68 und 69 1/2-Koeffizientenmultiplikationseinrichtungen und 64 und 70 Summierer dar. Man beachte, dass die Koeffizientenmultiplikationseinrichtungen 62, 63, 68 und 69, wie die Koeffizientenmultiplikationseinrichtungen 42, 43, 47 und 48, keine logischen Schaltungen sondern verteilende Einrichtungen sind, welche Leitungen enthalten, die für das Verschieben von 8-Bit-Daten um ein Bit angeschlossen sind.
Filter 60, welcher die selbe Konstruktion wie die Filter 40 und 45 aufweist, verwendet die folgende Formel 11 einer Übertragungsfunktion H60(z):
Formel 11

H60(z) = (1 + z–1)/2

Filter 65 gibt ein Additionsergebnis einer Hälfte eines Eingangsdatenwertes und einer Hälfte eines Eingangsdatenwertes zwei Abtastzeiten früher aus. Somit verwendet der Filter 65 die folgende Formel 12 einer Übertragungsfunktion H65(z):
Formel 12

H65(z) = (1 + z–2)/2

Somit verwendet der Integralfilter 36, welcher aus den Filtern 60 und 65 aufgebaut ist, die in Reihe geschaltet sind, die folgende Formel 13 einer Übertragungsfunktion H36(z):
Formel 13

H36(z) = H60(z)·H65(z) = (1 + z–1 + z–2 + z–3)/4

Wie die obige Formel anzeigt, gibt der Integralfilter 36 einen gleitenden Mittelwert von vier kontinuierlichen Stücken von Eingangsdaten aus. In anderen Worten führt der Filter 36 eine Integration von Signalen aus, die während der Zeitdauer 4T eingegeben werden.
Die wesentliche Funktion des Integralfilters 36 besteht darin, nicht-notwendige Hochfrequenzkomponenten zu entfernen, die durch das Abtasten durch die Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 erzeugt werden, d.h. die Frequenzkomponenten zu vermindern, welche durch Aliasing Störungen erzeugen. Wenn solche Komponenten in den demodulierten Basisbandsignalen verbleiben, wird kein glattes demoduliertes Basisbandsignal D1(nT), wie in 6B gezeigt, erhalten, und das Signal enthält Sägezahnwellenrauschen, namentlich Störungen durch Aliasing.
Der Frequenzgang (die Amplitudencharakteristiken) des Integralfilters 36 wird durch die gepunktete Linie in 10 dargestellt. Der Frequenzgang wird durch Substitution von z = e^–j2πfT in der Übertragungsfunktion von Formel 13 und Zeichnen der Relation zwischen f und 20 log|H36(z)| erhalten.
Wie es die Amplitudencharakteristiken, welche durch die gepunktete Linie in 10 dargestellt ist, anzeigt, wird eine Frequenzkomponente, welche größer als die Hälfte (0,25/T) einer substanziellen Abtastfrequenz (0,5/T) ist, verringert. Es wird bestimmt, dass die substanzielle Abtastfrequenz (0,5/T) die Hälfte der Abtastfrequenz (1/T) ist, da zwei Komponenten, welche jede die Detektionsdaten F1(nT) und F2(nT) bilden, von der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 alle zwei Abtastzeiten, wie es in 5 gezeigt ist, abwechselnd ausgegeben werden.
Im Weiteren werden die Amplitudencharakteristiken der Postdetektionsfilter 4 und 5, welcher jeder den linearen Interpolationsfilter 35 und den Integralfilter 36 enthält, beschrieben.
Die Postdetektionsfilter 4 und 5 verwenden die folgende Formel einer Übertragungsfunktion H(z), welche aus den Formeln 9 und 13 erhalten wird:
Formel 14

H(z) = H35(z)·H36(z) = (1 + 2z–1 + z–2)/4·(1 + z–1 + z–2 + z–3)/4

Somit wird durch Substituieren von z = e^–j2πfT in Formel 14 der Frequenzgang (die Amplitudencharakteristik) des Postdetektionsfilters 4 und 5 erhalten. Der Frequenzgang wird durch die durchgezogene Linie in 10 dargestellt.
Wie es in 10 gezeigt ist, erreicht die Frequenzkomponente (eine Frequenzkomponente, die höher ist als die Frequenz 0,25/T), welche Störungen durch Aliasing erzeugt, ungefähr –6 dB bei ihrem Maximum auf der gepunkteten Linie (Amplitudencharakteristik lediglich des Integralfilters 36) und erreicht etwa –12 dB an ihrem Maximum auf der durchgezogenen Linie (Amplitudencharakteristik der Postdetektionsfilter 4 und 5).
Die obige Beobachtung zeigt, dass die Postdetektionsfilter 4 und 5 nicht-notwendige Frequenzkomponenten mehr als lediglich der Integralfilter 36 abschwächen. Dieser Effekt der Postdetektionsfilter 4 und 5 wird durch ihre Konstruktion erzeugt, in welcher der lineare Interpolationsfilter 35 und der Integralfilter 36 in Reihe geschaltet sind.
Die Detektionsdaten F1(nT) und F2(nT), welche von der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 ausgegeben werden, werden durch Passieren durch die Postdetektionsfilter 4 und 5 demoduliert und werden die demodulierten Basisbandsignale D1(nT) und D2(nT), die gleich der Kosinuskomponente bzw. der Sinuskomponente der Phasendifferenz zwischen zwei benachbarten Symbolen in der originalen modulierten Welle sind.
In der vorliegenden Ausführungsform gibt der Integralfilter 36 ein Ergebnis eines Integrals über Datenteile aus, welche nacheinander während einer Zeitperiode von 4T eingegeben werden. Die Anzahl der Datenteile ist jedoch nicht auf vier beschränkt. Zum Beispiel kann der Filter ein Transversalfilter, wie in 11 gezeigt, sein, welcher keine Multiplikationseinrichtung enthält. Dieser Filter enthält (k – 1) Verzögerungseinrichtungen 51, 52, ..., 53 und einen Summierer 50 zum Addieren von k Eingangssignalen und gibt ein Ergebnis eines Integrals über k Teile von Eingangsdaten aus.
In der vorliegenden Ausführungsform ist k gleich vier. Der Grund hierfür wird unten beschrieben.
Der Wert k ist ein Faktor, welcher die Abschneidefrequenz des Filters bestimmt. Daher sollte ein geeigneter Wert für k unter Beachtung der Faktoren, wie der Abtastfrequenz, des Modulationsverfahrens und der Rauschbedingungen, gewählt werden. Im Allgemeinen wird der Wert von k so bestimmt, dass kT eine Symbolzeit wird. Für die vorliegende Erfindung ist eine gerade Zahl für k geeignet, da die zwei Signale, welche von der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 ausgegeben werden, abwechselnd gewählt werden. Je kleiner k ist, desto kleiner ist die Dimension der Schaltung. Wenn jedoch k = 2 ist, ist die Abschneidefrequenz so hoch, dass die Detektionsdaten Störungen durch Aliasing erzeugen und die Detektionsleistungsfähigkeit herabsetzen. Aus den obigen Gründen ist vier für k geeignet, um sowohl die Dimension der Schaltung als auch die Detektionsleistungsfähigkeitsbedingungen zu verbessern.
Der Integralfilter 36 weist aufgrund seiner Konstruktion, welche in 9 gezeigt ist, denselben Vorteil wie der lineare Interpolationsfilter 35 auf. Das heißt, dass der Integralfilter 36 in einer kleindimensionierten Schaltung erhalten werden kann, da verhindert wird, dass Overflows in den Summierern 64 und 70 auftreten, und es ist keine spezielle Multiplikationseinrichtung erforderlich, um mit einem Koeffizienten "1/2" zu multiplizieren.
In der vorliegenden Ausführungsform verzögert die Verzögerungseinrichtung 13 der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 eine Symbolzeit, nämlich m-Abtastzeiten. Die Verzögerungseinrichtung 13 kann jedoch die Symbolzeit multipliziert mit einer ganzen Zahl verzögern. In diesem Fall detektiert die Differentialdetektorvorrichtung die Phasendifferenz zwischen Symbolen des modulierten Signals, welche mit einer ganzen Zahl multipliziert sind.
<Zweite Ausführungsform>
Die Differentialdetektorvorrichtung in der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf die Figuren erläutert.
Die Differentialdetektorvorrichtung ist für das DQPSK-Modulationsverfahren geeignet.
12 ist ein Blockdiagramm, welches die Konstruktion der Differentialdetektorvorrichtung der zweiten Ausführungsform zeigt.
In der Zeichnung weisen die selben Elemente, wie diejenigen der Vorrichtung der ersten Ausführungsform, welche in 2 gezeigt ist, die selben Bezugszeichen auf. Die selben Elemente werden hier nicht beschrieben.
Im Vergleich mit der Vorrichtung der ersten Ausführungsform weist die Vorrichtung der zweiten Ausführungsform zusätzlich einen Summierer 6 zwischen der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 und dem Postdetektionsfilter 4 und einen Summierer 7 zwischen der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 und dem Postdetektionsfilter 4 auf.
Mit der obigen Konstruktion werden die Detektionsdaten F1(nT) durch den Summierer 6 zu den Detektionsdaten F2(nT) addiert, nachdem diese Datenteile von der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 ausgegeben worden sind. Der Summierer 6 gibt das Signal G1(nT) an den Postdetektionsfilter 4 aus. Das Signal G1(nT) ist durch die folgende Formel gegeben:
Formel 15

G1(nT) = F1(nT) + F2(nT)

Auf der anderen Seite werden die Detektionsdaten F1(nT) durch den Summierer 7 von den Detektionsdaten F2(nT) subtrahiert, nachdem diese Datenteile von der Differentialdetektionsberechnungseinheit 3 ausgegeben worden sind. Der Summierer 7 gibt das Signal G2(nT) an den Postdetektionsfilter 5 aus. Das Signal G2(nT) ist durch die folgende Formel gegeben:
Formel 16

G1(nT) = F1(nT) – F2(nT)

Infolgedessen wird durch Beurteilen des Vorzeichens (+/–) der zwei demodulierten Basisbandsignale D3(nT) und D4(nT) eine Demodulation mit DQPSK erreicht. Der Grund wird unten beschrieben.
Man nehme an, dass die Phasendifferenz des modulierten Signals (θ1–θ2) ist. Dann sind die Signale G1(nT) bzw. G2(nT), die durch die Formeln 15 bzw. 16 oben gegeben sind, ebenso durch die folgende Formel gegeben:
Formel 17

G1(nT) = cos(θ1 – θ2) + sin(θ1 – θ2)
G2(nT) = cos(θ1 – θ2) – sin(θ1 – θ2)

Dem gemäß entsprechen die vier Arten von Phasendifferenzen 0, π/2, π und 3π/2 in dem DQPSK-Modulationsverfahren (1,1), (1,–1), (–1,–1) bzw. (–1,1) für (G1(nT), G2(nT)) der obigen Signale. Somit entsprechen die Phasendifferenzen 0, π/2, π und 3π/2 des modulierten Signals (+,+), (+,–), (–,–) bzw. (–,+) für (D3(nT), D4(nT)) der demodulierten Basisbandsignale.
Es ist nicht notwendig, zu erwähnen, dass es durch das Beurteilen des logischen Wertes des Most Significant Bit (MSB) der Signale entschieden werden kann, ob die demodulierten Basisbandsignale D3(nT) und D4(nT) ein positives Vorzeichen oder ein negatives Vorzeichen haben, wie es oben beschrieben ist, da die Signale 8-Bit-Daten sind.
Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, ist die Differentialdetektorvorrichtung der vorliegenden Ausführungsform für das DQPSK-Modulationsverfahren geeignet, da eine Demodulation mit Hilfe des DQPSK-Modulationsverfahrens durch Beurteilen des Vorzeichens der demodulierten Basisbandsignale D3(nT) und D4(nT) erreicht wird.
Die Differentialdetektorvorrichtung der vorliegenden Erfindung ist durch zwei Ausführungsformen erläutert worden. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf die obigen Ausführungsformen beschränkt.
Das heißt:

(1) Auch wenn jedes digitale Signal, das in den obigen Ausführungsformen verwendet wird, 8-Bit-Daten darstellt, ist das Signal nicht auf eine solche Genauigkeit oder ein solches Darstellungsformat beschränkt; und
(2) auch wenn die Anzahl der Samples pro Symbol, namentlich m, in den obigen Ausführungsformen vier ist, kann die Anzahl jede gerade Zahl sein, die zwei oder größer ist.

Claims

Eine Differentialdetektorvorrichtung zum Erzeugen eines demodulierten Basisbandsignals aus Inphasen-Basisband- und Quadraturphasen-Basisband-Komponenten, die durch Ausführen einer Quadraturdetektion eines phasenmodulierten Signals erhalten werden, worin das demodulierte Basisbandsignal eine Phasendifferenz zwischen zwei Symbolen des phasenmodulierten Signals, die durch eine bestimmte Anzahl an Symbolzeiten voneinander getrennt sind, darstellt, worin die Differentialdetektorvorrichtung umfasst: eine erste Abtasteinrichtung (1) zum Abtasten und Digitalisieren des Inphasen-Basisbandsignals an Intervallen eines Abtastzyklus, die kürzer als eine Symbolzeit sind; eine zweite Abtasteinrichtung (2) zum Abtasten und Digitalisieren des Quadraturphasen-Basisbandsignals an Intervallen des genannten Abtastzyklus, worin die erste Abtasteinrichtung und die zweite Abtasteinrichtung sich im Betrieb miteinander synchronisieren; eine Differentaildtetektionsberechnungseinrichtung (3), welche einschließt eine Kosinuskomponentenberechnungseinheit zum abwechselnden Ausrechnen und Ausgeben von ersten Inphasen-Daten multipliziert mit zweiten Inphasen-Daten und von ersten Quadraturphasen-Daten multipliziert mit zweiten Quadraturphasen-Daten als erste Detektionsdaten (F1) an Intervallen des genannten Abtastzyklus, worin die ersten Inphasen-Daten und die zweiten Inphasen-Daten beide von der ersten Abtasteinrichtung an Intervallen des genannten Abtastzyklus ausgegeben werden, und die ersten Inphasen-Daten um die bestimmte Anzahl an Symbolzeiten früher als die zweiten Inphasen-Daten ausgegeben werden, und worin die ersten Quadraturphasen-Daten und die zweiten Quadraturphasen-Daten beide von der zweiten Abtasteinrichtung (2) ausgegeben werden, und die ersten Quadraturphasen-Daten um die bestimmte Anzahl an Symbolzeiten früher als die zweiten Quadraturphasen-Daten ausgegeben werden, eine Sinuskomponentenberechnungseinheit zum abwechselnden Ausrechnen und Ausgeben der ersten Inphasen-Daten multipliziert mit den zweiten Quadraturphasen-Daten und der ersten Quadraturphasen-Daten multipliziert mit den zweiten Inphasen-Daten als zweite Detektionsdaten (F2) an Intervallen des genannten Abtastzyklus; einen ersten Postdetektionsfilter (4) zum Erzeugen einer ersten Komponente durch Ausführen einer digitalen Signalverarbeitung der ersten Detektionsdaten unter Verwendung der folgenden Formel für eine Übertragungsfunktion H1(z):
wobei α und β Konstanten und i und k ganze Zahlen sind; und einen zweiten Postdetektionsfilter (5) zum Erzeugen einer zweiten Komponente durch Ausführen der digitalen Signalverarbeitung der zweiten Detektionsdaten unter Verwendung der Formel für die Übertragungsfunktion H1(z), worin die erste und die zweite Komponente das demodulierte Basisbandsignal bilden.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 1, worin sowohl der erste Postdetektionsfilter als auch der zweite Postdetektionsfilter einen linearen Interpolationsfilter, der durch die folgende Formel einer Übertragungsfunktion H2(z) H2(z) = α(1 + 2z–1 + z–2)dargestellt wird, und einen Integralfilter einschließen, der durch die folgende Formel einer Übertragungsfunktion H3(z)
dargestellt wird.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 2, worin der lineare Interpolationsfilter zwei erste Mittelungsfilter einschließt, die in Reihe geschaltet sind, und von denen jeder durch die folgende Formel einer Übertragungsfunktion H4(z) dargestellt wird H4(z) = (1 + z–1)/2.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 3, worin das in der Übertragungsfunktion H4(z) verwendete k des Integralfilters vier ist, worin der Integralfilter einen zweiten Mittelungsfilter, der durch die folgende Formel einer Übertragungsfunktion H5(z) dargestellt wird H5(z) = (1 + z–1)/2und einen dritten Mittelungsfilter, der durch die folgende Formel einer Übertragungsfunktion H6(z) dargestellt wird, einschließt H6(z) = (1 + z–2)/2.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 4, worin sowohl der erste Mittelungsfilter als auch der zweite Mittelungsfilter einschließen: eine erste Verzögerungseinrichtung zum Verzögern von Eingangsdaten um einen Abtastzyklus; zwei erste Multiplikationseinrichtungen zum Multiplizieren der Eingangdaten mit und zum Multiplizieren der Daten, die von der ersten Verzögerungseinrichtung ausgegeben werden, mit ½; und eine erste Additionseinrichtung zum Addieren von Daten, die von einer der zwei ersten Multiplikationseinrichtungen ausgegeben werden, zu Daten, die von der anderen der zwei ersten Multiplikationseinrichtungen ausgegeben werden, worin der dritte Mittelungsfilter einschließt: eine zweite Verzögerungseinrichtung zum Verzögern der Eingangsdaten um zwei Abtastzyklen; zwei zweite Multiplikationseinrichtungen zum Multiplizieren der Eingangdaten mit ½ und zum Multiplizieren der Daten, die von der zweiten Verzögerungseinrichtung ausgegeben werden, mit ½; und eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren von Daten, die von einer der zwei zweiten Multiplikationseinrichtungen ausgegeben werden, zu Daten, die von der anderen der zwei zweiten Multiplikationseinrichtungen ausgegeben werden.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 5, worin die erste Verzögerungseinrichtung ein n-Bit-Register ist, und die zweite Verzögerungseinrichtung ein n-Bit-Zwei-Stufen-Schieberegister ist, und die ersten Multiplikationseinrichtungen und die zweiten Multiplikationseinrichtungen Signalleitungen sind, die so verbunden sind, dass n-Bit-Daten um ein Bit nach unten verschoben werden, und die erste Additionseinrichtung und die zweite Additionseinrichtung jeweils ein Addierer zum Addieren eines Teils von n-Bit-Daten zu einem anderen Teil von n-Bit-Daten ist.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 6, worin die Kosinuskomponentenberechnungseinheit einschließt: eine erste Wahleinrichtung, die abwechselnd an Intervallen des genannten Abtastzyklus die Inphasen-Daten und die Quadraturphasen-Daten auswählt; eine dritte Verzögerungseinrichtung zum Verzögern der Daten, die von der ersten Wahleinrichtung ausgewählt werden, um eine bestimmte Anzahl an Symbolzeiten und zum Ausgeben der Daten; und eine dritte Multiplikationseinrichtung zum Multiplizieren der ausgewählten Daten mit den Daten, die von der dritten Verzögerungseinrichtung ausgegeben werden, und zum Ausgeben eines Ergebnisses der Multiplikation als die ersten Detektionsdaten, jedes Mal, wenn die erste Wahleinrichtung die Daten auswählt, worin die Sinuskomponentenberechnungseinheit einschließt: eine Vorzeichenumkehreinrichtung zum Umkehren eines Vorzeichens der Inphasen-Daten; eine zweite Wahleinrichtung, die abwechselnd an Intervallen des genannten Abtastzyklus die Quadraturphasen-Daten und die Inphasen-Daten mit dem umgekehrten Vorzeichen auswählt, worin die zweite Wahleinrichtung die Quadraturphasen-Daten auswählt, wenn die erste Wahleinrichtung die Inphasen-Daten auswählt, und die zweite Wahleinrichtung die Inphasen-Daten mit dem umgekehrten Vorzeichen auswählt, wenn die erste Wahleinrichtung die Quadraturphasen-Daten auswählt; und eine vierte Multiplikationseinrichtung zum Multiplizieren der ausgewählten Daten mit den Daten, die von der dritten Verzögerungseinrichtung ausgegeben werden, und zum Ausgeben eines Ergebnisses der Multiplikation als die zweiten Detektionsdaten, jedes Mal, wenn die zweite Wahleinrichtung die Daten auswählt.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 3, worin das in der Übertragungsfunktion H3(z) des Integralfilters verwendete k der Anzahl der Samples pro Symbolzeit, die von der ersten Abtasteinrichtung abgetastet werden, gleich ist.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 1, weiterhin umfassend: eine dritte Additionseinrichtung zum Addieren der ersten Detektionsdaten zu den zweiten Detektionsdaten, wobei die dritte Additionseinrichtung mit der Kosinuskomponentenberechnungseinheit und dem ersten Postdetektionsfilter verbunden ist; und eine erste Subtraktionseinsrichtung zum Erhalten einer Differenz zwischen den ersten Detektionsdaten und den zweiten Detektionsdaten, wobei die erste Subtraktionseinsrichtung mit der Sinuskomponentenberechnungseinheit und dem zweiten Postdetektionsfilter verbunden ist; worin der erste Postdetektionsfilter die digitale Signalverarbeitung von Daten, die von der dritten Additionseinrichtung ausgegeben werden, anstatt von den ersten Detektionsdaten unter Verwendung der Formel der Übertragungsfunktion H1(z) ausführt, worin der zweite Postdetektionsfilter die digitale Signalverarbeitung von Daten, die von der ersten Subtraktionseinrichtung ausgegeben werden, anstatt von den zweiten Detektionsdaten unter Verwendung der Formel der Übertragungsfunktion H1(z) ausführt.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 9, worin sowohl der erste Postdetektionsfilter als auch der zweite Postdetektionsfilter einen linearen Interpolationsfilter, der durch die folgende Formel einer Übertragungsfunktion H2(z) H2(z) = α(1 + 2z–1 + z–2)dargestellt wird, und einen Integralfilter einschließen, der durch die folgende Formel einer Übertragungsfunktion H3(z)
dargestellt wird.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 10, worin der lineare Interpolationsfilter zwei erste Mittelungsfilter einschließt, die in Reihe geschaltet sind, und von denen jeder durch die folgende Formel einer Übertragungsfunktion H4(z) dargestellt wird H4(z) = (1 + z–1)/2.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 11, worin das in der Übertragungsfunktion H4(z) verwendete k des Integralfilters vier ist, worin der Integralfilter einen zweiten Mittelungsfilter, der durch die folgende Formel einer Übertragungsfunktion H5(z) dargestellt wird H5(z) = (1 + z–1)/2und einen dritten Mittelungsfilter, der durch die folgende Formel einer Übertragungsfunktion H6(z) dargestellt wird, einschließt H6(z) = (1 + z–2)/2.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 12, worin sowohl der erste Mittelungsfilter als auch der zweite Mittelungsfilter einschließen: eine erste Verzögerungseinrichtung zum Verzögern von Eingangsdaten um einen Abtastzyklus; zwei erste Multiplikationseinrichtungen zum Multiplizieren der Eingangdaten mit ½ und zum Multiplizieren der Daten, die von der ersten Verzögerungseinrichtung ausgegeben werden, mit ½; und eine erste Additionseinrichtung zum Addieren von Daten, die von einer der zwei ersten Multiplikationseinrichtungen ausgegeben werden, zu Daten, die von der anderen der zwei ersten Multiplikationseinrichtungen ausgegeben werden, worin der dritte Mittelungsfilter einschließt: eine zweite Verzögerungseinrichtung zum Verzögern der Eingangsdaten um zwei Abtastzyklen; zwei zweite Multiplikationseinrichtungen zum Multiplizieren der Eingangdaten mit ½ und zum Multiplizieren der Daten, die von der zweiten Verzögerungseinrichtung ausgegeben werden, mit ½; und eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren von Daten, die von einer der zwei zweiten Multiplikationseinrichtungen ausgegeben werden, zu Daten, die von der anderen der zwei zweiten Multiplikationseinrichtungen ausgegeben werden.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 13, worin die erste Verzögerungseinrichtung ein n-Bit-Register ist, und die zweite Verzögerungseinrichtung ein n-Bit-Zwei-Stufen-Schieberegister ist, und die ersten Multiplikationseinrichtungen und die zweiten Multiplikationseinrichtungen Signalleitungen sind, die so verbunden sind, dass n-Bit-Daten um ein Bit nach unten verschoben werden, und die erste Additionseinrichtung und die zweite Additionseinrichtung jeweils ein Addierer zum Addieren eines Teils von n-Bit-Daten zu einem anderen Teil von n-Bit-Daten ist.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 14, worin die Kosinuskomponentenberechnungseinheit einschließt: eine erste Wahleinrichtung, die abwechselnd die Inphasen-Daten und die Quadraturphasen-Daten an Intervallen des Abtastzyklus auswählt; eine dritte Verzögerungseinrichtung zum Verzögern der Daten, die von der ersten Wahleinrichtung ausgewählt werden, um eine bestimmte Anzahl an Symbolzeiten und zum Ausgeben der Daten; und eine dritte Multiplikationseinrichtung zum Multiplizieren der ausgewählten Daten mit den Daten, die von der dritten Verzögerungseinrichtung ausgegeben werden, und zum Ausgeben eines Ergebnisses der Multiplikation als die ersten Detektionsdaten, jedes Mal, wenn die erste Wahleinrichtung die Daten auswählt, worin die Sinuskomponentenberechnungseinheit einschließt: eine Vorzeichenumkehreinrichtung zum Umkehren eines Vorzeichens der Inphasen-Daten; eine zweite Wahleinrichtung, die abwechselnd die Quadraturphasen-Daten und die Inphasen-Daten mit dem umgekehrten Vorzeichen an Intervallen des genannten Abtastzyklus auswählt, worin die zweite Wahleinrichtung die Quadraturphasen-Daten auswählt, wenn die erste Wahleinrichtung die Inphasen-Daten auswählt, und die zweite Wahleinrichtung die Inphasen-Daten mit dem umgekehrten Vorzeichen auswählt, wenn die erste Wahleinrichtung die Quadraturphasen-Daten auswählt; und eine vierte Multiplikationseinrichtung zum Multiplizieren der ausgewählten Daten mit den Daten, die von der dritten Verzögerungseinrichtung ausgegeben werden, und zum Ausgeben eines Ergebnisses der Multiplikation als die zweiten Detektionsdaten, jedes Mal, wenn die zweite Wahleinrichtung die Daten auswählt.
Die Differentialdetektorvorrichtung von Anspruch 11, worin das in der Übertragungsfunktion H3(z) des Integralfilters verwendete k der Anzahl der Samples pro Symbolzeit, die von der ersten Abtasteinrichtung abgetastet werden, gleich ist.