NL8402318A

NL8402318A - Inrichting voor het genereren van een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal van constante amplitude in responsie op datasignalen.

Info

Publication number: NL8402318A
Application number: NL8402318A
Authority: NL
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1984-07-23
Filing date: 1984-07-23
Publication date: 1986-02-17
Also published as: EP0169612B1; JPH0567101B2; EP0169612A1; US4686688A; DK330085A; DK163777B; CA1238366A; DK330085D0; JPS6139755A; DE3570566D1; DK163777C; AU4524085A; AU586369B2

Description

1 i

HiN 11.101 1 N.V. Philips’ Gloeilairpenfabrieken te Eindhoven.

"Inrichting voor het genereren van een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal van constante amplitude in responsie cp datasignalen".

(A) Achtergrond van de uitvinding.

De uitvinding heeft betrekking op een inrichting voor het genereren van een analoog hoekgemoduleerd draaggolfsignaal met een nagenoeg constante amplitude en een continue fase 0(t) in responsie op datasigna-5 len van gegeven symboolfrequentie 1/T, welke inrichting is voorzien van: een met de symboolfrequentie gesynchroniseerd klokcircuit voor het produceren van een kloksignaal met een frequentie 4q/T, waarbij q een geheel getal groter dan 1 is; een stuurcircuit dat een door het kloksignaal gestuurd adresseercircuit met een interpolatieteller bevat voor het in res-10 ponsie op een gegeven aantal successieve datasymtolen produceren van adressen met een frequentie 4q/T, en een door de symboolfrequentie gestuurde teller voor het in responsie op de datasymbolen produceren van fasetoe-standnunxners die de waarde modulo^H' van de fase 0(t) aan de grenzen van de symboolintervallen ter lengte T karakteriseren; een op het stuurcircuit 15 aangesloten signaalprocessor die een eerste leesgeheugen bevat voor het op adresseer bare locaties opslaan van digitale numerieke waarden die representatief zijn voor de signalen cos 0(t) en sin0(t) qp de door het kloksignaal bepaalde tijdstippen, waarbij de opgeslagen waarden worden uitgelezen uit de locaties van het eerste leesgeheugen onder besturing 20 van het adresseercircuit en de uitgelezen waarden worden verwerkt tot het analoge hoékgemoduleerde draaggolfsignaal met gebruikmaking van digitaal-analoog conversie.

Een dergelijke inrichting is bekend uit het artikel van De Jager en Dekker over TEM (Tamed Frequency Modulation) in tree: Transactions on 25 Ccranunications, Vol. COM-26, No.5, May 1978, pp. 534-542, (zie Fig. 15) en bet Amerikaanse octrooischrift 4.229.821 (zie Fig. 18). De fase 0(t) van een TEM-signaal verandert in een symboolinterval ter lengte T ten hoogste met een bedrag van + 1f/2 rad en de waarde modiiloKS'n' van de fase 0(t) blijft binnen dit interval steeds in een zelfde fasequadrant 30 £yt^2, (yf1)^r/2^| met y=o, 1, 2 of 3 bij een geschikte keuze van 0(t) cp het referentietijdstip t = o, terwijl een eventuele overgang naar een ander fasequadrant slechts plaats vindt aan de grenzen van de symboolintervallen. In het geval van een TEM-signaal is het fasetoestandnummer 8402318 EHN 11.101 2 W τ

f T

het fasequadrantnurnmer' y modulo-4. Dit fasequadrantnummer wordt in de bekende inrichtingen verkregen als telstand van een door de datasymbolen bestuurde inodulo-4 op-af teller en wordt aldaar benut als deel van het uit-leesadres voor het eerste leesgeheugen van de signaalprocessor. De uitge-5 lezen digitale numerieke waarden worden omgezet in twee analoge signalen cos 0(t) en sin ${t) door middel van twee DAC-circuits (Digital-to-Analog Conversion circuits). Via twee laagdoorlaatfliters ter onderdrukking van ongewenste signaalcomponenten bij de frequentie 4q/T en veelvouden daarvan worden de twee analoge signalen toegevoerd aan een analoog quadratuurmodu-10 latiecircuit en daarin door middel van twee productmodulatoren vermenigvuldigd met twee draaggolven in fasequadratuur, waarna het TEM-signaal vrordt verkregen door middel van een opbeller die op de productmodulatoren is aangesloten.

Aangezien het scheidingsvlak tussen de digitale en analoge sig-15 naai verwerkende delen onmiddellijk na het eerste leesgeheugen ligt, hebben deze bekende inrichtingen een uitgesproken hybride structuur, waarbij bijzonder hoge eisen worden gesteld aan de circuitrealisatie van het analoge deel zowel wat betreft de gelijkheid van de amplitude- en fasekarakteris-tieken van de twee signaalwegen en de onvermijdelijke gelijkspanningsver-20 schuivingen daarin,- als wat betreft de nauwkeurigheid van de f asequadratuur van de twee draaggolven cm te voorkomen dat ongewenste amplitude- en fasevariaties, ongewenste zijbanden en onvoldoende draaggolfonderdrukking optreden in het TEM-signaal aan de uitgang.

Een mogelijkheid om bovengenoemde nadelen te vermijden is de sa-25 menstellende delen van het analoge quadratuurmodulatiecircuit (productmodulatoren, draaggolfoscillator en opteller) te vervangen door hun op zichzelf bekende digitale equivalenten, deze equivalenten in te richten voor het verwerken van signaalmonsters met de frequentie 4q/T van het kloksig-naal en het aldus verkregen digitale quadratuur modulatiecircuit direct 30 aan te sluiten op het eerste leesgeheugen. Het scheidingsvlak tussen de digitale en analoge delen is dan verlegd naar de uitgang van het quadratuurmodulatiecircuit en bijgevolg is nog slechts één DAC-circuit nodig voor het verkrijgen van het TEM-signaal. Voor een praktische implementatie is de aldus verkregen overwegend digitale structuur echter nog niet aan-35 trékkelijk gezien de in het quadratuurmodulatiecircuit benodigde digitale vermenigvuldigers die de maximaal toelaatbare datasymboolfrequentie 1/T beperken.

In het artikel van Chung en Zegers over GTEM (Generalized TEM) in 8402318 f i - ESN 11.101 3

Philips Journal of Research/ Vol.37, No.4, 1982, pp. 165-177 is vermeld (zie p.169) dat deze beperking kan worden opgeheven door een geschikte waarde voor de draaggolffrequentie te kiezen (bijvoorbeeld gelijk aan een kwart van de frequentie 4q/T van het kloksignaal) en door dan de functies 5 van het eerste leesgeheugen en het digitale quadratuurmodulatiecircuit te combineren. In het eerste leesgeheugen warden dan digitale numerieke waarden opgeslagen die monsters representeren van het analoge GEEM-signaal en bijgevolg kan het DAC-circuit direct worden aangesloten qp het eerste leesgeheugen. De aldus verkregen inrichting is bijzonder aantrekkelijk voor 10 monolithische integratie en kan een groot bereik van datas^mboolfrequen-ties behandelen, bijvoorbeeld van 2,4 kbit/s tot 72 kbit/s· Deze techniek is niet beperkt tot de generatie van (G) TEM-signalen, maar kan ook worden toegepast voor een grote verscheidenheid van andere modulatiemethoden, zoals n-PBCEM (n-ary Partial Response Continuous Phase Modulation) en CORPSK 15 (Correlative Phase Shift Keying) beschreven in het artikel van ftulin,

Eydbeck en Sundberg en het artikel van Muilwijk in IEEE Transactions on Communications, Vol. CCM-29, No.3, March 1981, pp. 210-225 resp. pp. 226-236, en GYKK (Gaussian Minimum Shift Keying) beschreven in het artikel van Murota en Hirade in IEEE Transactions on Communications, Vol. CQM-29, 20 No. 7, July 1981, pp. 1044-1050. Voor sommige toepassingen van deze techniek kan de benodigde geheugencapaciteit toch nog een bezwaar vormen.

(B) Samenvatting van de uitvinding·.

De uitvinding beoogt een inrichting van het in de aanhef van paragraaf (A) vermelde type te verschaffen voor generatie van (G)TEM-signa-25 len, GMSK-signalen en verscheidene typen van CORPSK-signalen en CEM-signa-len met faseveranderingen per symboolinterval gelijk aan + 1Γ/2 rad of veelvouden daarvan, in welke inrichting een voor monolithische integratie aantrekkelijke structuur gepaard gaat met een relatief kleine geheugencapaciteit van het eerste leesgeheugen.

30 De inrichting volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat het eerste leesgeheugen is ingericht voor het slechts opslaan van de signalen cos jzf(t) en sin $(t) representerende waarden voor niet-afnemende fases j3(t) die geassociëerd zijn met één gegeven f asetoes tandnummer; het adres-seercircuit een adresconverter bevat voor het in responsie cp genoemde ge-35 gaven aantel successieve datasymbolen produceren van adressen voor niet-afnemende fases 0(t) geassociëerd met genoemde gegeven f asetoes tandnunmer en een ccnversie-indicatiesignaal; het stuurcircuit verder een door het kloksignaal gestuurde generator bevat voor het in responsie qp de fase- 8402318 PHN 11.101 4

ï V

t r toestandnunmers produceren van een eerste en een tweede selectiesignaal; en de signaalprocessor is ingericht voor het in responsie qp het eerste selectiesignaal op elk kloktijdstip selectief toevoeren van slechts één van beide, de signalen cos 0(t) en sin 0(t) representerende waarden aan 5 een digitaal-analoog conversiecircuit en voor het in responsie op het tweede selectiesignaal op elk kloktijdstip selectief inverteren van het teken van het uitgangsmonster van het digitaal-analoog conversiecircuit, welke uitgangsmonsters de monsters vormen van het analoge hoekgemcduleer-de draaggolfsignaal met een draaggolffrequentie q/T, waardoor genoemd 10 draaggolf signaal aan genoemde uitgangsmonsters kan worden ontleend met behulp van een banddoorlaatfilter.

(C) Korte beschrijving van de tekening.

Aan de hand van de tekeningen zullen thans uitvoerings voorbeelden van de uitvinding en hun voordelen nader worden toegelicht. Daarbij toont: 15 Fig. 1 een bekend basisschema van een GTFM-zender;

Fig. 2 een blokschema van een bekende praktische uitvoering van een inrichting voor het genereren van een GTEM-signaal die in de zender van Fig. 1 kan worden toegepast;

Fig. 3 een blokschema van een eerste uitvoeringsvoorbeeld van een 20 inrichting volgens de uitvinding voor het genereren van een <3EEM-signaal;

Fig. 4 twee diagrammen ter toelichting van de adrescanversie en de respectieve selecties die in de inrichting van Fig. 3.:worden uitgevoerd;

Fig. 5 en Fig. 6 blokschema1s van een uitvoeringsvoorbeeld van een subcircuit voor de adresconverter respectievelijk van een selectiesig-25 naalgenerator die in de inrichting van Fig. 3 kunnen worden toegepast;

Fig. 7 blokschema's van uitvoeringsvoorbeelden van een tekenin-verter die in de inrichting van Fig. 3 kan worden toegepast;

Fig. 8 een blokschema van een tweede uitvoeringsvoorbeeld van een inrichting volgens de uitvinding voor het genereren van een GEFHrsignaal; 30 Fig. 9 twee diagrammen ter toelichting van de adresconversie en de respectieve selecties die in de Inrichting van Fig. 8 worden uitgevoerd;

Fig. 10 een blokschema van een uitvoeringsvoorbeeld van een adresconverter die in de inrichting van Fig. 8 kan worden toegepast;

Fig. 11 een blokschema van een variant van het adresseercircuit 35 en de signaalprocessor'van Fig. 8;

Fig. 12 een blokschema van een derde uitvoeringsvoorbeeld van een inrichting volgens de uitvinding voor het genereren van een CORPSK (4-5) signaal; 8402318 * £ EHN 11.101 5 f r

Fig. 13 blakschema's van uitvoer±ngsvoorbeelden van een niet-lineair correlatief codeercircuit dat in de inrichting van Fig. 12 kan warden toegepast;

Fig. 14 twee diagrairmen ter toelichting van de respectieve se-5 lecties die in de inrichting van Fig. 12 worden uitgevoerd; en

Fig. 15 een blokschema van een uitvoeringsvoorbeeld van een selecties ignaalgenerator die in de inrichting van Fig. 12 kan worden toegepast.

(D) Beschrijving van de uitvoeringsvoorbeelden.

10 D (1). Algemene beschrijving.

Aangezien de toelichting van de inrichting voor het genereren van een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal van nagenoeg constante amplitude en continue fase 0(t) wordt gegeven voor het geval van een GTEM-signaal, wordt nu eerst een basisschema van een GEEM-zender besproken aan de hand 15 van Fig. 1. Dit schema van Fig. 1 is een modificatie van het basisschema van een TEM-zender zoals bekend uit het Amerikaanse octrooischrift 4.229.821.

De zender in Fig. 1 bevat een datasignaalbron 1 die wordt gesynchroniseerd door een kloksignaalbron 2. De aan bron 1 ontleende binaire datasignalen met een symboolfrequentie 1/T worden via een differentieel 20 codeercircuit 3 toegevoerd aan een inrichting 4 voor het genereren van een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal van nagenoeg constante amplitude en continue fase 0(t). Dit gemoduleerde signaal wordt aan het transmissiekanaal toegevoerd via een uitgangscircuit 5, waarin zowel een vermogens versterking als ook een translatie naar de frequentieband van het transmissie-25 kanaal kan plaats •tónden.

In Fig. 1 is inrichting 4 uitgevoerd als een frequentiemodulator met een ideale spanningsgestuurde oscillator 6, waarvan de rustfrequentie steeds gelijk is aan de gewenste (tussen) draaggolffrequentie f en waar- c van de versterkingsconstante steeds gelijk is aan 1ty (2T) rad per volt per 30 sec., aan welke oscillator 6 de differentieel gecodeerde binaire datasignalen worden toegevoerd via een premodulatiefilter 7. Dit premodulatie-filter 7 bevat een partiële-respons ie-codeercircuit 8 en een laagdoorlaat-filter 9, waarvan de overdrachtsfunctie voldoet aan het derde Nyquist-criterium. Codeercircuit 8 wordt gevormd door een transversaalfilter met 35 twee vertragingselementen 10/ 11/ elk met een vertragingstijd gelijk aan een symboolperiode T, die via drie weegcircuits 12, 13, 14 met weegfactoren gelijk aai resp. A, B, A zijn aangesloten qp een opbeller 15. Deze weegfactoren A,B liggen in het bereik van o tot 1 en voldoen aan de voor- * 8402318 ΡΗΝ 11.101 6 ψ «! τ r waarde: 2Α+Β=1; ±η het geval van TEM is B=0,5 en dus A=0,25.

Aan de uitgang van oscillator 6 treedt een GTEM-signaal s(t) op dat kan worden uitgedrukt als: s(t) - sin [ect + 0(t)] (1) 5 waarbij ω = 2 Hf en f de (tussen)draaggolffrequentie is. Zoals in het geval van TEM is aangetoond in het Amerikaanse octrooischrift 4.229.821, bestaat dan tussen de fase 0(t) en het aan inrichting 4 toegevoerde, differentieel gecodeerde binaire datasignaal b(t) een zodanige relatie dat het bedrag van de f asever andering over een symboolperiode T tussen de tijd-10 stippen t=nfl? en t = ΜΓ+Τ met m een geheel getal wordt gegeven door: Φ (it£F+T) - 0(rrfT) = [Ab(ïrr1) _+Bb(m) + Ab(itH-1 )]ΐϊ/2 (2) waarbij b(m) net b(m) = + 1 een symbool voorstelt van datasignaal b(t) in symboolinterval (itfT, irtT+T). Iferder is aangetoond dat de gedaante van de fase 0(t) voor tijdstippen t binnen dit symboolinterval (irfT, nfT+T) afhangt 15 van de specifieke keuze van laagdoorlaatfilter 9 dat voldoet aan het derde Nyquist-criterium, maar bij elke keuze voornamelijk wordt bepaald door de gefilterde versie van de in formule (2) genoende drie successieve data-symbolen b(m-1), b(m), b (irH-1), aan de uitgang van premodulatiefilter 7.

Het aldus verkregen GTEM-signaal s(t) bezit vele eigenschappen 20 die gewenst zijn voor een efficiënte verdere verwerking in de praktische uitvoeringen van uitgangscircuit 5 zoals die worden toegepast in radiocommunicatiesystemen. In Eig. 1 is dit uitgangscircuit ingericht als fre-quentieconverter met een mengtrap 16, een draaggolfbron 17 en een band-doorlaatfilter 18 voor het verkrijgen van een GTEM-signaal sQ(t) net een 25 hogere draaggolffrequentie fQ dan de (tussen)draaggolffrequentie fc, waarbij sQ(t) kan. worden uitgedrukt als: sQ(t) = sin[(^t + 0(t)] (3) net WQ = 2TffQ. Daartoe levert bron 17 een draaggolfsignaal van constante amplitude en frequentie fQ-f dat in mengtrap 16 wordt gemengd net het 30 GTEM-signaal s(t) afkomstig van oscillator 6, waarna het mengproduct bij de somfrequentie (fQHE ) + fQ = fQ wordt geselecteerd door middel van band-doorlaatfilter 18. Aangezien dit-GTEM-signaal s(t) een constante amplitude bezit, treden geen problemen qp indien bij de praktische uitvoering van uitgangscircuit 5 gebruik gemaakt wordt van componenten net een niet-line-35 aire amplitude-overdrachtsfunctie voor het bereiken van een hoog vermogens-rendement. Verder behoeven aan banddoorlaatfilter 18 geen bijzonder kritische eisen te worden gesteld voor de selectie van het aan het transmis-siekanaal toe te voeren signaal, aangezien het GTEM-signaal s(t) een com- s 8402318 im 11.101 7 £ 4

Ir pact vermogensdichtbeidsspectrum bezit net zij lobben van relatief laag niveau. Bij de praktische implementatie van inrichting 4 worden daarentegen zeer hoge eisen gesteld aan de (in Eig. 1 niet getoonde) analoge circuits die nodig zijn cm de rustfrequentie en de versterkingscanstante van oscil-5 lator 6 op hun voorgeschreven waarden van f en 1f/ (2T) te houden.

v

De problemen die gepaard gaan met de stringente eisen aan de beheersing van analoge circuitfuncties kunnen worden ondervangen door inrichting 4 uit te voeren cp de in Fig, 2 weergegeven wijze, waardoor een overwegend digitale structuur wordt verkregen. In deze uitvoering wordt 10 gebruik gemaakt van digitale signaalverwerkingstechnieken voor het realiseren van de premodulatiefiltering, waarbij alleen de meest significante waarden van de gewenste impulsresponsie g(t) van premodulatiefilter 7 in Fig. 1 worden benut en wel de waarden in een centraal interval ter lengte pF met p een klein oneven getal. Verder wordt gebruik gemaakt van quadra-15 tuurmodulatie voor het genereren van het GEEM-signaal s (t). Deze uitvoering berust op een schema dat bekend is uit de in paragraaf (A) genoemde publikaties over TEM, welk schema is gemodificeerd volgens de aldaar even-een genoemde publikatie over GTEM door gebruik te maken van een digitaal quadratuurmodulatiecircuit.

20 Inrichting 4 in Fig. 2 ’bevat een klokcircuit 20 dat is gesynchro niseerd met de symboolfrequentie 1/T van bron 2 in Fig. 1 en dat een klok-signaal produceert net een frequentie fg: fs * 1/Ts = 4q/T (4) waarbij q een geheel getal groter dan 1 is. Verder is inrichting 4 voorzien 25 van een stuurcircuit 21 dat een door dit kloksignaal gestuurd adresseercir-cuit 22 met een interpolatieteller 23 bevat voor het produceren van adressen met een frequentie f = 4q/T en een door de symboolfrequentie 1/T ge- o stuurde teller 24 bevat voor het produceren van fasetoestandsnumners die de waarde 11031110-211^ van de fase 0(t) aan de grenzen van de syiriboolinter-30 vallen karakteriseren. Cp dit stuurcircuit 21 is een signaalprocessor 25 aangesloten die een eerste leesgeheugen 26 met twee géheugensecties 26(1) en 26(2) bevat, waarin pp adresseerbare locaties digitale numerieke waarden zijn opgeslagen die representatief zijn voor de signalen cos 0(t) en sin 0(t) op de door het kloksignaal met frequentie f bepaalde tijdstippen 35 t±:

*1 = 1 TS

waarbij i een geheel getal is. De uit geheugensecties 26(1) ei 26(2) uitgelezen discrete signaalmonsters cos D'iVl en sin|^(t^)J worden in 8402318 PHN 11.101 8 » «

1 I

een digitale quadratuurmodulator 27 verwerkt tot discrete signaalrnonsters s (t^) van de vorm: s (tjjl = sin [«ct± + 0(t,.)] (6) die worden toegevoerd aan een door klokcircuit 20 bestuurd DAC-circuit 28 5 voor het produceren van het corresponderende analoge GTFM-signaal s (t).

In adresseercircuit 22 wordt het differentieel gecodeerde binaire datasignaal b(t) van codeercircuit 3. in Fig. 1 toegevoerd aan een serie-parallelconverter 29 in de vorm van een schuifregister waarvan de inhoud wordt doorgeschoven met de symboolfrequentie 1/T. Dit schuifregister 29 10 .bevat een aantal van p elementen dat gelijk is aan het aantal symboolpe-rioden waartoe de lengte pT van het centrale interval van impulsrespons ie g(t) is beperkt. De gedaante van de fase 0(t) binnen één symboolinterval ter lengte T is dan volledig bepaald door deze tot een lengte ptΓ beperkte impulsresponsie g(t) en de p dan in schuifregister 29 aanwezige datasym-15 holen | zodat er 2^ gedaanten van fase 0(t) binnen êên symboolinterval mogelijk zijn; in Fig. 2 is p=5 gekozen en dus is 2^=2^=32. Het eerste deel van de adressen die adresseercircuit 22 produceert voor het uitlezen van eerste leesgéheugen 26 gedurende het symboolinterval (ir£T, itiT+T) wordt dan gevormd door .de datasymbolen b(m-2), b(m-1), b(m), b(m+1), b(nri-2) die in 20 schuifregister 29 aanwezig zijn. Deze uitleesadressen worden geproduceerd met een frequentie f == 4q/T, waarbij de interpolatiefactor 4q het aantal uit te lezen discrete signaalrnonsters per symboolinterval ter lengte T is. Daartoe is interpolatieteller 23 uitgevoerd als een een modulo-4q teller , waarvan de telingang het kloksignaal met frequentie f = 4q/T van klok- s 25 circuit 20 ontvangt en waarvan de telstand als tweede deel van de uitleesadressen fungeert; in Fig. 2 is q=4 gekozen en dus is 4q=16 en teller 23 een modulo-16 teller.

Uit formule (2) volgt dat de fase 0{t) tussen de tijdstippen t=rrfT en t=3rff+T ten hoogste met een bedrag van +11/2 rad kan veranderen en 30 dat binnen dit tijdinterval de waarde modulo-21T' van de fase 0(t) steeds in een zelfde fasequadrant [y1T/2f (y+1 )1^/2^ met y=o, 1, 2 of 3 blijft bij een geschikte keuze van 0(t) op het referentietijdstip t=o, terwijl een eventuele overgang naar een ander fasequadrant slechts plaats vindt op het tijdstip t=ntr+T.. Voor de karakterisering van de waarde modulo-21t 35 van de fase 0(t) aan de grenzen van de symboolintervallen door middel van fasetoestandsnummers kan in dit geval gebruik gemaakt worden van de fase-quadrantnummers y modulo-4. Uit formule (2) kan worden afgeleid dat tussen het quadrantnummer y(m) modulo-4 voor het symboolinterval (n<r,mT+T), het 8402318 é * PHN 11.101 9 * f vorige nurrmer y(m-1) modulo-4 en de datasymbolen b(m-1), b(m) de relatie volgens onderstaande Tabel I bestaat.

Tabel I

5 b(mrl) b(m) y(m) +1 +1 y(m-1) +1 +1 -1 y(m-1) -1 +1 y(itH) -1 -1 y(m-1) -1 10 ---

In Fig. 2 wordt het als fasetoestandsnunmer fungerende quadrantnunmer verkregen door teller 24 uit te voeren als een gemodificeerde modulo-4 cp-afteller, waaraan het datasymbool b(m) van schuifregister 29 wordt toegevoerd en waarvan de telstand het quadrantnuirmer y(m) modulo-4 is, waarbij 15 de telstand y(m) samenhangt met de vorige telstand y(m-1) en de datasym-bolen b(irH), b(m) volgens Tabel I. Aangezien de in de geheugensecties 26(1} r 26(2) opgeslagen waarden de respectieve signalen cos $(t), sin ^(t) representeren ei deze signalen nog afhangen van het quadrantnurtner y(m) . modulo-4 dat aangeeft in welk fasequadrant φ (t) is gelegen voor het be-20 schouwde symboolinterval (riff, irT+T), dient de cpslag van de cos fat), sin JZi(t) representerende waarden voor de 2^=32 mogelijke gedaanten van 0(t) te warden uitgevoerd voor elk fasequadrant. De telstand van quadran-tenteller 24 in Fig. 2 vormt dan ook het derde deel van de uitleesadressen. Deze uitleesadressen hebben in Fig. 2 een breedte van 11 bits (5 bits voor 25 de inbcud van schuifregis ter 29, 4 bits voor de telstand van interpolatie-teller 23 en 2 bits voor de telstand van quadrantenteller 24) en worden via een adreshus 30 toegevoerd aan beide secties 26(1) en 26(2) van lees-geheugen 26.

De uit geheugensecties 26 (1) en 26 (2) uitgelezen discrete signaal-30 monsters cosQ^t^JJ en sin £0(^)3 worden toegevoerd aan quadratnurmo-dulator 27 en daarin met behulp van digitale vermenigvuldigers 31 en 32 respectievelijk vermenigvuldigd met discrete signaalmonsters sin (ta ,t.) en

C* X

cos (w t^). van twee draaggolven in fasequadratuur die afkomstig zijn van een met het kloksignaal van frequentie f = 4q/T gesynchroniseerde digitale 35 draaggolfhron 33. De uitgangssignalen van vermenigvuldigers 31,32 worden gesameerd met behulp van een digitale cpteller 34, waardoor een digitaal scmsignaal s (t^) ontstaat dat wordt gegeven door: 8(¾.) " cos [¢(¾)] sin (#^¾) + sin ¢5(¾)] cos (¾¾) (7) 84 02 3 1 8 PHN 11.101 10 * 3 t l en kan geschreven worden; ~ s(t±) = sinjjw^ + i^(t±) ] (8) zodat aan de uitgang van DAC-circuit 28 inderdaad het GTFM-signaal s (t) met de gewenste fase jzf(t) wordt verkregen.

5 Ondanks de overwegend digitale structuur van inrichting 4 is de directe iitplementatie van de structuur volgens Fig. 2 in de praktijk niet erg aantrekkelijk gezien de in quadratuurmodulator 27 benodigde digitale vermenigvuldigers 31,32 die de maximaal toelaatbare datasymboolfrequentie 1/T beperken. Volgens de in paragraaf (A) genoemde publikatie over GTFM 10 kan deze beperking worden opgeheven door een geschikte keuze van de verhouding tussen de frequentie f = 1/T van de signaalmonsters s(t.) van het GTFM-signaal en de' (tussen) draaggolffrequentie f . Wanneer nu deze v (tussen) draaggolf frequentie f gelijk aan een kwart van de mons ter frequentie f wordt gekozen, dus: 15 fc = fg/4 = 1/(4Ts) (9) volgt voor*· de draaggolfmonsters op de tijdstippen t^ = iTs: éïïi (w^) = sin (21TfciTs) = sin (i1f/2) cos (wct.) = cos (2tffciTs) = cos (iTT/2) (10) en kan formule (7) voor de signaalmonsters s (t^) worden geschreven als; 20 s(iTs) = co^p(iTs)] s£n (iV/2) + sin [0 (iTg)] cos- (ilf/2) (11)

Uit formule (11) volgt dat alleen triviale vermenigvuldigingen met + 1 of o zijn vereist, zodat geen fysieke vermenigvuldigers nodig zijn voor de quadratuurmodulatie. Verder volgt dat voor elke waarde van het getal i, ofwel sin (11^/2) dan wel cos (i1^2) ongelijk nul is, maar niet beide, 25 zodat geen fysieke opbeller nodig is voor de quadratuurmodulatie. De quadratuurmodulatie komt dan neer op een tekeninversieproces dat met een frequentie gelijk aan de halve monsterfrequentie f /2 wordt uitgevoerd.

s

Deze tekeninversie kan impliciet in het eerste leesgeheugen 26 worden uitgevoerd door het voor de quadratuurmodulatie vereiste teken onder te bren-30 gen in het téken van de qpgeslagen signaalmonsters cosJj0(iTg)3 en sin P<iTs>] . Door deze keuze van de (tussen) draaggolf frequentie fc kan quadratuurmodulator 27 in Fig. 2 worden weggelaten en kan DAC-circuit 28 direct worden aangesloten qp de beide secties 26(1) en 26(2) van het.eerste leesgeheugen 26. De aldus verkregen inrichting 4 is bijzonder aantrek-35 kelijk voor monolithische integratie en kan een groot bereik van datasyrrr boolfrequenties 1/T behandelen, bijvoorbeeld van 2,4 kbit/s tot 72 kbit/s, zonder enige andere externe circuitinstelling dan de synchronisatie van klokcircuit 20 met de datasymboolfrequentie 1/T.

8402318 * '* PHN 11.101 11 t ·

In toepassingen zoals mobiele radiocamunicatiesysterren, waarin een zo gering mogelijk vermogens verbruik een gebiedende eis is, kan de vermogensdissipatie die gepaard gaat met de benodigde geheugencapaciteit in deze inrichting 4 volgens Fig. 2 toch nog een bezwaar zijn.

5 Naast de reeds besproken factoren wordt deze geheugencapaciteit bepaald door de eis van een lage ruisvloer in het spectrum van het GSEEM- signaal, welke ruisvloer wordt bepaald door de onnauwkeurigheid van DAC- circuit 28. Wanneer de signaalmonsters s (t^ aan de ingang van DAC-circuit 28 gequantiseerd zijn met M bits (inclusief het tekenbit) en er 4q signaal- 10 monsters s (t^) per symboolperiode T optreden, dan kan de door deze quanti- sering veroorzaakte ruisvloer NF in het genormaliseerde vermogensdicht- heidsspectrum P/T van het GEEM-signaal s(t) worden geschreven als: NF - [-129.221] "1 (12)

In het geval van een (tussen) draaggolffrequentie fQ = fg/4 zijn dan de in 15 geheugensecties 26(1) en 26 (2) qpgeslagen waarden eveneens gequantiseerd met M bits (opteller 34 is dan niet aanwezig). Een ruisvloer NF die onge-« veer 90 dB lager ligt dan het niveau van het spectrum P/T voor de draag*- golf frequentie f houdt dan. in dat bij de reeds vermelde waarde 4q = 16 c voor M een waarde M — 12 nodig is. De in leesgeheugen 26 benodigde capa-20 citeit bedraagt dan in het algemeen: 2x4x2^x4qxM bits (13) waarbij de factor 2 in formule (13) de beide secties 26(1) en 26(2) vertegenwoordigt, de factor 4 de fasequadranten, de factor 2^ het aantal mogelijke gedaanten van fase 0(t) in een syniboolperiode T bij een tot pT be-25 perkt centraal interval van impulsresponsie g(t), de factor 4q het aantal signaalmonsters per symboolperiode T en de factor M het aantal bits voor de quantisering van de signaalmonsters. Bij gebruik van de reeds genoemde waarden p=5, 4q=16 en M=12 bedraagt de in leesgeheugen 26 benodigde capaciteit dan 49152 bits (= 48 K BCM met 1 K = 1024 bits).

30 D(2). Beschrijving van de inrichting in Fig, 3.

In Fig. 3 is een blckschema weergegeven van een eerste uitvoe-ringsvoorbeeld van een inrichting 4 volgens de uitvinding die een voor mcmolithische integratie aantrekkelijke structuur bezit, een groot bereik van datasyniboolfrequenties 1/T kan behandelen, maar die een veel geringer 35 geheugencapaciteit benodigt voor het eerste leesgeheugen 26 dan inrichting 4 volgens Fig. 2. De met Fig. 2 corresponderende elementen van Fig. 3 zijn aangeduid met dezelfde verwijzingscijfers.

In Fig. 3 is eerste leesgeheugen 26 ingericht voor het slechts 8402318 EHN 11.101 12 * » 1 , opslaan van signaalmonsters cos £0(^) j[ en sin [^(t±J voor toenemende waarden van fase ^(t) in het eerste fasequadrant met quadrantnuimer y (m)=o. Verder bevat adresseercircu.it 22 een adresconverter 35 die in responsie qp de datasymbolen b(m-2), b(m-1), b(m), b(itH-1), b(itH-2) in schuifregister 5 29 een nieuw eerste deel c(m-2), c(m-1), c(mFl), c(mt2) van het uitlees- adres voor geheugen 26 en een richtingsindicatiesignaal U/D voor de als op-af teller ingerichte interpolatieteller 23 produceert. Aangezien het data-symbool b(m) in het oorspronkelijke eerste deel van het uitleesadres voor toenemende waarden van fase $(t) steeds de waarde b(m) = +1 heeft en adres-10 converter 15 nieuwe eerste delen van uitsluitend dit type produceert, ongeacht het fasequadrant en het toe- of afnemen van fase 0(t), behoeft dit nieuwe eerste deel geen met de waarde b(m) = +1 corresponderende datasym-bool c(m) a +1 te bevatten,

In stuurcircuit 21 van Fig. 3 is tevens een door het kloksignaal 15 van frequentie f = 4q/T gestuurde generator 36 opgenomen die in responsie cp het quadrantnuiiiner y(m) van quadrantenteller 24 twee selectiesignalen en produceert. In signaalprocessor 25 van Fig. 3 wordt het eerste selectiesignaal toegevoerd aan een 2-ingangsmultiplexer 37 die is aangesloten cp sectie 26(1) en sectie 26(2) van eerste leesgeheugen 26 cm op 20 elk kloktijdstip slechts êên van beide signaalmonsters cos £0(^)] en sin C0(t^)3 toe te voeren aan DAC-circuit 28 overeenkcmstig de waarde van dit eerste selectiesignaal . In Fig. 3 is tussen multiplexer 37 en DAC-circuit 28 een tékeninverter 38 aangebracht, waaraan het tweede selectiesignaal S2 wordt toegevoerd om op elk kloktijdstip t^ het teken van het in 25 multiplexer 37 geselecteerde signaalmonster al dan niet te inverteren overeenkomstig de waarde van dit tweede selectiesignaal S2 zodat aan DAC-circuit 28 inderdaad een signaalmonster s(t^) volgens formule (11) wordt toegevoerd.

De wijze waarop de adresconvers ie en de respectieve selecties van 30 het signaalmonster en van het teken van het geselecteerde signaalmonster worden uitgevoerd in inrichting 4 van Fig. 3, zullen aan de hand van de diagrammen van. Fig. 4 worden toegelicht. In diagram a van Fig. 4 is weergegeven hoe de fase 0(t) binnen een symboolinterval (nff,irfT+T) in elk van de fasequadranten ytf/2, (y+1)1T/2 met y = 0,1,2 of 3 kan toenemen van 35 yV/2 rad tot (y+B)H*/2 rad volgens kramen (1), (3), (5) of (7) van identieke gedaante, maar ook kan afnemen van (y+B)dr/2 rad tot y'jT/2 rad volgens (2), (4), (6) of (8) van identieke gedaante die met kranten (1), (3), (5) of (7) spiegelsyimetrisch zijn (met t = irtT+T/2 als referentie). In 8402318 ESN 11.101 13 * tl·-* 1 * diagram b .zijn de gedaanten van cos φ en sin φ weergegeven langs de horizontale as als functie van φ langs de verticale as, waarbij voor 0( t) in diagram a en φ in diagram b dezelfde schaal is gebruikt.

In secties 26(1) en 26(2) van leesgeheugen 26 in Fig. 3 zijn al-5 leen de waarden van de signaalmonsters cos £0(^)] en. sin £0 (t^jT] opgeslagen voor het geval dat fase φ(t) toeneemt van o rad tot B1T/2 rad volgens kromme (1) in diagram a van Fig. 4, waarbij de net .cos 0^ en sin 0^ aangeduide opgeslagen waarden positief zijn en zijn weergegeven in diagram b met verdikte lijnen in het eerste quadrant (o,1^2) net numner y=o. üit 10 Fig. 4 blijkt nu dat voor de kreunen (1)-(8) in de quadranten (o,1^2), φ/2/Ή), (%3W/2) en (31T/2,2tf) met nummers y=0,1,2 en 3 tussen de sig-naalnonsters cos f0(t^)]J en sin· en de opgeslagen reeksai signaal- waarden cos 0^ en sin 0^ de relatie volgens onderstaarde Tabel II bestaat, waarbij tevens de codering van quadrantnummer y met twee bits y^yQ is 15 opgenomen.

Tabel II

y y,y0 sin [¢(^)] cosH^tJ

o oo s in φ^ cos 0^ 20 1 01 cos 0^ - sin 0^ 2 10 - sin 0^ - cos 0^ 3 11 - cos 0^ sin 0^

De cpgeslagen reeksen signaalwaarden cos 0^ en sin 0^ kunnen dus voor alle 25 kramen (1)- (8) warden gebruikt waarbij de richting van uitlezen uit leesgeheugen 26 moet worden omgeteerd in het geval van de kramen (2), (4), (6) en (8) voor afnemsnde fase 0(t).

Op grond van de reeds vermelde spiegelsymetrie (met t = itüM-T/2 als referentie) volgt dan dat voor alle krenmen (1) - (8) tussen het nieuwe 30 eerste deel c(mt-j) met j = -2, -1, o, 1, 2 en het oorspronkelijke eerste deel b(itH-j) met j = -2, -1, 0/1, 2 van het uitleesadres voor geheugen 26 de volgende relatie bestaat: c .. * bb . + bX. (14) nH-j m m-g m mfj ' ' 35 waarbij de waarden +1 en -1 van de datasymbolen c(mfj), b(mtj) worden aangeduid door bits q^, b^.. met respectieve logische waarden "1" en "o".

De uitleesrichting van interpolatieteller 23 wordt dan gegeven door een richtingsindicatiebit ü/D, waarvoor geldt: 8402318 ΡΗΝ 11.101 14

Ρ** V

I « Ü/D = bm (15) zodat interpolatieteller 23 optelt bij ü/D = bm = "1" en af telt bij Ü/D = b = "o".

Door formule (11) te schrijven als: 5 s(iTs) = sin[i1T/2 + 0(iTg)] (16) blijkt dat voor signaalmonster s(t.) = s(iT ) op tijdstip t. = iT de 1 S 1 s relatie volgens onderstaande tabel III bestaat

Tabel III

10 i modulo-4 β(^) 0 sin 0(iT ) s 1 cos 0(xT)

M

2 - sin J0(iT ) s 3 - cos 0(iT ) 15 __®_

De relatie tussen signaalmonster s(t.) op tijdstip t. = iT en de in res-pectieve secties 26(1) en 26(2) opgeslagen reeksen signaalwaarden cos 0^ en sin 0^ kan dan worden gevonden door Tabellen II en III te combineren tot onderstaande tabel IV, waarbij tevens een logisch signaal f is op-20 genomen met logische waarde "o" voor even. waarden! en logische waarde "1" voor oneven waarden i, en een.logisch signaal f i2 rost logische waarde "o" voor waarden i met i modulo-4 = 0,1 en logische waarde "1" voor waarden i met i modulo-4 = 2,3. De selectiesignalen en S2 zijn eveneens in Tabel IV opgencsnen, waarbij multiplexer 37 de signaalwaarden cos 0^ in 25 sectie 26(1) selecteert bij een logische waarde = "1" en tekeninver-ter 38 de geselecteerde signaalwaarden met positief teken toevoert aan DAC-circuit 28 bij een logische waarde S2 = "1".

üit Tabel IV volgen de onderstaande relaties voor de logische selectiesignalen en S2: 3" S1 = yoOfi1 (17) s2 = [ + Y1 ?i1 + Y1Y0 fJ© f 12 l18> waarbij + de modulo-2 optelling aanduidt.- 35^^_____^ 8402318 EHN 11.101 15 1 *

HatéL IV

y ^Υο i*°d.4 f±1 s(t.) S-, s2 o o o s in ^01 5 1 . 1 o cos ^ 1 1 0 oo 2 o 1 sin o o 3 1 1 cos 1 o 0 o o cos ^11 10 1 1 o - sin ο o 1 o1 2 o.1 - cos φ. j 1 o 3 11 sin φ^ o 1 K o o o sin $j ο o 1 1 o cos φ^ 1 o 2 10 · 2 o 1 sin j&j o 1 3 11 cos φ^ 1 1 20 o o o cos φ^ 1 o 1 1 o sin ^ o 1 3 11 2 o 1 cos 11 3 1 1 sin φ^ o o 26* :

Op grond van formules (14) en (15) volgt dan dat adresconverter 35 kan warden gerealiseerd als logisch circuit net voor elk bit c . net ittf-g j = -2, -1, 11 2 een subcircuit 40 volgens het schema van Fig. 5, dat een AND-poort 41 r een NOK-poort 42 en een 0R-poort 43 bevat. Adresconverter 35 30 bevat dan 12 logische poorten en een doorverbinding voor richtingsindica-tiebit Ü/D = b .

Op grond van formule (17) en (18) volgt evenzo dat selectiesig-naalgenerator 36 kan worden gerealiseerd met behulp van een logisch circuit volgens het schema van Fig. 6. De benodigde logische signalen f^ en 35 f12 kunnen overeenkomstig hun definitie worden verkregen aan de uitgang van de eerste en de tweede stap van een modulo-4 teller 44, waarvan de telingang het kloksignaal net monsterfrequentie f - 4q/T van klokcircuit

S

20 ontvangt? logische signalen f^ en f^2 zijn dus kloksignalen net een 8402318 EHN 11.101 16

* V

t » frequentie f /2 en f /4. In responsie op de2e logische signalen f.. en fi2 en de bits Y^YQ van quadrantnummer y afkomstig van quadrantenteller 24 vormt generator 36 selectiesignaal S-j met behulp van een EX-OR-poort 45, de respectieve signalen y1yQ r y^f±1 en net behulp van twee NOR- 5 poorten 46, 47 en een AND-poort 48 waarvan de uitgangen zijn aangesloten qp een OR-poort 49, en tenslotte selectiesignaal S2 met behulp van een EX-OR-poort 50 die het uitgangssignaal van OR-poort 49 en logisch signaal fi2 ontvangt.

De wijze waarop de tekeninversie wordt uitgevoerd in signaalpro-10 cessor 25 hangt af van het type binaire representatie dat wordt gebruikt voor de opslag van de signaalwaarden cos 0^ en sin 0^ in leesgéheugen 26 en dit type wordt pp zijn beurt bepaald door de in DAC-circuit 28 gebruikte representatie. De algemene afspraak bij de verschillende binaire representaties is dat een logische waarde "o" wordt gebruikt voor een positief 15 teken en een logische waarde "1" voor een negatief teken. Wanneer in DAC-circuit 28 gebruik gemaakt wordt van de "ones complement" representatie, houdt de tekeninversie in dat alle M bits (teken- en grootte-bits) worden gecomplementeerd. Tékeninverter 38 kan dan worden gerealiseerd volgens schema a van Fig. 7, waarin elk van de M bits toegevoerd aan een EX-OR-20 poort 51 (1) - 51 (M), waaraan tevens logisch selectiesignaal S2 wordt toegevoerd via een NOT-poort 52. Indien in leesgéheugen 26 geen tekenbit is qpgeslagen (in het beschreven geval zijn de waarden cos 0^ en sin 0^ immers positief), kan EX-OR-poort 51 (M) worden weggelaten en wordt het tekenbit voor DAC-circuit 28 gevormd door logisch signaal S2 aan de uitgang 25 van NOT-poort 52 (streep-puntlijn in Fig, 7). Wanneer in DAC-circuit 28 gebruik gemaakt wordt van de "si^i-magnitude" representatie, houdt tekeninversie in dat alleen het tekenbit wordt gecomplementeerd. Tekeninverter 38 kan dan worden gerealiseerd volgens schema b in Fig. 7, waarin de groot-te-bits ongewijzigd worden doorgegeven en het tekenbit wordt toegevoerd 30 aan een EX-OR-poort 53, waaraan tevens logisch selectiesignaal S2 wordt toegevoerd via een NOT-poort 54. Ook in dit geval kan EX-OR-poort 53 worden weggelaten en logisch signaal S2 aan de uitgang van NOT-poort 54 worden gébruikt als tekenbit voor DAC-circuit 28 indien in leesgeheugen 26 geen tekenbit is opgeslagen.

35 In het geval dat geen tekenbit nodig is voor de opslag in lees geheugen 26, kan de tekeninvers ie ook worden uitgevoerd volgens schema c van Fig., 7, waarin een unipolair DAC-circuit 28' alleen grootte-bits ontvangt van multiplexer 37 en tékeninverter 38 is ingericht als polariteits- 8402318 * ï EHN 11.101 17

ί I

inverter met een tweestanden-schakelaar 55 die de uitgang van DAC-circuit 28 ' verbindt met de niet-inverterende ingang (+) of de inverterende ingang {-) van een versterker 56 naar gelang de logische waarde "1" of "o" van selectiesignaal S2· 5 Wat betreft de opslag van de waarden cos 0^ en sin 0^ voor een fase 0{t) die toeneemt van o rad tot Β1Γ/2 rad volgens kromme (1) in diagram a van Fig. 4, bestaat er een verschil tussen de leesgeheugens 26 van Fig, 2 en Fig* 3. In elk van beide secties 26(1) en 26(2) van Fig. 2 zijn dan 4g = 16 signaaimonsters opgeslagen en wel voor de beginwaarde van o rad.,? 10 van 0{t) op het tijdstip t = rriT tot en met de waarde van 0{t) cp het tijdstip t = nff + (4q-1) T = nff + 15T ; de beide signaaimonsters voor de eind- S 5 waarde van Btf/Z rad van 0(t) op het tijdstip t = nff +4q T = nff + 16 T = s s nff + T ontbreken echter, aangezien deze signaaimonsters zijn opgeslagen cp andere locaties van beide secties 26(1) en 26(2) en wel voor de moge-15 lijke gedaanten van fases 0(t) die vanaf een beginwaarde van B1T/2 rad veranderen volgens andere kramen dan kromte (1) in diagram a van Fig. 4, bijvoorbeeld volgens kromte (2). m het geval van Fig. 3 kan volstaan worden met de 4q = 16 signaaimonsters zoals die zijn opgeslagen in elk van beide secties 26(1) en 26(2) van leesgeheugen 26 van Fig. 2, wanneer fase 20 0(t) toeneemt volgens kromte (1) in diagram a van Fig. 4. Wanneer echter fase 0(t) afneemt volgens kromte (2) in diagram a van Fig. 4 moet in het geval van Fig. 3 eveneens gebruik gemaakt worden van de opgeslagen signaal-monsters voor kromte (1). Dan dienen ook de beide signaaimonsters voor de waarde van Β1Γ/2 rad van 0(t) beschikbaar te zijn en wel op het tijdstip 25 t = irff, maar de beide opgeslagen signaaimonsters voor de waarde van o rad van 0(t) zijn dan niet nodig, aangezien 0(t) volgens kromte (2) deze waarde eerst bereikt op het tijdstip t - itff + T.

In Fig, 3 is met bovenstaande feiten rekening gehouden doordat in elk van beide geheugensecties 26(1) en 26(2) -thans (4q + 1) =17 signaal-30 monsters zijn cpgeslagen voor kromte (1), inclusief de signaaimonsters voor de begin- en eindwaarden van o rad en B11/2 rad van fase 0(t), en doordat interpolatieteller 23 thans is uitgevoerd als een modulo-(4q + 1) cp-afteller met (4q + 1) =17. Daarbij fungeert teller 23 als opteller ingeval van kromme (1) in responsie cp een richtingsindicatiébit Ü/D = "1", 35 welke opteller begint in een telstand o en eindigt in een telstand (4q-1j = 15, maar als af teller ingeval van krcrane (2) in responsie op een richtingsindicatiébit ü/D = "o”, welke af teller begint in een telstand 4q =16 en eindigt in een telstand 1. Aangezien de telstand van interpolatieteller 23 8402318 PHN 11.101 18 i - » · wordt gebruikt als tweede deel van het uitleesadres voor leesgeheugen 26, wordt dan in beide gevallen de juiste reeks van 4q = 16 signaalmonsters uitgelezen uit de secties 26(1) en 26(2).

De aldus verkregen inrichting 4 heeft dezelfde gunstige eigen-5 schappen als inrichting 4 van Fig. 2, zoals een voor monolitische integratie aantrekkelijke structuur en een groot bereik van datasymboolfre-quenties 1/T die behandeld kan worden zonder enige andere externe circuit-instelling dan de synchronisatie van klokcircuit 20 met de datasymbool-frequentie 1/T, maar benodigt een veel geringer geheugencapaciteit van 10 leesgeheugen 26 voor een GTEM-signaal' van dezelfde kwaliteit. Wanneer deze benodigde geheugencapaciteit wordt uitgedrukt qp dezelfde wijze als in formule (13) voor Fig. 2, dan bedraagt deze capaciteit in het algemeen: 2 X 2^1 x (4q+1) x (M-1) bits (19) in welke formule de factor 2 de beide secties 26(1) en 26(2)vertegenwoor-15 digt, de factor 2^ het aantal mogelijke gedaanten van toenemende fase 0(t) in het eerste quadrant bij een tot pT beperkt centraal interval van impulsresponsie g(t), de factor (4q+1) het aantal opgeslagen signaalmon-sters per symboolperiode T en de factor (M-1) het aantal grootbe-bits voor de quantisering van de signaalmonsters (het tekenbit .behoeft immers niet 20 te worden cpgeslagen ctndat de opgeslagen signaalmonsters steeds, positief zijn). Bij gebruik van de voor Fig. 2 reeds genoemde waarden p=5, 4q = 16 en M = 12 bedraagt de in leesgeheugen 26 van Fig. 3 benodigde capaciteit dan 5984 bits (minder dan 6 K ROM met 1K = 1024 bits) zodat in vergelijking met Fig. 2 een reductie is bereikt met een factor groter dan 8.

25 De inrichting 4 met de structuur volgens Fig. 3 is niet beperkt tot de beschreven generatie van GTEM-signalen, maar kan ook worden toegepast voor de generatie van andersoortige signalen, zoals GMSK-signalen en verscheidene typen van' CORPSK- en CEM-signalen met fasever ander ingen. _ per symboolinterval gelijk aan + TT/2 rad of veelvouden daarvan. In alle geval-30 len dient dan de inhoud van eerste ’ leesgeheugen 26 te worden aangepast aan de modulatiemethode in kwestie, maar wanneer de f asever ander ingen per syrrr boolinterval geen groter waarden dan + 11/2. rad kunnen'aannemen, zijn geen verdere wijzigingen nodig; dit geldt bijvoorbeeld voor GMSK en voor de typen CORPSK die in de in paragraaf (A) genoemde publikatie zijn aangeduid 35 met CORPSK (2-3, 1+D) en CORPSK (2-3, 1-D^), en uiteraard ook voor het met 2 CORPSK (2-5, (1+D) ) aangeduide type dat overeenkomt met TEM. Wanneer echter de faseveranderingen per symboolinterval veelvouden van + 71/2 rad kunnen bedragen, dienen wel enige wijzigingen te warden aangebracht;. Dit laatste 8402318 * f ΓΗΝ 11.101 19 • * geval zal hiermee warden toegelicht voor het type CORPSK dat in bovengenoemde publikatie is aangeduid net CORPSK (4-5) / zie de beschrijving in paragraaf D (4). Eerst zal echter een variant van inrichting 4 van Fig. 3 worden bespreken, waarin de voor leesgéheugen 26 benodigde capaciteit nog 5 verder is gereduceerd.

D(3). Beschrijving van de inrichting in Fig. 8,

In Fig. 8 is een blokschema weergegeven van een tweede uitvoe-ringsvoorbeeld van een inrichting 4 volgens de uitvinding die in vele opzichten kan warden beschouwd als een variant van inrichting 4 in Fig. 3.

10 De met Fig. 3 corresponderende elemental van Fig. 8 zijn aangeduid net dezelfde verwijzingscijfers.

Het wezenlijke verschil tussen Fig. 3 en Fig. 8 berust in de wijze waarop de cos 0(t) en sin 0(t) representerende signaalmonsters worden cpgeslagen en geadresseerd in eerste leesgéheugen 26 opdat op elk kloktijd-15 stip in responsie op het eerste selectiesignaal het juiste signaalmonster s Cfc^) volgens formules (11) en (16) wordt toegevoerd aan DAC-circuit 28 (uiteraard af gezien van het téken dat bomers wordt bepaald in responsie cp het tweede selectiesignaal S2). In het kort komt dit verschil hierop neer dat in Fig. 3 voor elk signaalmonster s (t^) niet alleen een 20 signaalmonster van de juiste grootte } s (t^) J is cpgeslagen in één van beide secties 26(1) en 26(2) van leesgeheugen 26, maar ook een signaalmonster van onjuiste grootte in de andere sectie dat niet wordt gébruikt, aangezien de juiste sectie 26 (1) of 26 (2) wordt geselecteerd door multiplexer 37 in responsie op selectiesignaal . In Fig. 8 wordt echter dit signaal-25 monster van onjuiste grootte niet alleen niet gebruikt, maar ook niet opgeslagen in eerste leesgéheugen 26. De selectie van het juiste signaalmonster wordt in Fig. 8 dan bewerkstelligd door enerzijds in leesgéheugen 26 uitsluitend de grootte van sin 0(t) representerende waarden op te slaan voor even kloktijdstippen t. = iT (dus voor even waarden i) en uitslui-30 tend de grootte van cos 0(t) representerende waarden op te slaan voor oneven kloktijds tippen t^ = iTg (dus voor oneven waarden i) en door anderzijds de adres conversie in adresconverter 35 uit te voeren in responsie cp zowel de datasymbolen in schuifregister 29 als het eerste selectiesignaal dat met het oog op zijn gewijzigde rol net is aangeduid in 35 Fig. 8.

De wijze waarop deze adresconvers ie wordt uitgevoerd, zal worden toegelicht aan de hard van diagranmen a en b van Fig, 9 die in vele opzichten corresponderen met Öiagrairmen a en b van Fig. 4. In het bijzonder 8402318 PHN 11.101 20 * \ 1 · komen de respectieve kramen (1), (2) en (5), (6) in de eerste en derde quadranten (0,^/2) en (ir, 31Γ/2) met nummers y=o en y=2 in Fig. 9 overeen met die in Fig. 4. Daarentegen zijn in Fig. 9 de respectieve kramen (31), (4') en (7‘), (8*) in de tweede en vierde quadr anten (11-/2,10 en 5 (31172, 21Γ) met nummers y=t en y=3 spiegelsymmetrisch met de respectieve kramen (2), (1) en (6), (5) in de eerste en derde quadranten (met Ίΐ/2 en 3 TT/2 als respectieve referenties voor de symmetrie).

Ook in leesgeheugen 26 van Fig. 8 zijn alleen de waarden van de signaalmonsters opgeslagen voor het geval dat fase 0(t) toeneemt van o rad IQ tot Blï/2 rad volgens kromme (1) in diagram a van Fig. 9, en wel de waarden van sin £0(^)]] voor even i en van cos £0(t^)]] voor oneven i, waarbij deze waarden wederom zijn aangeduid met sin 0^ en cos 0^ en in diagram b van Fig. 9 zijn weergegeven met verdikte lijnen in het eerste quadrant (o, 1Γ/2) met nurmvsr y=o. Op dezelfde wijze als Tabel II is afgeleid uit 15 Fig, 4, kan uit Fig., 9 de onderstaande Tabel V worden afgeleid voor de relatie tussen de signaalmonsters sin £0(tj7]en cos en de thans alternerend opgeslagen signaalwaarden sin 0^ en cos 0^.

Tabel V

20 y y1 yQ sin [0(^)1 cos £0(^)] 000 sin 0^ cos 0^ 1 0 1 sin 0^ - cos 0^ 2 1 o - sin 0^ - cos 0^ 3 11 - sin 0. cos 0.

25 -----!-

Ook in dit geval kunnen de opgeslagen signaalwaarden sin 0^ en cos 0^ worden gebruikt voor alle krommen in Fig. 9. Anders dan in het geval van Fig. 4, waarin de richting van uitlezen uit leesgeheugen 26 wordt omgekeerd voor afnemende fase 0(t) onafhankelijk van het quadrant, moet in het geval 30 van Fig. 9 de uitleesrichting worden angekeerd voor .volgens krommen (2) en (6) af nemende fase 0(t) in het eerste en derde quadrant met nummers y=o en y=2 en ook voor volgens kromten (3*) en (7·) toenemende fase 0(t) in het tweede en vierde quadrant met nummers y=1 en y=3. Uit Tabel V blijkt dat het onderscheid tussen het eerste en derde quadrant enerzijds en het 35 tweede en vierde quadrant anderzijds tot uitdrukking komt in de logische waarde van het minst significante bit yQ van het quadrantnummer y.

Op grond van dit laatste feit en op grond van de twee typen spie-gelsymmetrie in Fig. 9 (met t=n£T+T/2 en net Tr/2, 31T/2 als referenties) 8402318 SHN 11.101 21

» I

volgt dan dat voor alle kramen in Fig. 9 tussen het nieuwe eerste deel

cV . en het oude eerste deel b ,. met 1=-2, -1, 0, 1, 2 van het uitlees-ntf-j mKj J

adres voor geheugen 26 van Fig. 8 de volgende relatie bestaat: g CnH-j ~ ?o "^n-j + bm + yc£bm bnH-j + bm bm-jl (20) en dat het richtingsindicatiebit U/D voor interpolatieteller 23 van Fig. 8 wordt gegeven door: tr/D - bm©yD (21)

Op dezelfde wijze als Tabel IV is afgeleid uit Tabellen II en III kan dan de relatie tussen de signaalmonsters s(t^) cp tijdstip t^ = iTg en de in geheugen 26 cpgeslagen signaalwaarden sin 0^ en cos 0^ warden gevonden door Tabellen V en III te combineren tot onderstaande Tabel VI

Tabel VI

)5 y yt y0 i ™a.4 fA1 fi2 3(¾) s’ % 0 o o sin 0 o 1 1 1 o cos 0^ o 1 0 o o 2 o 1 sin 0^ o o 20 3 1 1 - cos $j o o 0 o o sin 0^ 1 1 1 1 o - cos 0^ 1 o 1 o 1 2 o 1 - sin 0Λ 1 o 25 3 1 1 cos 0^ 1 1 0 o o - sin 0^ o o 1 1 o cos 0^ o o 2 1 o 30 2 o 1 sin 0Λ o 1 3 1 1 cos o 1 0 o o - sin 1 0 1 1 o cos 0y 1 1 2 1 1 35 2 o 1 sin 0^ 1 1 3 1 1 cos 1 o 8402318 PHN 11.101 22 * * » ·

De in Tabel VI qpgencmen logische signalen f^, fi2 en S2 hebben dezelfde betekenis en ook dezelfde waarden als in Tabel IV. In de selectie zoals bewerkstelligd door multiplexer 37 in signaalprocessor 25 van Fig. 3 in responsie op eerste selectiesignaal in Tabel IV spelen zowel logisch 5 signaal fi1 als ook minst significant bit yQ van quadrantnuirmer y een rol, zoals ook blijkt uit formule (17). Wat betreft het eerste selectiesignaal S.j in Tabel VI kan worden vastgesteld dat de rol van logisch signaal f^ wordt overgencmen door de alternerende wijze van opslaan van de signaal-waarden sin 0^ en cos 0^ in leesgeheugen 26 van signaalprocessor 25 van 10 Fig. 8, zodat alleen de rol van het bit yQ van quadrantnummer y overblijft in Fig. 8. Deze resterende rol kan inderdaad worden vervuld door het bit yQ zelf, gezien zijn functie in formules (20) en (21) voor de logische operaties in adresconverter 35 van Fig. 8/ zodat voor eerste selectiesignaal sj in Fig. 8 en Tabel VI de volgende relatie geldt: 15 sj = yQ (22) en voor tweede selectiesignaal S2 de relatie van formule (18) zoals afgeleid uit Tabel IV.

Op grond van formules (22) en (18) kan het schema van Fig. 6 ook worden toegepast voor de realisering van selectiesignaalgenerator 36 20 van Fig. 8, wanneer EX-OR poort 45 in dit schema niet wordt benut en bit

T

yQ direct wordt gebruikt als selectiesignaal (streep-puntlijn in Fig. 6).

Op grond van formules (20) en (21) volgt dan dat adresconverter 35 van Fig. 8 kan worden gerealiseerd als logisch circuit volgens het schema van Fig. 10. In dit schema is gebruik gemaakt van het feit dat 25 formule (20) kan worden geschreven als: °Vj ?o V) + y° Vj Ü=±1'±2) (23) waarbij c^j is gegeven door formule (14). Mresconverter 35 van Fig. 10 bevat dus eveneens vier subcircuits 40(j) volgens het schema van Fig. 5 voor het vormen van de bits c . . met j^o (voor j=o volgt dat c* . = c a = "1"). Fig. 10 bevat verder vier AND-poorten 60 (j) en vier AND-poorten 61 (j) voor het vormen van de termen y_ c . resp. y^ c, · in formule (23) O IuTj O Itrrj in responsie op het bit yQ resp. het bit yQ dat verkregen wordt met behulp van een NOT-poort 62. De bits volgens formule (23) worden dan gevormd met behulp van vier OR-poorten 63 (j) en het hit ü/D volgens for-35 mule (21) met behulp van een EX-OR-poort 64. Naast de genoemde 14 logische poorten bevat adresconverter 35 van Fig. 10 vier subcircuits 40 (j) met elk 3 logische poorten (zie Fig. 5) dus in totaal 26 logische poorten.

In vergelijking met Fig. 3 biedt jnriciiting 4 voor Fig. 8 het 8402318 t » EHN 11.101 23 voordeel dat de benodigde geheugencapaciteit van leesgeheugen 26 wordt gehalveerd door de beschreven wijze van alternerend opslaan van de sig-naalwaarden sin £0(t^)J en cos voor een even 1 resp. oneven i.

Deze benodigde geheugencapaciteit bedraagt dan in Fig. 8: 5 - 2^"’ x (4q + 1) x (M-1) bits (24) welke formule (24) op dezelfde wijze is afgeleid als de respectieve formules (13) en (19) voor Fig. 2 en Fig» 3, Bij gebruik van de voor Fig. 2 reeds vermelde waarden p = 5, 4g - 16 en M = 12 bedraagt de in leesgeheu-10 gen 26 van Fig. 8 benodigde capaciteit dan 2992 bits (minder dan 3K RCM met 1K = 1024 bits), zodat in vergelijking met Fig» 2 een reductie is bereikt met een factor groter dan 16.

De opmerkingen in de laatste alinea van de vorige paragraaf D(2) over aanpassing aan andere modulatiemethoden dan GTFM door wijziging van 15 de inhcud van leesgeheugen 26 gelden ook voor inrichting 4 met de structuur volgens Fig. 8, echter met de beperking dat bij deze andere modulatiemethoden de faseveranderingen per symboolinterval geen groter waarden dan + rad kunnen aannemen. De laatste beperking geldt niet voor de structuur volgens Fig. 3.

20 Het feit dat in leesgeheugen 26 van Fig» 3 en Fig. 8 thans (4q + 1) = 17 signaalmonstersworden cpgeslagen voor elk van de 2^ =16 mogelijke gedaanten van toenemende fase 0(t) in het eerste quadrant (o, 1Γ/2), resulteert in een tweede deel van het uitleesadres (telstand van interpolatieteller 23) met een breedte van 5 bits, in plaats van 4 bits 25 zoals bij de opslag van 4q = 16 signaalmonsters in leesgeheugen 26 van Fig. 2. Gezien de gebruikelijke implementatie van leesgeheugens is deze wijze van opslaan weinig efficiënt.

Een mogelijkheid cm een efficiënter gebruik te maken van leesgeheugens met gebruikelijke implementatie is weergegeven in het blokschema 30 van Fig. 11. Dit schema is een variant van signaalprocessor 25 en adres-seercircuit 22 van Fig. 8, waarbij niet alleen voor de opslag van signaalmonsters, maar ook voor de realisering van interpolatieteller 23 en adres-converter 35 leesgeheugens gebruikt zijn met het oog cp hun simpele programmering voor het verrichten van bepaalde functies, welke prograimering 35 in de praktijk veel eenvoudiger is dan het ontwerpen en realiseren van logische circuits voor dezelfde functies.

In leesgeheugen 26 van Fig. 11 zijn 4q = 16 signaalmonsters opgeslagen voor elk van de 2^ =16 mogelijke gedaanten van toenemende fase 8402318 4 t

I I

PHN 11.101 24 0(t) in quadrant (ο,ΊΤ/2), voor welke 16 monsters de telstanden o tot en met (4q-1) =15 van interpolatieteller 23 het tweede deel van het uitlees-adres vormen bij een richtingsindicatiebit ü/D = " 1 M. Het extra signaal-monster voor de waarde van φ(t) op het eindtijdstip t=5r0?+T van een syro-5 boolinterval (iriT, irfT+T), waarvoor in Fig. 3 en Fig. 8 de telstand 4q = 16 van interpolatieteller 23 het tweede deel van het uitleesadres vormt bij een richtingsindicatiebit ü/D = "o", is in Fig. 11 niet opgeslagen in eerste leesgeheugen 26, maar in een afzonderlijk tweede leesgeheugen 70. Voor de waarde p=5 zijn dan in hét algemeen 2^ extra signaalmonsters 10 nodig, maar in het geval van GTFM-signalen blijkt dat deze extra monsters slechts 4 verschillende waarden kunnen aannamen. In Fig. 11 is gebruik gemaakt van dit feit doordat tweede leesgeheugen 70 is opgedeeld in twee kleine leesgeheugens 70(1) en 70(2), waarbij de 4 verschillende waarden van de extra signaalmonsters zijn opgeslagen in leesgeheugen 70(2) en de 15 2 bits brede adressen voor leesgeheugen 70(2) zijn opgeslagen in leesge heugen 70(1); op 16 locaties. Het adres voor deze 16 locaties van leesgeheugen 70(1) wordt in adresseercircuit 22 van Fig. 11 gevormd door middel van een adresbus 71, waaraan de 3 bits b^, bm, b^ van schuifregister 29 en het bit yQ van eerste selectie-signaal s| = yQ van generator 36 20 worden toegevoerd. Immers op grond van formule' (2) bepalen deze 3 bits km-ι, bm, b^ de eindwaarde van fase 0(t) in elk fasequadrant en uit diagram a van Fig. 9 volgt dat het minst significante bit yQ van quadrant-nuinner y voldoende is on te bepalen welke van deze eindwaarden in het betreffende fasequadrant gebruikt moeten worden. De eerste en tweede lees-25 geheugens 26 en 70 zijn aangesloten qp een 2-ingangsmultiplexer 72 cm op elk kloktijdstip t. = iT het juiste signaalmonster door te geven voor verdere verwerking die in Fig. 8 en in Fig. 11 qp dezelfde wijze verloopt. Het stuursignaal voor multiplexer 72 wordt afgeleid van interpolatieteller 23 in adresseercircuit 22 van Fig. 11.

30 In Fig. 3 en Fig. 8 is interpolatieteller 23 uitgevoerd als een modulo-17 op-afteller die in responsie op een bit ü/D = "1" optelt van een begins tand o tot een eindstand 15 en in responsie op een bit U/D = "o" af telt van een begins tand 16 tot een eindstand 1, waarbij het tweede deel van uitleesadres voor eerste leesgeheugen 26 een breedte van 5 bits heeft. 35 In Fig. 11 heeft dit tweede deel slechts een breedte van 4 bits als gevolg van de gewijzigde opslag van de signaalmonsters in eerste leesgeheugen 26. Interpolatieteller 23 in Fig. 11 is nu qpgebouwd uit een eenvoudige modulo-16 teller 73, waarvan de telstand (4 bits) tezamen met het bit Ü/D van 8402318 EHN 11,101 25

» I

adresconverter 35 het adres vormt voor een derde leesgeheugen 74 met 32 locaties, waarop het 4 bits brede tweede deel van het uitleesadres voor eerste leesgeheugen 25 is opgeslagen. Dit tweede deel correspondeert met de binaire representatie van de waarden modulo-16 van de telstanden van 5 interpolatieteiler 23 in Fig, 3 en Fig. 8, wat inhoudt dat bij een bit U/D = "o" deze waarden de reeks 0,15,14.,..,3,2,1 doorlopen. Het stuursignaal voor multiplexer 72 in Fig. 11 wordt dan verkregen met behulp van een NOR-poort 75 die de 4 uitgangsbits van derde leesgeheugen 74 en het bit ü/D van adresconverter 35 ontvangt. Alleen bij een logische waarde "1" 10 van het uitgangssignaal van NOR-poort 75 geeft multiplexer 72 het signaal-monster van tweede leesgeheugen 70 door' (dit geschiedt dus alleen bij een telstand 15 in Fig. 3 en Fig. 8 tezamen met een bit Ü/D = "o").

Verder is in Fig. 11 adresconverter 35 ook uitgevoerd als leesgeheugen met 64 locaties, waarop de 4 bits cJJ^. en het bit ü/D van Fig. 10 15 zijn opgeslagen en waarvoor de 5 bits b . . en het bit v van Fig. 10 het

Iïfcrj O

adres vannen.

Bij gebruik van de reeds meermaals vermelde vaarden p=5, 4cp=16= 4 2 en M = 12 vereist Fig. 11 in signaalprocessor 25 een geheugencapaciteit van 2892 bits voor de opslag van signaalmonsters, welke capaciteit als 20 volgt is verdeeld over eerste leesgeheugen 26 (RQM1) en tweede leesgeheugen 70 (RQM2): B0M1 24 x 24 x 11 * 2816 bits B0M2 (24 x 2) + (22 x 11) = 75 bits .· μμμμμμμμμμημμμ -p 2892 bits 25

In adresseercircuit 22 van Fig. 11 is een geheugencapaciteit van 448 bits vereist die als volgt is verdeeld over derde leesgeheugen 74 (RQM3) in interpolatieteiler 23 en een vierde leesgeheugen (ROM 4) als adresconverter 35: 30 BOM 3 25 x 4 - 128 bits BOM 4 26 x 5 = 320 bits .

-f* 448 bits

Wanneer Fig. 11 wordt vergeleken met Fig. 8 kan laatstgenoemde geheugencapaciteit buiten beschouwing blijven omdat in Fig. 8 ook gebruik gemaakt 35 kan warden van een adresseercircuit 22 volgens Fig. 11 met een geringe wijziging (het weglaten van adrestus 71 en het aansluiten van de uitgang van NOR-poort 75 op adresbus 30).

Het verschil tussen Fig. 11 en Fig. 8 berust niet zozeer op de 8402318 % » PHN 11.101 26 geheugencapaciteit die nodig is voor het opslaan van signaalmonsters net 11 bits qp de geheugenlocaties van eerste leesgeheugen 26 (2816 bits in

Fig. 11 en 2992 bits in Fig. 8), als wel cp het feit dat het adres voor de geheugenlocaties in Fig. 11 een breedte heeft van (4+4) = 8 bits en in 5 Fig. 8 een breedte van (4+5) = 9 bits. In het geval van Fig. 8 is de in- g terne structuur van het leesgeheugen dus gebaseerd cp een aantal van 2 4 4 4 = 512 geheugenlocaties, waarvan slechts 2 x (2 + 1) = 2 x 17 = 272 geheugenlocaties nodig zijn voor de cpslag van signaalmonsters en dus 240 geheugenlocaties niet worden geïmplementeerd, terwijl in het geval van 10 Fig. 11 de interne structuur van het leesgeheugen is gebaseerd op een

Q

aantal van 2 = 256 geheugenlocaties die alle nodig zijn voor de opslag van signaalmonsters en dus ook alle worden geïmplenteerd. Fig. 11 benut dus de gebruikelijke inplementatie van leesgeheugens veel efficiënter dan Fig. 8, 15 D(4). Beschrijving van: de inrichting in Fig. 12.

In Fig. 12 is een blokschema weergegeven van een derde uitvoe-ringsvoorbeeld van een inrichting volgens de uitvinding en wel van een inrichting 4 voor het genereren van een type CORPSK-signalen dat is aangeduid met COKPSK (4-5) in de publikatie genosnd in paragraaf (A) en dat 20 uitvoerig is beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 4.320.499. Aangezien de structuur van inrichting 4 in Fig. 12 grotendeels overeenkomt met die van inrichting 4 in Fig. 3, zal de beschrijving van Fig. 12 zich voornamelijk richten qp de wijzigingen ten opzichte van Fig. 3.

CORPSK (4-5) is een modulatiemethode waarbij 4-niveau datasymbo-25 len a(m) een draaggolfsignaal zodanig in fase moduleren dat zijn fase jzi(t) in tijdinterval (rrff, itfT+T) verandert met een bedrag A0(m) gegeven door: Δ0(Π) = 0(irfT+T) - ^(irtT) èk(m)ir/2 (25) waarbij k.(m) een 5-niveau datasymbool is, waarvan het niveau een waarde uit de reeks -2, -1, o, 1, 2 kan aannemen.. Tussen de f asever ander ing 30 A${m) en het niveau van datasymbool a(m) dat een waarde uit de reeks 0,1,2,3 kan aannemen, bestaat de relatie volgens onderstaande Tabel VIII; in deze Tabel is tevens een binaire codering van de niveau's van a(m) met 2 bits a.jm, a^ en de niveau's van k(m) met 3 bits hm, a1m, a^ opgenomen, welke codering zodanig is gekozen dat een fout in één van de bits a^m, a^ 35 een fout van ten hoogste tf/2 rad inA^(m) oplevert. __ 8402318 I · IHN 11.101 27

Tabel VII

aW acnt kW \ a1m acnt A^<m> 1 to -1 o 1 o -1^2 5 2 oo oooo o 3 o 1 +1 o o 1 +1f/2 0 fl 1 f+2 fo 11 Γ+ΊΤ

11 1 t-2 ζ 1 1 1 t -1T

10 Bet bit h^ geeft aan of voor a(m) = o de waarde k(m) = +2 of k(m) = -2 is gekozen. Deze keuze wordt bepaald door voorgaande waarden Δ0 (m-1) en A^(m-2)r en dus de waarden k(m-1) en k (rtt—2) fvolgens onderstaande Tabel VIII.

Tabel VIII

1S a(m) =o k(m) hm A0(m)

Γ> o +2 o + 1T

k(itr1)-k(mr2) ^ =ofk(m-1)>o +2 o +4Γ

= ork(m-1)<o -2 1 -1Y

\< O -2 1 -'f' 20 k(m-1) = k(mr2) = o +2 o + Tf

In het geval k(nH) = k(m-2) = o zou voor a(m) = o de keuze van k(m) bepaald kunnen worden door nog eerdere waarden k(m-3), k(nr-4),... Aangezien blijkt dat zulk een uitbreiding weinig voordelen verschaft is een vaste 25 keuze gedaan volgens de laatste regel van Tabel VIII. Voor nadere bijzonderheden wordt verwezen naar bovengenoemd Amerikaans octrooischrift 4.320.419/ waarin Tabellen 1 en 2 corresponderen met bovenstaande Tabellen VII en VIII. Uit deze Tabellen en formule (25) volgen dan de belangrijkste verschillen tussen CORPSK (4-5) en GTEM wat betreft de signaalgeneratie.

30 In de eerste plaats kan de fase $(t) van het CORPSK (4-5) signaal in een symboolinterval ter lengte T veranderen met een bedrag van + ff rad, zodat binnen dit tijdinterval de waarde modulo-2TT' van fase 0{t) niet altijd in een zelfde fasequadrant jy ΠΧ/2, (y+1)1T/2j met y=o,1,2 of 3 blijft bij een geschikte keuze van fase /(t) qp referentietijdstip t=o en de 35 overgang naar een ander fasequadrant dus ook kan plaats vinden op andere tijdstippen dan aan de grenzen van de syraboolintervallen. Voor de karakterisering van de waarden modulo-2'Π' van fase jzf(t) aan de grenzen van symr boolinterval (nfT, nfl? + T) kan niet langer gebruik gemaakt worden van één 8402318 \ * PHN 11.101 28 quadrantnummer y(m) modulo-4 zoals bij een GTEM-signaal, maar wordt thans gebruik gemaakt van een fasetoestandnunmer z (m) modulo-4 dat de waarde modulo-21f van fase 0(t) op het begintijdstip t = irfT van dit symboolinterval karakteriseert bij een geschikte keuze van 0(t) op re-5 ferentietijdstip t = 0. Vocar een keuze 0{o) =0 geldt dan de relatie: 0(irff) = [z(m) .1T/2] modulo-2ir (26)

Uit formule (25) volgt dan dat fasetoestandnummer z(m) modulo-4 wordt gegeven door: z(m) = £z(m-1) + k(m-1)3 modulo-4 (27) 10 Dit fasetoestandnunmer z (m) kan dan worden verkregen als telstand van een gemodificeerde modulo-4 op-afteller, waaraan het datasymbool k(m-1) wordt toegevoerd en waarvan de telstand z(m) samenhangt met de vorige telstand z(m-1) volgens formule (27) . Aangezien k(m-1) = +2 en k(rtr-1) = -2 resulteren in hetzelfde nimmer z (m), kan fasetoestandnummer z (m) 15 direct worden afgeleid uit datasymbool a(m-1), zoals ook blijkt uit Tabel VII (bij de gekozen binaire codering worden de 3 bits van k(mr-1) verkregen door bit h^ toe te voegen aan de 2 bits van a(m-1), maar voor de vorming van nummer z (m) speelt dit bit h^ geen rol). In Figuur 12 is deze laatste mogelijkheid benut voor de besturing van fasetoe-20 standsteller 24, waarbij de codering van fasetoestandnurmer z met 2 bits Zy zq op dezelfde wijze geschiedt als de reeds vermelde codering van quadrantnummer y met 2 bits y^, y (vergelijk Tabel II).

In de tweede plaats blijkt uit Tabel VIII dat de keuze tussen de waarden k(m) = +2 en k(m) = -2 afhangt van de historie van datasig-25 naai a(t) vóór het tijdstip t = irfl? en dat de correlatief gecodeerde datasymbolen k(m) worden afgeleid uit de datasymbolen a(m) volgens een niet-lineair voorschrift. Dit kan worden bewerkstelligd door datasymr bool a(m) toe te voeren aan een niet-lineaire codeconverter die de waarde k(m) bepaalt in responsie op datasymbool a(m) en de beide voor-30 gaande waarden k(m-1) en k(mr2) en die uitvoerig is beschreven in bovengenoemd Amerikaans octrooischrift 4.320.499 (zie Figuur 10). Bij de gekozen binaire codering, waarbij de 3 bits van k(m) worden verkregen door een bit hm toe te voegen aan de 2 bits van a(m), kan ook warden volstaan met de bepaling van dit bit hm in responsie op de 2 bits van 35 elk van de datasymbolen a(m), a(m-1) en a(mr2) en de voorgaande bits h^ en hm_2* Figuur 12 is gebruik gemaakt van deze laatste mogelijkheid door in adresseercircuit 22 een niet-lineair correlatief codeer-circuit 80 op te nemen dat via een adresbus 81 de 3 meest recente symr 8402318 PEN 11.101 29 « * holen ontvangt van de verzameling van datasymbolen |a]· in schuifregis-ter 29 voor het produceren van de verzameling van bits jh} die correspondeert met deze verzameling {a}.

Om de verdere beschrijving niet onnodig te compliceren is in 5 Figuur 12 verondersteld dat het centrale interval van de irrpulsrespons ie is beperkt tot een lengte pT = 3T, zodat de verzameling {a} alleen de 3 datasymbolen a(ntf-1), a(m) en a(mr1j bevat. Codeercircuit 80 kan dan worden gerealiseerd volgens het schema in diagram a of b van. Figuur 13, waarbij het schema in diagram a dezelfde structuur heeft als het schema 10 in Figuur 10 van hovengenoemd Amarikaans octrooischrift 4.320.499.

In diagram a van Figuur 13 bevat codeercircuit 80 een leesge-heugen 82 waarin de mogelijke waarden van het bit h^ zijn opgeslagen. Via een adresbas 83 wordt een adres met een breedte van 8 bits toegevoerd aan leesgéheugen 82, walk adres op grond van het voorgaande dient 15 te worden samengesteld uit de 2 bits van elk van de datasymbolen a(ntf-1), a(m), a(m-1) en de 2 voorgaande bits hm en h^. Deze bits hm en h ^ worden verkregen door op de uitgang van leesgéheugen 82 een schuifre-gister 84 aan te sluiten dat in dit geval slechts 2 elementen behoeft te bevatten. Voer een verzameling {a} net neer dan 3 datasymbolen bevat 20 schuifregister 84 een overeenkomstig groter aantal elementen voor de verzameling {h} , waarbij echter geen verdere wijzigingen in de structuur van codeercircuit 80 nodig zijn. Uit Tabellen VII en VIII kan op eenvoudige wijze worden afgeleid welke waarden van bit moeten worden opgeslagen op de locaties van leesgeheugen 82. Dit leesgeheugen 82

Q

25 heeft een capaciteit van 2 x 1 = 256 bits in diagram a, maar in diagram b kan volstaan warden net een capaciteit van 26x1 =64 bits door gebruik te maken van het feit dat het bit alleen betekenis heeft voor datasymbolen a(nH-1) = 0 en voor datasymbolen a(mt-1) £ 0 steeds de logische waarde "0" heeft. In diagram b worden daarom de 2 bits van 30 datasymbool a(nrt-1) niet toegevoerd aan adresbas 83, maar aan een AND-poort 85 die een op de uitgang van leesgéheugen 82 aangesloten AND-poort 86 bestuurt, zodat alleen voor a(mf1) = 0 een bit h^ met een andere logische waarde dan ”0" kan worden doorgegeven.

(¾) grond van Tabel VEI resulteert de waarde p = 3 in principe 3 35 in 5 = 125 verschillende combinaties k(m-1), k(m), k(mf1) en dus in 125 verschillende gedaanten van fase 0{t) in een symboolinterval (ird, nff+T) voor elk van de 4 mogelijke beginfases 0(nW) modulo-27f net fase-toestandmmmer z (m). Op grond van Tabel VIII vervallen echter 33 van de 8402318 •τ - « t ΡΗΝ 11.101 30 125 combinaties/ zodat voor elk fasetoestandnummer z(m) slechts 92 verschillende gedaanten van fase 0(t) mogelijk zijn. Deze 92 gedaanten kunnen warden verdeeld in twee groepen, en wel een groep G(-) voor waarden van fase 0{t) die afnemen ten opzichte van beginfase en 5 een groep G(+) voor waarden van fase 0(t) die niet afnemen ten opzichte van beginfase 0(irfT), Om nu de verdere beschrijving van Figuur 12 eenvoudig te houden wordt verondersteld dat de 20 mogelijke gedaanten van fase 0(t) voor combinaties k(m-1), k(m), k Cnrt-1) met k(m) =0 niet verdeeld zijn over beide groepen G(+) en G (-), maar in hun geheel behoren 10 tot groep G(+), zodat groep G(+) de 56 combinaties omvat met k(m) =0, k(m) = +1 en k(m) = +2 en groep G(-) de 36 combinaties met k(m) = -1 en k(m) = -2.

Op soortgelijke wijze als in Figuur 3 is eerste leesgeheugen 26 in Figuur 12 ingericht voor het slechts opslaan van signaalmonsters 15 cos [0(t^)J in sectie 26(1) en sin(]0(t.)J in sectie 26(2) voor waarden van fase 0(t) die niet afnemen ten opzichte van een beginfase 0(icT) = 0 modulo-211' met fasetoestandnummer z(m) =0, dus voor groep G(+) met z(m) = 0.

Eveneens op soortgelijke wijze als in Figuur 3 produceert 20 adresconverter 35 in Figuur 12 een nieuw eerste deel {k*} van de uit-leesadressen voor geheugen 26 in responsie op de verzameling van data-symbolen -[kj die bestaat uit de combinatie van datasymbolen {aj op adresbus 81 net de verzameling van bits -Jh} aan de uitgang van codeer-circuit 80. Voor groep G(+) behoeft geen adresconversie plaats te vinden 25 zodat dan {k?} = {k} is. Voor groep G(-) houdt de adresconversie in dat de waarde van elk van de datasymbolen van de verzameling {k} in polariteit wordt geïnverteerd. Uit Tabel VII blijkt dat bij de gekozen binaire codering van k(m) de polariteitsinversie van de waarde van k(m) kan worden bewerkstelligd door steeds de 2 bits a^m, aQni van a(m) van 30 plaats te verwisselen met als resultaat aQm, a1m en alleen voor a(m) = 0, dus |k(m) | =2, bovendien het bit h^ te conplementeren met als resultaat h. , a , a- .

m om lm

Een verschil ten opzichte van Figuur 3 is dat adresconverter 35 van Figuur 12 thans als convers ie-indicatiesignaal een polariteits-35 indicatiebit P produceert, waarbij een logische waarde P = "1" aangeeft dat geen polariteitsinversie plaats vindt, maar geen richtingsindicatie-bit U/D voor interpolatieteller 23 zoals in Figuur 3. Bijgevolg is in-terpolatieteller 23 van Figuur 12 uitgevoerd als een eenvoudige modulo-16 84 023.1 8 1 * PHN 11.101 * 31 teller. Bij de gekozen binaire codering van k(m) en de gekozen verdeling in groepen G(+) en G(-) vindt alleen een polariteitsinversie plaats voor k(m) = -1 en k(m) = -2. Uit Tabel VII volgt dat bet geval k(m) = -1 ondubbelzinnig wordt gekarakteriseerd door het optreden van de 2 bits 5 ajmr a^ met logische waarden a1m = "1" en a^ = "0" voor a(m) = 1 en het geval k(m) = -2 door het optreden van het bit h^ met logische waarde = "1". Cp grond hiervan geldt voor polariteitsindicatiebit P de volgende logische relatie: P “ (a1m + aam} hm (25^ 10 Indien adresconverter 35 vcrdt gerealiseerd als logisch circuit, kan dit bit P tevens gebruikt worden voor de adresconversie zelf. Dimers op grond van de bovenstaande beschouwingen bestaan tussen de bits h’, a^T,

aQr van elk van de symbolen van verzameling {kw} en (te bits h, a^, aQ

van het corresponderende symbool van de verzameling {k} de volgende 15 logische relaties: a.T = P a. + Pa 1 1 o aoT “ p ao + P a1 (26)

waarbij φ de moduIo-2 optelling aanduidt. Indien de aldus voor elk 20 van de drie datasymbolen k(m-1j, k(m), k(ntf-1) verkregen bits h’, a^r, aQr direct gebruikt zouden werden als nieuw eerste deel van het uitlees-adres voor leesgeheugen 26, zou dit nieuwe eerste deel een breedte van 9 bits hebben. Voor het onderscheiden van de 56 combinaties van groep G(-f) is echter een nieuw eerste deel met een breedte van 6 bits voldoen-25 de (56 < 64 = 2), zodat in een dergelijk logisch circuit, behalve poorten voer het uitvoeren van de logische eperaties van formules (25) en (26), ook nog eeö groot aantal poorten nodig is voor het verkrijgen van het uiteindelijke nieuwe eerste deel met de gewenste breedte van 6 bits. Een realisatie van adresconverter 35 als leesgeheugen verdient 30 dan ook de voorkeur uit een oogpunt van eenvoud in structuur en programmering.

Di Figuur 12 wordt het door adresconverter 35 geproduceerde polariteitsindicatiebit P toegevoerd aan generator 36 en daarin gebruikt /*· voor de generatie van de beide selectiesignalen en $2*' wijze 35 waarop dit geschiedt, zal thans worden toegelicht aan de hand van de diagrammen van Figuur 14 die in vele opzichten corresponderen met de diagrammen van Figuur 4. Cp dezelfde wijze als in diagram a van Figuur 4 zijn in diagram a ran Figuur 14 voorbeelden gegeven van mogelijke ver- 8402318 ΡΗΝ 11.101 32 * ·β * Γ * anderingen van fase 0(t) binnen een symboolinterval (rrfT, π£Γ+Τ), waarbij de grootte van de faseverandering |A0(m) | = Tfrad is gekozen. De krommen in diagram a zijn aangeduid met (z, P) of (zf P), waarbij z = z(m) het fasetoestandnummer voor de beginfase 0(rrfl?) is en P het pola-5 riteitsindicatiebit P van adresconverter 35 met logische waarde "1". Alle kramen in diagram a hebben identieke gedaanten en krommen (0, ¥), (1, P) zijn spiegelsyrrmetrisch met kroitmen (0, P) f (1, P) met als respectieve referenties 0 en ΊΤ/2. Eveneens qp dezelfde wijze als in diagram b van Figuur 4 zijn in diagrammem bene de gedaanten van cos 0 en 10 sin φ weergegeven langs de horizontale as als functie van φ langs de verticale as met dezelfde schaal als voor 0(t) in diagram a, waarbij diagram b behoort bij z (m) = 0 en diagram c bij z (m) = 1.

Ook in secties 26(1) en 26(2) van leesgeheugen 26 in Figuur 12 zijn alleen de waarden van de signaalmonsters cos £0(t. )J en 15 sin £0(t^)]f opgeslagen voor het geval dat fase φ(t) toeneemt van 0 rad tot 'rf rad volgens kronme (0/ P) in diagram a van Figuur 14/ waarbij deze opgeslagen waarden wederom zijn aangeduid met cos 0^ en ’sin 0^ en zijn weergegeven met verdikte lijnen in diagram b van Figuur 14. Deze toenemende fase 0(t) heeft thans een bereik 0j van 'Tl'rad, in plaats van 20 TÉ/2 rad zoals-in Figuur 4, en dus is thans ook het teken van cos 0^ en sin 0^ opgeslagen in leesgeheugen 26.

Uit diagram c van Figuur 14 blijkt dat de opgeslagen waarden cos 0.| en sin 0^ kunnen worden gebruikt voor kronme (1, P) net fasetoestandnummer z(m) = 1. Dit geldt evenzo voor krommen (2, P) en (3/ P) 25 met fasetoestandnunmers z (m) = 2 en 3 die niet zijn weergegeven in diagram a, zoals eenvoudig kan worden nagegaan door Voor deze kramen met diagrammen bene vergelijkbare diagrammen te tekenen. Voor de krommen (z, P) met z = 0, 1, 2 en 3 blijkt dan tussen de signaalmonsters cos £0(t^)] en sin [0(^)] en de opgeslagen reeksen signaalwaarden 30 cos φ.j en sin 0^ dezelfde relatie te bestaan als in Tabel II wanneer daarin quadrantnummer y met bits y1 yQ wordt vervangen door fasetoestandnummer z met bits ζΛ z .

1 o

Indien in leesgeheugen 26 alleen de reeksen signaalwaarden cos (-0.J) en sin(-0.j) zouden zijn opgeslagen voor kronme (0/ P) in dia-35 gram a, welke waarden zijn weergegeven in diagram b met streeplijnen, dan volgt uit bovenstaande beschouwing dat voor de krommen (z, P) net z = 0/ 1/ 2 en 3 tussen de signaalmonsters cos £0(t.)l en sin [0M en L 1 de dan opgeslagen waarden cos (-φ^) en sin (~φ^) eveneens dezelfde relatie 8402318 * ? -PHN 11.101 33 als in Tabel IX bestaat (uiteraard met vervanging van y door z). De relatie net de in werkelijkheid opgeslagen waarden cos 0^ en sin 0^ kan dan op eenvoudige wijze warden verkregen door gebruik te maken van de bekende relaties: 5 cos(-0^) = cos φ sin(-$j) = - sin 0^ ^27^ die ook direct volgen uit diagram b, en vel door in Tabel II steeds een extra tekeninversie uit te voeren wanneer daarin de opgeslagen signaal -waarde sin 0^ wordt gebruikt.

10 Op dezelfde wijze als Tabel IV is afgeleid door Tabellen II en III te combineren kunnen de aldus -verkregen tabellen voor P en P worden gecombineerd met Tabel III. Dit resulteert voor P in dezelfde tabel als Tabel IV (uiteraard met vervanging van y door z) en dus ook in dezelfde selectiesignalen en als in Figuur 3. De resulterende tabel voor P 15 wordt verkregen door eveneens in Tabel IV steeds een extra tekeninversie uit te voeren wanneer daarin de opgeslagen signaalwaardesin 0^ wordt gebruikt en dus - gezien de definitie van eerste selectiesignaal - wanneer de logische waarde = "O” optreedt. Dit resulteert ook voor P in hetzelfde eerste selectiesignaal als in Figuur 3, maar in een tweede 20 selectiesignaal dat voer P wordt gevormd uit het tweede selectiesignaal.

S2 in Figuur 3 door een extra tekeninversie uit te voeren bij een logische waarde = "O*'.

Op grond van deze feiten kan selectiesignaalgenerator 36 in Figuur 12 worden gerealiseerd volgens het schema van Figuur 15. Deze 25 generator 36 bevat een sectie 36(1) voer het produceren van selectiesignalen S.j en S2 volgens formules (17) en (18) die cp dezelfde vrij ze kan worden uitgevoerd als selectiesignaalgenerator 36 in Figuur 6 (uiteraard met vervanging van y1, yQ door z^, zQ), en een sectie 36 (2) voor het produceren van een tweede selectiesignaal S2T voor tekeninverter 38, 30 waarbij S2* = wanneer zowel P als ook een logische waarde "0" hebben en S2T = S2 in alle andere gevallen. Daartoe bevat sectie 36 (2) een NOR-poort 90 voer het vormen van een logisch signaal F. fT^ in responsie cp polariteitsindicatiebit P van adresconverter 35 en eerste selectiesignaal S.j van sectie 36(1) en verder een EX-OR-poort 91 voor het vormen 35 van een tweede selectiesignaal S2T in responsie op tweede selectiesignaal S2 van sectie 36 (1) en logisch signaal F . Fj van NOR-poort 90.

8402318

Claims

2. Inrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk dat het eerste leesgeheugen in de signaalprocessor een eerste sectie voor de signalen cos 0(t) representerende waarden en een tweede sectie voor de signalen sin 0{t) representerende waarden bevat; en 10 de signaalprocessor is voorzien van een 2-ingangsnultiplexer die is aangesloten op de eerste en tweede secties van het leesgeheugen en die wordt bestuurd door het eerste selectiesignaal, en van een tekeninverter die tezamen met het digitaal-analoogconversiecircuit deel uitmaakt van een op de multiplexer aangesloten serieschakeling en die wordt bestuurd 15 door het tweede selectiesignaal.
3. Inrichting volgens conclusie 2, met het kenmerk dat de tekeninverter is ingericht als polariteits inverter die is aangesloten op de uitgang van het digitaal-analoog conversiecircuit, welke polariteits inverter een versterker met een inverterende en een niet-inverteren-20 de ingang bevat en een 2-standenschakelaar voor het in responsie op het tweede selectiesignaal selectief verbinden van de uitgang van het digitaal-analoog conversiecircuit met één van beide ingangen van de versterker.
4. Inrichting volgens conclusie 2 voor het genereren van hcek-25 gemoduleerde draaggolfsignalen, waarvan de verandering van de fase 0{t) per symboolinterval ter lengte T ten hoogste + TT*/ 2 rad bedraagt en waarvan de fase 0(t) binnen een symboolinterval steeds in een zelfde fasequadrant [yi?/2, (y+1) Tf/2 J mat quadrantnummer y blijft, met het kenmerk dat 30 het eerste leesgeheugen in de signaalprocessor is ingericht voor het opslaan van de grootte van signalen cos 0(t) en sin 0(t) representerende waarden voor niet-afnerrende fases 0(t) in het eerste fasequadrant (o, 1^/2) met quadrantnumner y = 0; de teller voer het produceren van fasetoestandnummers wordt gevormd door 35 een modulo-4 qp-afteller, waarvan de telstand het quadrantnummer y modu- lo-4 van fase 0(t) voor elk symboolinterval representeert met 2 bits *1 V 611 de interpolatieteller wordt gevormd door een modulo- (4q+1) op-afteller 8402318 Jt *J v EHN 11.101 36 waarvan de telrichting wordt bestuurd door' het conversie-indicatiesig-naal van de adresconverter.
5. Inrichting volgens conclusie 1 voor het genereren van hoek-gemoduleerde draaggolfsignalen, waarvan de verandering van de fase 5 0(t) per symtoolinterval ter lengte T ten hoogste + ΤΓ/2 rad bedraagt en waarvan de fase 0(t) binnen een symtoolinterval steeds in een zelfde fasequadrant £ yir/2, (y+1) TT/2 j| met quadrantnummer y blijft, met het kenmerk dat het eerste leesgeheugen in de signaalprocessor is ingericht voor het 10 opslaan van waarden die de grootte van signalen cos 0 (t) op eerste kloktijdstippen representeren, en van waarden die de grootte van signalen sin 0(t) op tweede kloktijdstippen representeren, voor niet-af-nemende fases 0(t) in het eerste fasequadrant (0, ΤΓ/2) met quadrant-nummer y = 0, waarbij de eerste en tweede kloktijdstippen alternerend 15 optreden; de teller voor het produceren van fasetoestandsnummers wordt gevormd door een modulo-4 op-afteller, waarvan de telstand het quadrantnummer y modulo-4 van fase 0(t) voor elk symboolinterval representeert met 2 bits y1 yQ; 20 de selectiesignaalgenerator een eerste selectiesignaal produceert dat correspondeert met het minst significante bit yQ van het quadrantnummer y modulo-4; de adresconverter is ingericht voor het in responsie op zowel genoeird gegeven aantal successieve datasymbolen als genoemd met het minst sig-25 nificante bit yQ van quadrantnummer y modulo-4 corresponderend eerste selectiesignaal produceren van adressen voor niet-afnenende fases 0(t) in het eerste fasequadrant (0, If/2) met quadrantnummer y = 0, en van een conversie-indicatiesignaal; en de interpolatieteller wordt gevormd door een modulo- (4q+1) op-af teller, 30 waarvan de telrichting wordt bestuurd door genoemd conversie-indicatie-signaal.
6. Inrichting volgens conclusie 2 voor het genereren van hoek-gemoduleerde draaggolfsignalen, waarvan de verandering van de fase 0(t) per symboolinterval ter lengte T 0 rad, + 1T/2 rad of gehele veelvouden 35 daarvan bedraagt en waarvan de fase 0(t) van het begin van een symboolinterval steeds een waarde van z (1Y/2) met toestandnumrrer z heeft, met het kenmerk dat het eerste leesgeheugen in de signaalprocessor is ingericht voor het op- 8402318 -» s ' PHN 11.101 37 slaan van signalen cos 0{t) en sin 0{t) representerende waarden voor waarden van fases 0 (t). die niet afnemen ten opzichte van een beginfase 0(t) = 0 rad met toestandnurrmer z = 0; de teller voor het produceren van fasetoestandnunmers wordt gevormd 5 door een modulo-4 qp-af teller, waarvan de telstand het fasetoestandr nrnnter z modulo-4 van fase jzf (t) aan het begin van elk s^mboolinterval representeert net 2 bits zQ? en de selectiesignaalgenerator is ingericht voor het in responsie op de 2 bits z.j zQ van fasetoestandnunmer z modulo-4 produceren van het eerste 10 selectiesignaal en het in responsie pp deze 2 bits zQ alsmede het con-versie-indicatiesignaal van de adrescncerter produceren van het tweede selectiesignaal.
7. Inrichting volgens conclusie 6 voor het genereren van hoek- gemoduleerde draaggolfsignalen in responsie op n-niveau datasignalen, 15 met het kenmerk dat het adresseercircuit tevens een niet-lineair correlatief codeercircuit bevat voor het converteren van de n-niveau datasymbolen in k-niveau data-symbolen met k groter dan n; en de adresoncerter is ingericht voor het in responsie op genoemd gegeven aantal successieve k-nivean datasymbolen 20 produceren van adressen voor niet-afnemende fases 0{t) ten opzichte van een beginfase 0{£) - 0 rad met teostandnunner z = 0, en van een con-versie-indicatiesignaal voer toevoer aan de selectiesignaalgenerator. 25 30 » 35 8402318