DE4315738C2 - Strombegrenzungsschaltung und Konstantspannungsquelle für diese - Google Patents
Strombegrenzungsschaltung und Konstantspannungsquelle für dieseInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Strombegrenzungs
schaltung, die zur Steuerung des Ausgangsstroms von einem
Halbleiterleistungselement verwendet wird, das von an einen
Steueranschluß desselben angelegten Eingangssignalen gesteu
ert wird, zum Beispiel eines MOSFET, eines bipolaren Transi
stors mit isoliertem Gate (IGBT) oder eines bipolaren Lei
stungstransistors.
Es ist bekannt, eine Strombegrenzungsschaltung zur Verhinde
rung des Durchbruchs eines Halbleiterleistungselements
infolge eines Überstroms und zur Steuerung des in eine Last
fließenden Stroms auf einen konstanten Wert vorzusehen. Eine
Schutzschaltung zur Verhinderung des Durchbruchs infolge
eines Überstroms, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist, wird von D.
L. Zaremba in Jr. Electro. in Mini/Micro Northeast Conf. Rec.
(1986) E. 10/4, Seiten 1 bis 4, beschrieben. Bei dieser
Schaltung dient ein N-Kanal MOSFET 12 als Stromspiegelele
ment, durch das ein Nebenschlußstrom (Meßstrom) fließt, der
proportional zu einem Ausgangsstrom ID ist, der durch einen
N-Kanal Leistungs-MOSFET fließt, der ein Halbleiterleistungs
element darstellt. Der Drainanschluß und der Gateanschluß des
MOSFETs 12 sind mit dem Drainanschluß bzw. dem Gateanschluß
des MOSFETs 11 verbunden. Ein Strommeßwiderstand 31 liegt
zwischen dem Sourceanschluß 24 als ein Stromspiegelanschluß
des MOSFETs 12 und dem Sourceanschluß 22 des MOSFETs 11. Ein
positiver Ausgangsanschluß 51 einer Konstantspannungsquelle 5
ist mit dem invertierenden Eingang 41 eines Operationsver
stärkers 4 verbunden, während der negative Anschluß 52 der
Konstantspannungsquelle 5 mit dem Sourceanschluß 22 des
MOSFETs 11 verbunden ist. Der Stromspiegelanschluß 24 ist mit
dem nicht-invertierenden Eingang 42 des Operationsverstärkers
4 verbunden. Ein Überstromsignal-Eingangsanschluß 62 einer
Treiberschaltung 6 ist mit dem Ausgang 43 des Operationsver
stärkers 4 verbunden. Der gemeinsame Gateanschluß 23 der
MOSFETs 11 und 12 ist mit einem Treiberspannungs-Ausgangsan
schluß 61 der Treiberschaltung 6 über einen Gatewiderstand 32
verbunden. Diese Strombegrenzungsschaltung arbeitet wie
folgt. Wenn der Ausgangsstrom ID ansteigt, steigt der Meß
strom IS proportional an. Als Folge davon nimmt auch die
Spannung über dem Strommeßwiderstand 31 zu. Wenn diese Span
nung die Ausgangsspannung von der Konstantspannungsquelle 5
übersteigt, geht das Potential am Ausgang 43 des Operations
verstärkers 4 auf einen hohen Pegel, woraufhin die den Über
stromzustand erfassende Treiberschaltung 6 den Ausgangsstu
fentransistor 11 durch Absenken der Treiberspannung am Trei
berspannungs-Ausgangsanschluß 61 auf einen geringeren Wert
abschaltet. Diese Vorgänge verhindern Überstromdurchbrüche im
Halbleiterleistungselement 11.
Die in Fig. 2 gezeigte Schaltung kann einen Überstromdurch
bruch eines Halbleiterleistungselements verhindern, kann aber
nicht einen konstanten Laststrom steuern. Die in Fig. 3 ge
zeigte Strombegrenzungsschaltung, die ebenfalls in der oben
genannten Literaturstelle offenbart ist, löst dieselbe Auf
gabe, weshalb Teile in dieser Figur, die mit solchen in Fig.
2 übereinstimmen, mit derselben Bezugszahl bezeichnet sind.
In dieser Schaltung ist der Stromspiegelanschluß 24 mit dem
invertierenden Eingang 41 des Operationsverstärkers 4 verbun
den, während der positive Ausgangsanschluß 51 der Konstant
spannungsquelle 5 mit dem nicht-invertierenden Eingang 42
verbunden ist. Der gemeinsame Gateanschluß 23 ist über einen
Gatewiderstand 33 mit dem Ausgang 43 des Operationsverstär
kers verbunden. Diese Strombegrenzungsschaltung arbeitet in
folgender Weise. Wenn der Ausgangsstrom ID gering ist, ist
der Meßstrom IS proportional ebenfalls gering, und die Span
nung über dem Strommeßwiderstand 31 ist klein. Wenn dagegen
der Ausgangsstrom ID groß ist, ist die Spannung über dem
Strommeßwiderstand 31 hoch. Solange der Ausgangsstrom ID
gering ist und die Spannung VS über dem Strommeßwiderstand 31
kleiner ist als die Ausgangsspannung VREF der Konstantspan
nungsquelle 5, gibt der Operationsverstärker 4 an seinem Aus
gang 43 eine ausreichend hohe Spannung ab, um die elektrische
Leitfähigkeit in dem normalerweise eingeschalteten Ausgangs
stufentransistor 11 ausreichend hoch zu halten. Wenn der Aus
gangsstrom ID zunimmt und VS größer wird als VREF, nimmt die
Ausgangsspannung am Ausgang 43 des Operationsverstärkers ab,
und die elektrische Leitfähigkeit des Ausgangsstufentransi
stors 11 nimmt wegen des Abfalls der an seinen Gateanschluß
23 angelegten Spannung ab. Dies setzt dem Ausgangsstrom ID
einen größeren Widerstand entgegen, was bedeutet, daß der
Strom unterhalb eines gewissen Werts gehalten wird.
Die in Fig. 3 gezeigte Strombegrenzungsschaltung hat zwei
Nachteile. Der eine ist eine Schwingungsneigung. Das Aus
gangssignal vom Operationsverstärker 4 wird über den Strom
spiegeltransistor 12 auf die am invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers 4 anliegende Spannung rückgekoppelt.
Die Verstärkung dieser Rückkopplungsschleife ist nahezu
gleich der Verstärkung des Operationsverstärkers 4, die nor
malerweise nahe bei 100 dB liegt. Zusätzlich tritt eine Pha
senverzögerung am Ausgang 43 des Operationsverstärkers 4 auf,
der mit dem Ausgangsstufentransistor 11 stark belastet ist.
Daher wird bei der Strombegrenzungsschaltung von Fig. 3 eine
Rückkopplungsschaltung, die leicht eine Phasenverzögerung bei
hoher Verstärkung bewirkt, gebildet, was eine größere Schwin
gungsneigung nach sich zieht. Der andere Nachteil dieser
Schaltung besteht darin, daß, weil der Strom ständig auf
einen konstanten Wert geregelt wird, diese Schaltung nicht
eingesetzt werden kann, wenn der Strom auf zwei oder mehr
Werten konstant gehalten werden muß.
Die Konstantspannungsquelle 5, die in Fig. 2 und 3 gezeigt
ist, ist im einzelnen beschrieben in "Bipolar and MOS Analog
Integrated Circuit Design" von A. B. Grebenn, herausgegeben
von John Wiley Sons, New York, 1984, S. 193-197. Bandabstandsreferenzschaltun
gen sowie Schaltungen, die die Konstantspannungscharakteri
stik von Zenerdioden ausnutzen, sind ebenfalls bekannt. Diese
Schaltungen leiden jedoch an dem Nachteil, daß die Bandab
standsreferenzschaltung die Gesamtschaltung zu groß macht und
die Kosten erhöht, während Schaltungen, die die Konstantspan
nungscharakteristik von Zenerdioden ausnutzen, zu einer Ab
weichung der Spannung von dem konstanten Wert führen, wenn
sie unter die Durchbruchspannung, die bei Zenerdioden nor
malerweise 6 bis 8 Volt beträgt, fällt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es,
eine Strombegrenzungsschaltung ohne
Schwingungsneigung zu schaffen,
die auch zur Steuerung konstanter Ströme auf zwei oder
mehr Werten verwendet werden kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Strombegren
zungsschaltung gemäß Anspruch 1
gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Un
teransprüchen gekennzeichnet.
Wenn man die Impedanz des ersten und des zweiten Verstär
kungseinstellelements, die mit einem Eingang des Operations
verstärkers verbunden sind, mit Z1 bzw. Z2 bezeichnet, dann
ist die Verstärkung einer Änderung am Steueranschluß des
Haupt-Halbleiterelements gegenüber einer Änderung der Span
nung am zweiten Hauptanschluß des Stromspiegelelements, das
mit einem Ende des Strommeßelements verbunden ist, das heißt
die Verstärkung A durch folgende Gleichung gegeben:
A = -|Z2|/|Z1|
Indem man also die Impedanzen Z1 und Z2 des ersten und des
zweiten Verstärkungseinstellelements geeignet wählt, kann man
die Verstärkung A beliebig vorgeben. Da der Grund für die
Schwingungsneigung der oben beschriebenen Strombegrenzungs
schaltung eine starke Verstärkung und Phasenverzögerung sind,
kann diese Schwingungsneigung dadurch unterbunden werden, daß
die Verstärkung A durch Einstellen der Impedanzen Z1 und Z2
in obiger Weise ausreichend gering gemacht wird. Wenn ferner
ein Widerstand zwischen den Ausgangsanschluß der Treiber
schaltung oder des Operationsverstärkers und dem Steueran
schluß des Haupt-Halbleiterelements eingesetzt wird, dann
werden alle Frequenzen mit einer Periode, die kürzer als die
Zeitkonstanten sind, die durch das Produkt des Widerstands
werts RG des Widerstands und der Eingangskapazität C des
Steueranschlusses des Haupt-Halbleiterelements, also RG · C,
bestimmt werden, abgeschnitten. Deshalb tritt keine Schwin
gung auf, selbst wenn sich eine Phasenverzögerung einstellt.
Es wird möglich, Ströme auf zwei oder mehr Werte dadurch kon
stant zu halten, daß man anstelle einer konstanten Spannung
zur Steuerung eine wählbare analoge Spannung an den ersten
Eingang des Operationsverstärkers anlegt und die Strombegren
zungswerte durch Wahl des Pegels der eingegebenen analogen
Spannung verändert.
Die später im einzelnen erläuterte Konstantspannungsschal
tung, die eine Reihenschaltung aus einem Verarmungs-MOSFET
und einem Anreicherungs-MOSFET enthält, von denen bei erste
rem Gate und Source und bei letzterem Gate und Drain mitein
ander verbunden sind, erlaubt die Verwendung einer Speise
spannung von bis hinunter zu 2 oder 3 Volt.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand
der Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild einer Strombegrenzungsschaltung gemäß
einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung,
Fig. 2 ein Schaltbild eines Beispiels einer herkömmlichen
Strombegrenzungsschaltung,
Fig. 3 ein Schaltbild eines anderen Beispiels einer herkömm
lichen Strombegrenzungsschaltung,
Fig. 4 ein Schaltbild einer Strombegrenzungsschaltung gemäß
einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung,
Fig. 5 ein Schaltbild einer Strombegrenzungsschaltung gemäß
einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung,
Fig. 6 ein Schaltbild einer Strombegrenzungsschaltung gemäß
einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung,
Fig. 7 ein Schaltbild einer Konstantspannungsquelle gemäß
einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
und
Fig. 8 ein Schaltbild einer Konstantspannungsquelle gemäß
einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung.
In den Zeichnungen sind, die Fig. 2 und 3 einschließend,
jeweils übereinstimmende Teile mit denselben Bezugszahlen
bezeichnet.
Fig. 1 zeigt eine Strombegrenzungsschaltung gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, bei
der keine Schwingungserscheinungen auftreten. Bei der in Fig. 1
gezeigten Schaltung ist der Ausgang des Operationsverstär
kers 4 mit dem Gateanschluß 73 eines Gatesteuerungs-N-Kanal-
MOSFETs 7 verbunden. Der Sourceanschluß 72 des MOSFETs 7 ist
mit dem negativen Ausgangsanschluß 52 der Konstantspannungs
quelle 5 und damit dem Sourceanschluß 22 des Ausgangsstufen
transistors 11 verbunden. Der Drainanschluß 71 des MOSFET 7
ist über einen Gatewiderstand 32 mit dem Treiberspannungsaus
gangsanschluß 61 der Treiberschaltung 6 und über den Gatewi
derstand 33 mit dem gemeinsamen Gateanschluß 23 verbunden.
Außerdem sind Verstärkungseinstellwiderstände 34 und 35 zwi
schen den Stromspiegelanschluß 24 und den gemeinsamen Gatean
schluß 23 geschaltet, wobei der Verbindungspunkt 25 zwischen
diesen Widerständen mit dem nicht-invertierenden Eingang 42
des Operationsverstärkers 4 verbunden ist. Wenn in dieser
Schaltung ID zunimmt und die Spannung VS über dem Meßwider
stand 31 die Spannung VTH der Konstantspannungsquelle 5 über
steigt, nimmt das Signal am Ausgang 43 des Operationsverstär
kers 4 einen hohen Pegel an, woraufhin der Gatesteuerungs
transistor 7 eingeschaltet wird und Treiberstrom von der
Treiberschaltung 6 weg und zum Sourceanschluß 22 zieht. Dies
führt zu einer Abnahme der an den gemeinsamen Gateanschluß 23
angelegten Spannung. Anders als bei der in Fig. 2 gezeigten
bekannten Schaltung schaltet das Leistungshalbleiterelement
an diesem Punkt nicht ab, sondern vermindert nur seine elek
trische Leitfähigkeit. Damit wirkt das Element als Strombe
grenzer, das den Ausgangsstrom von dem Element 11 konstant
begrenzt. In diesem Fall ist es erforderlich, den Gatesteue
rungstransistor 7 und den Gatewiderstand 32 aneinander anzu
passen. Darüberhinaus kann die Vergrößerung der Änderung der
an den Gateanschluß 23 angelegten Gatespannung gegenüber der
Änderung der Spannung VS, auch als Verstärkung bekannt, mit
tels der Verstärkungseinstellwiderstände 34 und 35 einge
stellt werden, die zwischen den nicht-invertierenden Eingang
42 des Operationsverstärkers 4 und den Stromspiegelanschluß
24 bzw. den Eingang 42 und den gemeinsamen Gateanschluß 23
geschaltet sind. Infolgedessen kann eine Schwingungsneigung
aufgrund übermäßiger Verstärkung verhindert werden.
Das Verhältnis der Widerstandswerte der Verstärkungseinstell
widerstände 34 und 35 muß auf der Grundlage des Betrags der
Phasenverzögerung bestimmt werden. Als Faustregel gilt ein
Verhältnis Widerstand 34 : Widerstand 35 = 1 : 500 bis
1 : 50.000. Wenn man das Verhältnis des Hauptstroms ID zum Meß
strom IS, also ID:IS zu n:1 annimmt, dann ist der Strombe
grenzungswert bei dieser Schaltung durch die nachfolgende
Gleichung (1) gegeben:
IDmax = n·VREF/RSs (1)
in der RS den Widerstandswert des Meßwiderstands 31 dar
stellt.
Die Werte der Verstärkungseinstellwiderstände 34 und 35 müs
sen gegenüber dem Widerstandswert RS des Widerstands 31 aus
reichend groß sein.
Fig. 4 zeigt eine Strombegrenzungsschaltung ohne Schwingungs
erscheinungen gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung. Der Unterschied zwischen dieser
Schaltung und derjenigen von Fig. 3 liegt darin, daß ein Ver
stärkungseinstellwiderstand 34 zwischen den invertierenden
Eingang 41 des Operationsverstärkers 4 und den Stromspiegel
anschluß 24 geschaltet ist, während ein Verstärkungseinstell
widerstand 35 zwischen den Eingang 41 und den gemeinsamen
Gateanschluß 23 geschaltet ist. Dadurch kann die Vergrößerung
der Änderung der an den Gateanschluß 23 angelegten Spannung
gegenüber einer Änderung der Spannung VS, das heißt die Ver
stärkung, so eingestellt werden, daß eine übermäßige Verstär
kung, die einer der Gründe für Schwingungserscheinungen ist,
verhindert werden kann, wie dies im Fall von Fig. 1 dargelegt
wurde. Der strombegrenzungswert IDmax ist ebenfalls durch die
Gleichung (1) gegeben.
Fig. 5 zeigt eine Strombegrenzungsschaltung ohne Schwingungs
erscheinungen gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung. Diese Schaltung ist in der Lage,
Ströme auf zwei oder mehr Werten konstant zu halten. Diese
Schaltung unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 1
darin, daß das Eingangssignal zu dem invertierenden Eingang
41 des Operationsverstärkers 4 keine Konstantspannung, son
dern eine wählbare analoge Spannung ist, die über einen Ana
logeingangsanschluß 26 eingegeben wird. Die Strombegrenzungs
werte des Ausgangsstroms ID sind nach Maßgabe des Pegels die
ser analogen Spannung wählbar. Das heißt, der Strombegren
zungswert IDmax ist durch die folgende Gleichung (2) gegeben:
IDmax = n·VIN/RS (2)
in der VIN die analoge Eingangsspannung am Anschluß 26 ist.
Fig. 6 zeigt eine Strombegrenzungsschaltung ohne Schwingungs
erscheinungen gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung. Auch diese Schaltung ist in der Lage,
Ströme auf zwei oder mehr Werten konstant zu halten. Diese
Schaltung unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 4
darin, daß ein Analogeingangsanschluß 26 vorgesehen ist, über
den eine wählbare analoge Spannung an den nicht-invertieren
den Eingang 42 des Operationsverstärkers 4 angelegt werden
kann. Dies erlaubt es, den Strombegrenzungswert IDmax gemäß
Gleichung (2) wählbar zu gestalten. Während in der in Fig. 4
gezeigten Schaltung der Ausgangsstufentransistor 11 normaler
weise im Einschaltzustand ist, schaltet der Ausgangsstufen
transistor 11 bei der Schaltung von Fig. 6 ab, wenn die Ein
gangsspannung VIN am Eingangsanschluß 26 Null wird, und
bleibt solange eingeschaltet, solange VIN positiv bleibt,
wobei im Transistor 11 ein Strom mit einem Maximalwert
fließt, der anhand von VIN durch die Formel (2) gegeben ist.
Während die obigen Ausführungsbeispiele in allen Fällen einen
MOSFET 11 als Halbleiterleistungselement verwenden, kann
jedes andere Halbleiterleistungselement einschließlich eines
IGBT und eines bipolaren Leistungstransistors eingesetzt wer
den. Außerdem kann ein solches Element entweder vom N-Kanal
typ oder vom P-Kanaltyp sein. Wenn jedoch die Schaltungen der
Fig. 4 und 6 in Verbindung mit einem bipolaren Transistor
verwendet werden, muß ein Operationsverstärker 4 eingesetzt
werden, der einen hohen Treiberstrom zu liefern imstande ist,
damit ein ausreichender Basisstrom zur Verfügung steht.
Der Meßwiderstand 31 vereinfacht die Schaltungsauslegung,
weil die Spannung über ihm direkt proportional dem Ausgangs
strom des Ausgangsstufentransistors 11 ist. Darüberhinaus
erleichtert er die Steuerung, weil in der Schaltung der Fig.
5 oder 6 die an den Anschluß 26 angelegte analoge Eingangs
spannung und der Strombegrenzungswert in einem direkt propor
tionalen Verhältnis stehen. Dessenungeachtet kann als Strom
meßelement jedes beliebige Element verwendet werden, das eine
auf dem Strom basierende Spannung erzeugt. Beispielsweise
kann ein MOSFET verwendet werden.
Obwohl Verstärkungseinstellwiderstände 34 und 35 den Vorteil
bieten, daß sie leicht integriert werden können und billig
sind, kann statt dessen jedes beliebige andere Element, zum
Beispiel ein Kondensator, als Verstärkungseinstellelement
verwendet werden, sofern es eine Impedanz aufweist.
Der in den Schaltungen der Fig. 1 und 5 als Gatesteuertransi
stor verwendete MOSFET 7 kann durch eine andere Transistorart
einschließlich eines bipolaren Transistors und eines IGBT
ersetzt werden.
Die Fig. 7 und 8 zeigen eine billige Konstantspannungsquelle
als Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung, die ein
gesetzt werden kann, selbst wenn die Versorgungsspannung für
eine Strombegrenzungsschaltung gering ist. Bei diesen Schal
tungen sind ein Verarmungs-N-Kanal-MOSFET 8 und ein Anreiche
rungs-N-Kanal-MOSFET 9 in Reihe zwischen einen Stromquellen
anschluß VCC und einen Masseanschluß GND geschaltet. Der
Sourceanschluß 82 und der Gateanschluß 83 des MOSFETs 8 sind
miteinander verbunden, und der Drainanschluß 91 und der Gate
anschluß 93 des MOSFETs 9 sind miteinander verbunden. Der
Verbindungspunkt 50 zwischen den beiden MOSFETs 8 und 9 dient
als Ausgangsanschluß.
Das Beispiel von Fig. 7 betrifft den Fall, wo die Konstant
spannung VREF gegenüber Masse als Bezugspunkt erzeugt wird,
während bei dem Beispiel von Fig. 8 die Konstantspannung VREF
gegenüber der Speisespannung als Bezugspunkt erzeugt wird. In
beiden Fällen handelt es sich bei den MOSFETs 8 und 9 um N-
Kanal-MOSFETs, obwohl auch P-Kanal-MOSFETs verwendet werden
können. Diese Konstantspannungsquelle ist billig, da sie
lediglich aus zwei MOSFETs besteht, und kann nicht nur als
Konstantspannungsquelle 5 für die in den Fig. 1 und 4 gezeig
ten Ausführungsbeispiele, sondern auch als Konstantspannungs
quelle für eine Überstromschutzschaltung und andere Strombe
grenzungsschaltungen, wie beispielsweise in Fig. 2 gezeigt,
eingesetzt werden.
Bei einer solchen aus der Verbindung eines Verarmungs-MOSFETs
mit einem Anreicherungs-MOSFET gebildeten Schaltung, bei der
der Gateanschluß und der Sourceanschluß des Verarmungs-
MOSFETs verbunden sind und der Gateanschluß und der Drainan
schluß des Anreicherungs-MOSFETs verbunden sind, ergibt sich
der Drainstrom IDD des Verarmungs-MOSFETs aus der folgenden
Gleichung und ist konstant, wenn die Spannung VDSD zwischen
Drain und Source höher ist als der konstante Wert VDSSat:
IDD = (µD COXD WD / 2 LD) VTHD²
In dieser Gleichung bezeichnet µD die Ladungsträgerbeweglich
keit, COXD die Gateoxidfilmkapazität, WD die Kanalbreite, LD
die Kanallänge und VTHD die Schwellenspannung.
Der Drainstrom IDE des Anreicherungs-MOSFETs ist durch fol
gende Gleichung gegeben, wobei die Spannung zwischen Drain
und Source von VDSE abhängt:
IDE = (µE COXE WE / 2 LE) (VDSE - VTHD)²
In dieser Gleichung bezeichnet µE die Ladungsträgerbeweglich
keit, COXE die Gateoxidfilmkapazität, WE die Kanalbreite, LE
die Kanallänge und VTHD die Schwellenspannung.
Da die Reihenschaltung der beiden Transistoren dazu führt,
daß IDD = IDE, ergibt sich die folgende Gleichung für VDSE:
VDSE = (µD COXD WD LE / E COXE WE LD)1/2
VTHD + VTHE
VTHD + VTHE
das heißt, VDSE wird konstant und kann als Konstantspannung
eingesetzt werden. Da die minimale Versorgungsspannung, die
den Einsatz der Schaltung als Konstantspannungsquelle er
laubt, VDSSat oder VDSE ist und der Wert von VDSSat, wie auch
der Wert von VTHE allgemein etwa 1 Volt beträgt, kann der
Wert von VDSE auf 1 bis 2 Volt eingestellt werden, und der
Wert von VDSSat + VDSE kann in diesem Fall auch auf 2 bis 3
Volt eingestellt werden. Mit anderen Worten, es ist möglich,
eine Speisespannung von nur 2 oder 3 Volt zu verwenden.
Die Elemente in jedem einzelnen der obigen Ausführungsbei
spiele können einschließlich der Konstantspannungsquelle auf
einem Ein-Chip-Leistungs-IC integriert werden.
Claims (15)
1. Strombegrenzungsschaltung, umfassend
ein Haupt-Halbleiterelement (11) mit einem ersten und
einem zweiten Hauptanschluß (21, 22) sowie einem Steueran
schluß (23),
ein Stromspiegelelement (12) mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluß (21, 24) sowie einem Steueranschluß (23), dessen erster Hauptanschluß und dessen Steueranschluß jeweils mit dem entsprechenden Anschluß des Haupt-Halbleiter elements (11) verbunden sind, während sein zweiter Hauptan schluß über ein Strommeßelement (31) mit dem zweiten Hauptan schluß des Haupt-Halbleiterelements (11) verbunden ist derart, daß das Stromspiegelelement (12) von einem Strom (IS) durch flossen wird, der dem Ausgangsstrom (ID) durch den ersten und den zweiten Hauptanschluß des Haupt-Halbleiterelements (11) proportional ist,
einen Operationsverstärker (4) zum Vergleich der Span nung zwischen den beiden Anschlüssen des Strommeßelements (31) mit einer Bezugsspannung, wobei das Eingangssignal zu den Steueranschlüssen (23) mittels des Ausgangssignals des Opera tionsverstärkers (4) derart steuerbar ist, daß der Aus gangsstrom (ID) des Haupt-Halbleiterelements (11) unter einem vorgegebenen Wert bleibt, wobei ferner die Bezugsspannung (5) an einem ersten Eingang (41) des Operationsverstärkers (4) anliegt, ein erstes Verstärkungseinstellelement (34) zwischen einen zweiten Eingang (42) des Operationsverstärkers (4) und den zweiten Hauptanschluß des Stromspiegelelements (12) geschaltet ist und ein zweites Verstärkungseinstellelement (35) zwischen den zweiten Eingang (42) des Operationsverstär kers (4) und die Steueranschlüsse (23) geschaltet ist, und wobei die Impedanz des zweiten Verstärkungseinstellelements (35) um ein vorgegebenes Maß größer ist als die des ersten Verstärkungseinstellelements (34).
ein Stromspiegelelement (12) mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluß (21, 24) sowie einem Steueranschluß (23), dessen erster Hauptanschluß und dessen Steueranschluß jeweils mit dem entsprechenden Anschluß des Haupt-Halbleiter elements (11) verbunden sind, während sein zweiter Hauptan schluß über ein Strommeßelement (31) mit dem zweiten Hauptan schluß des Haupt-Halbleiterelements (11) verbunden ist derart, daß das Stromspiegelelement (12) von einem Strom (IS) durch flossen wird, der dem Ausgangsstrom (ID) durch den ersten und den zweiten Hauptanschluß des Haupt-Halbleiterelements (11) proportional ist,
einen Operationsverstärker (4) zum Vergleich der Span nung zwischen den beiden Anschlüssen des Strommeßelements (31) mit einer Bezugsspannung, wobei das Eingangssignal zu den Steueranschlüssen (23) mittels des Ausgangssignals des Opera tionsverstärkers (4) derart steuerbar ist, daß der Aus gangsstrom (ID) des Haupt-Halbleiterelements (11) unter einem vorgegebenen Wert bleibt, wobei ferner die Bezugsspannung (5) an einem ersten Eingang (41) des Operationsverstärkers (4) anliegt, ein erstes Verstärkungseinstellelement (34) zwischen einen zweiten Eingang (42) des Operationsverstärkers (4) und den zweiten Hauptanschluß des Stromspiegelelements (12) geschaltet ist und ein zweites Verstärkungseinstellelement (35) zwischen den zweiten Eingang (42) des Operationsverstär kers (4) und die Steueranschlüsse (23) geschaltet ist, und wobei die Impedanz des zweiten Verstärkungseinstellelements (35) um ein vorgegebenes Maß größer ist als die des ersten Verstärkungseinstellelements (34).
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Ausgang (43) des Operationsverstärkers (4) mit dem
Steueranschluß (73) eines Schaltelements (7) verbunden ist,
dessen einer Hauptanschluß (72) mit dem zweiten Hauptanschluß
(22) des Haupt-Halbleiterelements (11) verbunden ist und
dessen anderer Hauptanschluß (71) an eine Verbindung zwischen
einer Treiberschaltung (6) und dem Steueranschluß (23) des
Haupt-Halbleiterelements (11) angeschlossen ist.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß ein die Betriebsgeschwindigkeit des Haupt-Halbleiterele
ments (11) begrenzender Widerstand (33) zwischen den mit der
Treiberschaltung (6) verbundenen Hauptanschluß (71) des
Schaltelements (7) und den Steueranschluß (23) des Haupt-Halb
leiterelements (11) geschaltet ist.
4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Ausgang (43) des Operationsverstärkers (4) mit dem
Steueranschluß des Haupt-Halbleiterelements (11) verbunden
ist.
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß ein die Betriebsgeschwindigkeit des Haupt-Halbleiterele
ments (11) begrenzender Widerstand zwischen den Ausgang (43)
des Operationsverstärkers (4) und den Steueranschluß (23) des
Haupt-Halbleiterelements (11) geschaltet ist.
6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch
gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung die Ausgangsspannung
einer Konstantspannungsquelle ist, die zwischen den ersten
Eingang (41) des Operationsverstärkers (4) und den zweiten
Hauptanschluß (22) des Haupt-Halbleiterelements (11) geschal
tet ist.
7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch
gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung eine einstellbare
analoge Spannung ist.
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch
gekennzeichnet, daß das Strommeßelement (31) ein Widerstand
ist.
9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch
gekennzeichnet, daß das Strommeßelement ein MOSFET ist.
10. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch
gekennzeichnet, daß das erste und das zweite Verstärkungsein
stellelement je als Widerstand wirken.
11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch
gekennzeichnet, daß das erste und das zweite Verstärkungsein
stellelement je ein Kondensator sind.
12. Schaltung nach einem der Ansprüche 2, 3 und 6 bis
11, dadurch gekennzeichnet, daß das an den Ausgang (43) des
Operationsverstärkers (4) angeschlossene Schaltelement (7) ein
MOSFET ist.
13. Schaltung nach einem der Ansprüche 2, 3 und 6 bis
11, dadurch gekennzeichnet, daß das an den Ausgang (43) des
Operationsverstärkers (4) angeschlossene Schaltelement (7) ein
bipolarer Transistor ist.
14. Schaltung nach einem der Ansprüche 2, 3 und 6 bis
11, dadurch gekennzeichnet, daß das an den Ausgang (43) des
Operationsverstärkers (4) angeschlossene Schaltelement (7) ein
bipolarer Transistor mit isoliertem Gate ist.
15. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 und 8 bis
14, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung von einer
Konstantspannungsquelle erzeugt wird, bei der ein Verarmungs-
MOSFET (8), dessen Gateanschluß und Sourceanschluß zusammenge
schaltet sind, mit einem Anreicherungs-MOSFET, dessen Gatean
schluß und Drainanschluß zusammengeschaltet sind, in Reihe
geschaltet ist, wobei der Verbindungspunkt zwischen den beiden
MOSFETs (8, 9) als Ausgangsanschluß (50) dient.
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---|---|
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---|---|
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GB (2) | GB9309487D0 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102008010854A1 (de) * | 2008-02-25 | 2009-09-10 | Infineon Technologies Ag | Halbleiterbauelementanordnung und Verfahren zur Herstellung desselben |
Families Citing this family (79)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3243902B2 (ja) * | 1993-09-17 | 2002-01-07 | 株式会社日立製作所 | 半導体装置 |
US6476667B1 (en) * | 1993-10-29 | 2002-11-05 | Texas Instruments Incorporated | Adjustable current limiting/sensing circuitry and method |
AUPM457794A0 (en) * | 1994-03-21 | 1994-04-14 | Gerard Industries Pty Ltd | High impedance power supply |
AU680098B2 (en) * | 1994-03-21 | 1997-07-17 | Clipsal Australia Pty Ltd | High impedance power supply |
DE4417252C2 (de) * | 1994-05-17 | 1998-07-02 | Bosch Gmbh Robert | Leistungshalbleiter mit Weak-Inversion-Schaltung |
GB9420572D0 (en) * | 1994-10-12 | 1994-11-30 | Philips Electronics Uk Ltd | A protected switch |
DE69421083T2 (de) * | 1994-11-17 | 2000-03-16 | Co.Ri.M.Me. Consorzio Per La Ricerca Sulla Microelettronica Nel Mezzogiorno | Schutzschaltung und Verfahren für Leistungstransistor sowie diese verwendender Spannungsregler |
JPH0946141A (ja) * | 1995-07-27 | 1997-02-14 | Nec Eng Ltd | バイアス回路 |
KR100320672B1 (ko) * | 1995-12-30 | 2002-05-13 | 김덕중 | 스위칭 제어 집적회로 |
JPH09191103A (ja) * | 1996-01-09 | 1997-07-22 | Nec Corp | 電流検出手段を有する半導体装置 |
JPH1014099A (ja) * | 1996-06-21 | 1998-01-16 | Nec Corp | 過電流検出回路 |
US5777502A (en) * | 1996-08-07 | 1998-07-07 | Texas Instruments Incorporated | Method to protect gate-source elements of external power fETS from large pre-drive capacity |
DE19707708C2 (de) * | 1997-02-26 | 2002-01-10 | Infineon Technologies Ag | Strombegrenzungsschaltung |
US6054845A (en) * | 1998-01-29 | 2000-04-25 | Siemens Aktiengesellschaft | Current limiting circuit |
US5886570A (en) * | 1997-10-22 | 1999-03-23 | Analog Devices Inc | Inverter circuit biased to limit the maximum drive current to a following stage and method |
KR100298435B1 (ko) * | 1998-06-03 | 2001-08-07 | 김영환 | 온도보상기능을갖는자동이득제어장치 |
JP3164065B2 (ja) * | 1998-06-24 | 2001-05-08 | 日本電気株式会社 | 半導体装置 |
JP2000022456A (ja) * | 1998-06-26 | 2000-01-21 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 半導体集積回路 |
US6545852B1 (en) | 1998-10-07 | 2003-04-08 | Ormanco | System and method for controlling an electromagnetic device |
KR100625768B1 (ko) * | 1998-12-09 | 2006-12-05 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 스위칭모드 파워 서플라이의 피드백 회로 |
US6406102B1 (en) | 1999-02-24 | 2002-06-18 | Orscheln Management Co. | Electrically operated parking brake control system |
US6185082B1 (en) | 1999-06-01 | 2001-02-06 | System General Corporation | Protection circuit for a boost power converter |
US6411133B1 (en) * | 1999-06-30 | 2002-06-25 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor device |
JP2001211059A (ja) * | 2000-01-26 | 2001-08-03 | Toshiba Corp | 半導体スイッチ素子の過電流保護回路 |
JP3660846B2 (ja) * | 2000-02-23 | 2005-06-15 | 日本無線株式会社 | Fetバイアス回路 |
JP2002043916A (ja) * | 2000-07-28 | 2002-02-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電圧検出回路および半導体装置 |
JP3831894B2 (ja) * | 2000-08-01 | 2006-10-11 | 株式会社ルネサステクノロジ | 半導体集積回路 |
JP3793012B2 (ja) * | 2000-09-21 | 2006-07-05 | 松下電器産業株式会社 | 負荷駆動装置 |
JP3872331B2 (ja) * | 2001-03-07 | 2007-01-24 | 富士通株式会社 | Dc−dcコンバータ及び電源回路 |
JP3861613B2 (ja) * | 2001-03-27 | 2006-12-20 | 日産自動車株式会社 | オンチップ温度検出装置 |
DE10119261C1 (de) * | 2001-04-20 | 2002-12-05 | Infineon Technologies Ag | Lasttransistor mit Strombegrenzungsanordnung |
US7132868B2 (en) * | 2001-06-27 | 2006-11-07 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Semiconductor device |
DE10146581C1 (de) * | 2001-09-21 | 2003-04-24 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung mit einem Halbleiterschalter und einer Schutzschaltung |
DE10212863B4 (de) * | 2002-03-22 | 2006-06-08 | Siemens Ag | Ansteuerschaltung für einen Sperrschicht-Feldeffekttransistor |
US6816349B1 (en) * | 2002-06-27 | 2004-11-09 | Micrel, Inc. | Integrated power switch with current limit control and a method of use |
FR2838891A1 (fr) * | 2002-12-17 | 2003-10-24 | Siemens Vdo Automotive | Circuit electronique de controle et de limitation d'un courant electrique dans une charge soumise a une tension d'alimentation |
US6970337B2 (en) * | 2003-06-24 | 2005-11-29 | Linear X Systems Inc. | High-voltage low-distortion input protection current limiter |
JP4068022B2 (ja) * | 2003-07-16 | 2008-03-26 | Necエレクトロニクス株式会社 | 過電流検出回路及び負荷駆動回路 |
US7157959B2 (en) * | 2004-03-31 | 2007-01-02 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Method of forming a self-gated transistor and structure therefor |
JP2005333691A (ja) * | 2004-05-18 | 2005-12-02 | Rohm Co Ltd | 過電流検出回路及びこれを有する電源装置 |
JP2006053898A (ja) | 2004-07-15 | 2006-02-23 | Rohm Co Ltd | 過電流保護回路およびそれを利用した電圧生成回路ならびに電子機器 |
JP2006067660A (ja) * | 2004-08-25 | 2006-03-09 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体装置 |
US7122882B2 (en) * | 2004-11-02 | 2006-10-17 | Alpha And Omega Semiconductor Ltd. | Low cost power MOSFET with current monitoring |
JP4650026B2 (ja) * | 2005-03-01 | 2011-03-16 | 日本電気株式会社 | 電力増幅器 |
US20060214812A1 (en) * | 2005-03-25 | 2006-09-28 | Ainsworth Kenneth M | Measurement of output voltage characteristics on dynamic logic signals |
US7368980B2 (en) * | 2005-04-25 | 2008-05-06 | Triquint Semiconductor, Inc. | Producing reference voltages using transistors |
US7202711B2 (en) * | 2005-09-07 | 2007-04-10 | Delphi Technologies, Inc. | Technique for determining a load current |
DE102007002334B4 (de) * | 2006-01-20 | 2009-06-25 | Denso Corporation, Kariya | Überstromerkennungsschaltkreis |
DE102006008292B4 (de) | 2006-02-22 | 2011-09-15 | Infineon Technologies Ag | Überlastschutz für steuerbare Stromverbraucher |
JP2007228447A (ja) * | 2006-02-27 | 2007-09-06 | Hitachi Ltd | スイッチング素子のゲート駆動回路 |
US7463079B2 (en) * | 2006-05-05 | 2008-12-09 | Honeywell International Inc. | Short circuit protection by gate voltage sensing |
JP4996203B2 (ja) * | 2006-11-07 | 2012-08-08 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 電源電圧回路 |
US20090212843A1 (en) | 2008-02-25 | 2009-08-27 | Infineon Technologies Ag | Semiconductor device arrangement and method |
JP5044448B2 (ja) * | 2008-03-03 | 2012-10-10 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 電源スイッチ回路 |
US8232784B2 (en) * | 2008-04-01 | 2012-07-31 | O2Micro, Inc | Circuits and methods for current sensing |
TWI369049B (en) * | 2008-04-30 | 2012-07-21 | Advanced Analog Technology Inc | Power switch circuit exhibiting over current protection and short circuit protection mechanism |
JP2009277930A (ja) * | 2008-05-15 | 2009-11-26 | Nec Electronics Corp | 半導体装置 |
TWI380548B (en) * | 2008-12-16 | 2012-12-21 | Delta Electronics Inc | Error detecting and motor protecting apparatus and method thereof |
US7852148B2 (en) * | 2009-03-27 | 2010-12-14 | Semiconductor Components Industries, Llc | Method of forming a sensing circuit and structure therefor |
JP5691158B2 (ja) * | 2009-11-13 | 2015-04-01 | ミツミ電機株式会社 | 出力電流検出回路および送信回路 |
JP5767847B2 (ja) | 2011-04-15 | 2015-08-19 | ローム株式会社 | 基準電流生成回路及びこれを用いた電源装置 |
KR101247219B1 (ko) | 2011-05-19 | 2013-03-26 | (주)태진기술 | 전류제한회로 |
US8525554B2 (en) * | 2011-05-31 | 2013-09-03 | System General Corporation | High-side signal sensing circuit |
US8624637B2 (en) * | 2012-02-08 | 2014-01-07 | Infineon Technologies Ag | Switching control circuit for thermal protection of transistors |
EP2637304A1 (de) * | 2012-03-05 | 2013-09-11 | Siemens Aktiengesellschaft | Digitaleingabeeinheit |
KR101381376B1 (ko) * | 2012-08-20 | 2014-04-04 | 주식회사 레오엘에스아이 | 전류 제한 스위치 |
JP6115273B2 (ja) * | 2013-04-11 | 2017-04-19 | ソニー株式会社 | 電源回路、電源システムおよび蓄電装置 |
US9092043B2 (en) | 2013-08-22 | 2015-07-28 | Freescale Semiconductor, Inc. | Power switch with current limitation and zero direct current (DC) power consumption |
US9048838B2 (en) | 2013-10-30 | 2015-06-02 | Infineon Technologies Austria Ag | Switching circuit |
US9525063B2 (en) | 2013-10-30 | 2016-12-20 | Infineon Technologies Austria Ag | Switching circuit |
US9453859B2 (en) * | 2013-11-07 | 2016-09-27 | Infineon Technologies Americas Corp. | Voltage converter with VCC-Less RDSon current sensing circuit |
DE102014201584A1 (de) * | 2014-01-29 | 2015-07-30 | Robert Bosch Gmbh | Halbleiterschalter und Verfahren zum Bestimmen eines Stroms durch einen Halbleiterschalter |
US9712156B2 (en) * | 2014-12-01 | 2017-07-18 | Hamilton Sundstrand Corporation | Solid state power controllers |
WO2016143364A1 (ja) * | 2015-03-09 | 2016-09-15 | 富士電機株式会社 | 駆動回路および半導体モジュール |
GB2549934A (en) | 2016-04-28 | 2017-11-08 | Reinhausen Maschf Scheubeck | Junction temperature and current sensing |
IT201600123267A1 (it) * | 2016-12-05 | 2018-06-05 | St Microelectronics Srl | Limitatore di corrente, dispositivo e procedimento corrispondenti |
FR3075518B1 (fr) * | 2017-12-18 | 2021-01-29 | Safran Electronics & Defense | Circuit de commutation |
JP2019146300A (ja) * | 2018-02-16 | 2019-08-29 | 株式会社東芝 | ドライバ回路 |
WO2023276491A1 (ja) * | 2021-06-29 | 2023-01-05 | ローム株式会社 | 過電流保護回路、半導体装置 |
Family Cites Families (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2034939B (en) * | 1979-09-18 | 1983-01-19 | Siemens Ag | Integrated constant current source |
US4634902A (en) * | 1982-11-17 | 1987-01-06 | Clarion Co., Ltd. | Circuit arrangement capable of adjusting a threshold level of a differential transistor circuit |
US4553084A (en) * | 1984-04-02 | 1985-11-12 | Motorola, Inc. | Current sensing circuit |
JPS63104117A (ja) * | 1986-10-22 | 1988-05-09 | Seiko Epson Corp | 基準電圧発生回路 |
DE3743453A1 (de) * | 1986-12-24 | 1988-07-28 | Dold & Soehne Kg E | Schaltungsanordnung zum kurzschlussschutz eines halbleiterverstaerkerelementes |
FR2628547B1 (fr) * | 1988-03-09 | 1990-12-28 | Sgs Thomson Microelectronics | Generateur stabilise de fourniture de tension de seuil de transistor mos |
KR910003604B1 (ko) * | 1988-04-30 | 1991-06-07 | 삼성전자 주식회사 | 차아지업 및 디스차아지 회로를 이용한 기준전압 발생회로 |
JPH0266975A (ja) * | 1988-09-01 | 1990-03-07 | Fuji Electric Co Ltd | 半導体装置 |
US4864216A (en) * | 1989-01-19 | 1989-09-05 | Hewlett-Packard Company | Light emitting diode array current power supply |
IT1232074B (it) * | 1989-03-31 | 1992-01-23 | Marelli Autronica | Dispositivo di controllo e regolazione per un motore elettrico a corrente continua |
US5013934A (en) * | 1989-05-08 | 1991-05-07 | National Semiconductor Corporation | Bandgap threshold circuit with hysteresis |
JP2674669B2 (ja) * | 1989-08-23 | 1997-11-12 | 株式会社東芝 | 半導体集積回路 |
JP3011727B2 (ja) * | 1989-10-26 | 2000-02-21 | 富士電機株式会社 | 過電流検出回路 |
JPH0452816A (ja) * | 1990-06-15 | 1992-02-20 | Seiko Epson Corp | 基準電圧回路 |
US5159516A (en) * | 1991-03-14 | 1992-10-27 | Fuji Electric Co., Ltd. | Overcurrent-detection circuit |
US5157322A (en) * | 1991-08-13 | 1992-10-20 | National Semiconductor Corporation | PNP transistor base drive compensation circuit |
-
1992
- 1992-05-12 JP JP4117811A patent/JPH05315852A/ja active Pending
-
1993
- 1993-05-07 GB GB939309487A patent/GB9309487D0/en active Pending
- 1993-05-11 DE DE4315738A patent/DE4315738C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-05-12 US US08/061,172 patent/US5422593A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-05-12 GB GB9309766A patent/GB2267003B/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102008010854A1 (de) * | 2008-02-25 | 2009-09-10 | Infineon Technologies Ag | Halbleiterbauelementanordnung und Verfahren zur Herstellung desselben |
DE102008010854B4 (de) * | 2008-02-25 | 2017-06-01 | Infineon Technologies Ag | Halbleiterbauelementanordnung und Verfahren zur Herstellung derselben |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB9309766D0 (en) | 1993-06-23 |
JPH05315852A (ja) | 1993-11-26 |
GB2267003B (en) | 1995-12-13 |
US5422593A (en) | 1995-06-06 |
GB9309487D0 (en) | 1993-06-23 |
GB2267003A (en) | 1993-11-17 |
DE4315738A1 (de) | 1993-11-18 |
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DE3136300C2 (de) |
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8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: HOFFMANN, E., DIPL.-ING., PAT.-ANW., 82166 GRAEFEL |
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D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |