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Technisches
Gebiet
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Diese
Erfindung betrifft Leistungsverstärker und insbesondere Hochleistungs-,
monolithische, Leistungsverstärker
mit integriertem Schaltkreis (IC).
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Technischer
Hintergrund
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Bestimmte
Telekommunikationsstandards sind in den Vereinigten Staaten entwickelt
worden, um digitalen Zugang mit hoher Geschwindigkeit zwischen Kunden
und einer Hauptstelle bereitzustellen. Ein Beispiel ist der Asymmetric
Digital Subscriber Loop (ADSL) Standard, der einen Datenrate von
ungefähr
6 Mb in der Richtung von der Hauptstelle (office) zu dem Kunden
bereitstellt. Als Folge dieser hohen Datenrate ist ADSL einer der
am meisten bevorzugten Standards geworden, um Internetdienste über eine
Standard Twisted Pair Kupferleitung zur Verfügung zu stellen.
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Obwohl
er eine hohe Datenrate bietet, erfordert der ADSL Standard, dass
der Leitungstreiber-Verstärker in
der Hauptstelle in der Lage ist, ein Signal von ungefähr 20 dBm
(Leistung in Bezug auf ein Referenzniveau von 1mW an Leistung mit
einem Spitze-zu-Mittelwert-(peak-to-rms) Verhältnis (PAR) von 5,33:1 zur
Verfügung
zu stellen. Um das erforderliche Ausgangs-Leistungsniveau und PAR zu erreichen,
werden herkömmlicherweise
zwei Leitungstreiber-Verstärker in
einer Brückenkonfiguration
mit einem 1:2 Aufwärtstransformator zwischen
den Verstärkern
und der Leitung verwendet.
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Ein
Nachteil dieser herkömmlichen
Anordnung ist ihr Bedarf an Strom, wenn die Zahl der Kunden anwächst. In
der nahen Zukunft wird zum Beispiel erwartet, dass einige tausend
Kunden einen ADSL-Dienst von der gleichen zentralen Hauptstelle
anfordern könnten.
Die Möglichkeit,
einige Kilowatt Strom aufzuwenden, nur um die ADSL-Leitungstreiber
zu betreiben, ist daher zu einer wichtigen Aufgabe in Bezug auf
diese Art von digitalem Dienst geworden. Einiger Forschungsaufwand
ist daher auf das Problem angewandt worden, die Effizienz monolithischer
Leistungsverstärker
mit integriertem Schaltkreis (IC) für ADSL-Anwendungen zu erhöhen.
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In
einer bekannten Schaltungsanordnung ist die Ausgangsstufe eines
Operationsverstärkers
mit einer ungefähr
konstanten Versorgungsspannung verbunden, die im Wert größer ist
als die maximale Null-bis-Spitzenwert Ausgangsspannung. Das Maß, um den
die Versorgungsspannung die maximale Ausgangsspannung überschreitet,
ist normalerweise als der Spannungsspielraum bekannt, der für die Stufe
erforderlich ist. Zum Beispiel ist ein typischer Wert für den Spannungsspielraum
in Schaltungen des Stands der Technik 3V. Die Null-bis-Spitzenwert
Spannung für
einen ADSL Verstärker
in der zentralen Hauptstelle ist ungefähr 8,42V. Die minimale Stromversorgungsspannung
für eine
solche Anordnung wäre
daher ungefähr
11,42V. Die Versorgungsspannung, unter der Voraussetzung einer anfänglichen
Spannungseinstellungenauigkeit, kann daher nominal 12V betragen.
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Da
der durchschnittliche Strom, der von jeder Stromversorgung (+/-12V)
in dem Verstärkerpaar
erforderlich ist, ungefähr
28,5 mA für
die zentrale ADSL Hauptstelle beträgt, wäre die minimale mögliche Leistung für eine 12V
Versorgung 4 × 12V × 28,5 mA=1,36
W. Dies wäre
die minimale Leistung unter der Voraussetzung eines idealen „Klasse
C" Betriebs der
Ausgangsstufe und ohne die Bereitstellung zusätzlicher Leistung für irgendwelche
Verstärkerstrom-Vorspannungsschaltungen.
Da ADSL Leistungsverstärker
eine niedrige Ausgangsstörung
erfordern – typischerweise
besser als 70 dB für
Raten von Signal zu Rauschen-und-Störung – ist ein „Klasse C" Betrieb nicht möglich. Es ist daher verständlich,
warum trotz einiger Anstrengungen, viele Hersteller nicht in der
Lage waren, den Stromverbrauch für
ADSL Leitungstreiber-Verstärkerpaare
der zentralen Hauptstelle deutlich unter 1,5 W zu verringern.
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Ein
bekanntes Verfahren zum Verringern des Stromverbrauchs ist die Beseitigung,
oder wesentliche Verringerung, des Werts des Last-Anpassungs-Abschlusswiderstand,
der normalerweise in der Schaltung enthalten ist. Einige Schaltungen
sind in der technischen Literatur beschrieben worden, die aktive
elektronische Schaltungen verwenden, um den Effekt des Abschlusswiderstands
zu emulieren, und dadurch gestatten, seinen Wert um einen Faktor
von bis zu 10 zu verringern. Diese Schaltungskombinationen können durch
einen herkömmlichen
Treiber mit 8,5 V Spitzenausgangsspannung getrieben werden, aber
Transformatorverhältnisse
näher an
1:1 erlauben eine deutliche Verringerung in den Spitzenströmen für Ausgangstreiber
in der Hauptstelle. Solche Schaltungen sind in der Lage, Leistungsniveaus
in dem Bereich nahe 1 Watt zu erreichen.
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Eine
andere Möglichkeit
zum Verringern der Treiberausgangsleistung wird üblicherweise als „Klasse G" Betrieb bezeichnet,
beispielhaft in dem U.S. Patent Nr. 4688001 angegeben. In Klasse
G wird die Ausgangsstufe von einer Versorgung mit niedriger zu einer
mit hoher Spannung umgeschaltet, wenn die Ausgangsspannunganforderung
hoch ist. Wenn der Ausgangstreiber mit Strom von der niedrigeren
Versorgung für
einen Hauptanteil der Ausgangswellenform versorgt werden kann, können daraus
deutliche Stromeinsparungen resultieren. Andererseits, wenn das
Umschalten abrupt ausgeführt
wird, können
deutliche Spannungstransienten an den Versorgungsanschlüssen der
Ausgangstreibervorrichtung auftreten. Dies wiederum führt zu erhöhtem Rauschen
und Störkomponenten,
die deutlich jenseits akzeptabler Grenzen liegen.
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Die
Aufgabe einer schwebenden Neben-Anmeldung durch den vorliegenden
Erfinder ist es, Umschalttransienten in der Ausgangstreiberversorgungs-Spannung
zu verringern, indem eine lineare Stromschalterschaltung bereitgestellt
werden, die arbeitet, um einen nahezu konstanten Spielraum, das
heißt
eine Differenz zwischen dem Spannungsversorgungsanschluss und Signalleistungs-Ausgangsanschluss
aufrechtzuerhalten, in dem Ausgangsleistungstreiber. Unglücklicherweise
beinhaltet die Fähigkeit,
einen nahezu konstanten Spielraum über den gesamten dynamischen
Ausgangsbereich bereitzustellen, einen so großen Spielraum bei der niedrigeren
Umschaltspannung bereitzustellen wie an der höheren maximalen Ausgangstreiberspannung.
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Ein
bipolares Treibertransistorpaar mit sehr großer Fläche könnte nur ungefähr 800 mV
Spielraum bei maximalem Ausgangsstrom benötigen, aber das Paar könnte so
groß sein,
dass es die Integration mit einem, und möglicherweise bis zu vier anderen
Treibertransistorpaaren auf einem einzelnen bipolaren integrierten Schaltkreis
verhindert. Indem mehr Spielraum bereitgestellt wird, beispielsweise
1,5 V, bei maximaler Ausgabe, wäre
es möglich,
einen größeren Kollektorwiderstand
zu tolerieren und die Konstruktion jedes Treibers unter Verwendung
von deutlich weniger Chipfläche
zu gestatten.
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Unglücklicherweise
könnte
eine Schaltung, die einen konstanten Spielraum für den Ausgangstreiber von 1,5
V bereitstellt, und ebenso zusätzliche
0,5 V an Spielraum für
den Leistungsschalter verbraucht, eine maximale Umschaltspannung
von nur etwa 3 V bereitstellen. Aufgrund der Form der normalen Wahrscheinlichkeitsverteilung
für die
ADSL Signalstatistik, würde
ein Treiber mit einer Umschaltspannung von 3 V und einer maximalen
Spannung von 9 V, zum Beispiel, erfordern, dass vier Mal mehr des
Ausgabezyklus von der ineffizienten Hochspannungsversorgung versorgt
werden muss, als es ein Treiber mit einer Umschaltspannung von 4
V würde.
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Was
daher benötigt
wird, ist eine Anordnung, die weniger Spielraum beim Umschalten
bereitstellt, und mehr Spielraum bei maximaler Ausgabe, mit vorhersagbarer
dynamischer Spielraumspannungssteuerung über den gesamten Signalausgangsbereich.
Das Minimieren des Spielraums beim Übergang und Bereitstellen von
deutlich mehr, aber sorgfältig
gesteuertem Spielraum, der sich zur maximalen Ausgabe erhöht, würde eine deutliche
Verringerung in dem Stromverbrauch des Verstärkers möglich machen, und ebenso die
Layout-Fläche
verringern, die durch die Hochspannungs-Ausgangsvorrichtungen benötigt wird.
Die Kombination von niedrigem Leistungsverlust und geringen Flächen integrierter
Schaltungen ist wesentlich, um höhere
Niveaus als derzeitig für
die Integration in bipolaren Ausgangstreibern für Telekommunikationsanwendungen
zu erreichen. Diese Erfindung stellt eine solche Anordnung bereit.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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In
dem Verstärker
gemäß der Erfindung
wird die Kollektorspannung an der Ausgangsstufe dynamisch gesteuert,
um höher
als die Emitterspannung zu sein, um eine Differenzspannung, die
sich proportional erhöht, wenn
die Ausgangsspannung sich über
die Umschaltschwelle hinaus erhöht.
Diese Differenzspannung wird normalerweise als „Spielraum" bezeichnet. Die dynamische Spielraumsteuerungsschaltung
beinhaltet bevorzugt Schaltungen, um die Spielraumspannung beim
Umschalten vorhersagbar einzustellen und zu steuern, und die Spielraumspannung
gleichmäßig bis
zur maximalen Ausgangsspannung zu erhöhen. Die Bereitstellung eines
niedrigen Spielraums beim Umschalten ist ein Schlüssel zum
Erreichen hoher Leistungseffizienz und niedrigen Leistungsverlusts.
Die Bereitstellung eines vergrößerten Spielraums
bei der maximalen Spannungsausgabe ist ein Schlüssel zum Verringern der Fläche integrierter
Schaltungen, die von den Hochleistungsausgangstreibern benötigt wird.
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Ein
monolithischer Verstärker
mit integriertem Schaltkreis gemäß der Erfindung
weist ein Eingangssignal und ein Ausgangssignal auf, ebenso wie
eine Verstärkerstufe.
Die Verstärkerstufe
weist ein Verstärkerstufen-Ausgangssignal
und als eine Eingabe das Verstärkereingangssignal
auf. Eine Pufferstufe erzeugt ein Verstärkerausgangssignal und weist,
als ihr Eingangssignal, das Verstärkerstufen-Ausgangssignal auf.
Eine Treiberausgangsstufe, enthalten in der Ausgangspufferstufe,
weist mindestens einen ersten Leistungsausgangstransistor auf.
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Eine
erste und eine zweite Spannungsversorgung sind enthalten, wobei
die zweite Spannungsversorgung eine vergleichsweise größere Größe aufweist
als die erste. Eine erste Strom- bzw. Leistungssteuerschaltung ist
sowohl mit der ersten als auch der zweiten Spannungsversorgung verbunden,
und durch einen Regulatorbus mit der Treiberausgangsstufe. Die erste
Stromsteuerschaltung enthält
eine erste und eine zweite Schalterschaltung, die mit der ersten
bzw. der zweiten Spannungsversorgung verbunden sind. Die Ausgänge der
ersten und der zweiten Schalterschaltung sind beide mit dem Regulatorbus
verbunden; diese Ausgänge sind
bevorzugt und jeweils ein Anschluss einer Diode und der Emitter
eines bipolaren (oder MOS äquivalenten) Transistors.
Die Diode kann von der Konstruktion einer herkömmlichen PN Übergangs-Siliziumdiode
sein, oder kann bevorzugt eine Schottky-Diode sein.
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Wenn
eine Ausgangsanforderungsspannung geringer als eine vorbestimmte
Umschaltschwelle ist, wird der Strom an die Treiberausgangsstufe
im Wesentlichen ganz von der ersten Spannungsversorgung bereitgestellt, über die
erste Schalterschaltung und den Regulatorbus. Wenn die Ausgangsanforderungsspannung
größer als
die Umschaltschwelle ist, wird der Strom zu der Ausgangstreiberstufe
im Wesentlichen ganz von der zweiten Spannungsversorgung bereitgestellt, über die
zweite Schalterschaltung und den Regulatorbus.
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In
einem ersten Betriebsmodus ist die erste Schalterschaltung leitend
und versorgt die Ausgangstreiberstufe mit dem Strom, die Spannung
auf dem Regulatorbus selbst blockiert eine Stromausgabe von der zweiten
Schalterschaltung.
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In
einem zweiten Betriebsmodus ist die zweite Schalterschaltung leitend
und versorgt die Ausgangstreiberstufe mit dem Strom, die Spannung
auf dem Regulatorbus selbst blockiert eine Stromausgabe von der ersten
Schalterschaltung.
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In
der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung umfassen die erste und die zweite Spannungsversorgung
eine erste Dualspannungsversorgung. Der Regulatorbus, der die erste
Dualspannungsversorgung mit dem Leistungsverstärkerausgang über eine
erste Stromsteuerschaltung verbindet, ist dabei ein erster Regulatorbus.
Der Verstärker
schließt
dann bevorzugt weiter eine zweite Dualspannungsversorgung ein, einschließlich einer
dritten und einer vierten Spannungsversorgung, die die gleiche Amplitude,
aber in Bezug auf die erste bzw. die zweite Spannungsversorgung
entgegengesetzte Polarität
aufweisen, und eine zweite Stromsteuerschaltung, die im Wesentlichen
identische Komponenten und Verbindungen, aber in Bezug auf die erste Stromsteuerschaltung
entgegengesetzte Polaritäten
aufweist. Die Erfindung schließt
weiter, in der Pufferstufe, einen gemeinsam Ausgangsspannungsanschluss
für beide
Stromsteuerschaltungen ein.
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Für jede Stromsteuerschaltung
ist bevorzugt bereitgestellt: ein Treiberausgangstransistor, der
einen Emitter, einen Kollektor und eine Basis (oder MOS Äquivalente)
aufweist; einen optionalen Ausgangswiderstand, der zwischen dem
Emitter des Ausgangstransistors und dem Spannungsausgangsanschluss
verbunden ist; und einen Emitter-Folger-Transistor, der mit der jeweiligen
zweiten Spannungsversorgung verbunden ist und eine Emitter-Folger-Treiberschaltung
für den
Ausgangstransistor bildet.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung, in einem zweiten Betriebsmodus, wird die Spannung
an dem Kollektor (oder MOS Äquivalent)
des Treiberausgangstransistor dynamisch gesteuert, um größer als
die Spannung an dem Emitter (oder MOS Äquivalent) des Treiberausgangstransistor
zu sein, um ein Maß,
das ansteigt, wenn die Treiberausgangsstufen-Spannung, die an die
Last abgegeben wird, ansteigt. Dies stellt eine vergrößerte Spielraumspannung
für den
Treiberausgangstransistor bereit, um den Transistor gerade oberhalb
der Sättigung
zu halten, wenn die Anforderung für Ausgangsstrom ansteigt.
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Gemäß noch einem
anderen Aspekt der Erfindung, in einem ersten Betriebsmodus, kann
die Spannung an dem Kollektor (oder MOS Äquivalent) des Treiberausgangstransistor
dynamisch gesteuert werden, um höher
als die Spannung an dem Emitter (oder MOS Äquivalent) des Transistors
zu sein, um ein Maß,
dass ungefähr
gleich einem Diodenabfall ist. Dies verhindert wesentliche Vorwärtsvorspannung
der Basis-Kollektor-Diode und große parasitäre Kapazitanzen, die ansonsten
aus einem solchen vorwärts
vorgespannten Zustand resultieren würden.
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Gemäß noch einem
anderen Aspekt der Erfindung tritt der Übergang von dem ersten zu dem
zweiten Betriebsmodus bei einer vergleichsweise hohen Treiberausgangsspannung
oder niedrigen Spannung Kollektor-zu-Emitter des Treiberausgangs-Treibertransistors
auf. Dies liegt daran, dass bei den niedriger-als-Maximum Ausgangsströmen, die
bei diesem Übergang
auftreten, eine große
Spannung Kollektor-zu-Emitter nicht erforderlich ist. Die Kollektor-zu-Emitter-Spannung
ist einstellbar, um gerade höher
als ein Diodenabfall bei dem Übergang
gehalten zu werden, und kann auf wenige Volt bei voller Ausgabe
ansteigen.
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Der
letzte genannte Aspekt der Erfindung ist insbesondere vorteilhaft,
da die Ausgangsleistungseffizienz in Proportion zu dem Anteil des
Arbeitszyklus ansteigt, in dem sich die Schaltung sich in dem ersten
Betriebsmodus befindet. Wenn der Übergang bei einer vergleichsweise
höheren
Ausgangsspannung auftreten kann, ist dieser Arbeitszyklus-Anteil
vergleichsweise größer als
es bei einer niedrigeren Übergangsspannung der
Fall wäre.
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In
der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung, wobei die erste Spannungsversorgung zum Beispiel
auf +/-SV eingestellt ist, und die zweite Spannungsversorgung auf
+/-12V, kann die Umschaltspannung ungefähr 4V betragen, was eine maximale
Spannung von ungefähr
9V ergibt.
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Da
die maximale Spannung in einem ADSL-Signal 5,33 mal seine Standardabweichung
beträgt,
würde eine
Umschaltspannung von nur 3V ungefähr 1,77 mal der Standardabweichung
des Signals entsprechen. Ein zufällig
verteiltes ADSL-Signal überschreitet
1,77 mal seine Standardabweichung für ungefähr 8 Prozent seines Arbeitszyklus.
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Zum
Vergleich, eine Umschaltspannung von ungefähr 4V entspricht ungefähr 2,3 mal
der Standardabweichung des Signals. Die normalen Wahrscheinlichkeitsstatistiken
eines zufällig
verteilten ADSL-Signals sind derart, dass der Anteil des gesamten
Arbeitszyklus scharf abfällt,
wenn die Umschaltspannung erhöht wird,
auf ungefähr
2 Prozent, für
den Anteil des Arbeitszyklus, bei dem die Umschaltspannung überschritten würde.
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Die
bedeutenden Stromeinsparungen, die ermöglicht werden, indem ein Arbeitszyklus
realisiert wird, der wesentlich weniger als 8 Prozent beträgt, wenn
mit aktiven Lastabschlussverfahren kombiniert, ermöglichen
Treiberleistungsniveaus für
ADSL unter 500 mW. Ferner macht eine Grenze des kombinierten Packungsleistungsverlusts
von ungefähr
2 Watt es möglich,
bis zu vier Leitungstreiber in einer einzelnen Packung zu kombinieren.
Die vorliegende Erfindung repräsentiert
daher Aktivierungstechnologie, die die Konstruktion vierfacher ADSL
Leitungstreiber mit integriertem Schaltkreis ermöglichen wird.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnung
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1A ist eine stark vereinfachte
Darstellung eines bipolaren, monolithischen Operationsverstärkers mit
einer Ausgangspufferstufe mit Einheitsverstärkungs.
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1B stellt eine bekannte,
herkömmliche
Implementierung der Verstärkerstruktur
von 1A dar.
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1C stellt eine andere herkömmliche
Implementierung der Verstärkerstruktur
von 1A dar, aber mit
einer unterschiedlichen Implementierung der Ausgangspufferstufe
mit Einheitsverstärkung.
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2 ist ein vereinfachtes
Blockdiagramm des bipolaren monolithischen Operationsverstärkers der vorliegenden
Erfindung.
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3 ist ein vereinfachtes
schematisches Diagramm der Ausgangspufferstufe mit einer positiven
und einer negativen Stromsteuerschaltung gemäß der Erfindung.
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4 ist ein Diagramm der dynamischen
Spielraumsteuerspannung und der N7 Ausgangstreiber-Spielraumspannung
gegen die Zeit.
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5 stellt vier IC Leitungstreiber
dar, die in einer einzelnen Vorrichtung kombiniert sind, was diese Erfindung
möglich
macht.
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Detaillierte
Beschreibung
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Zuerst
werden die funktionalen Hauptaspekte der Erfindung nachfolgend beschrieben,
um dem Leser einen Überblick
bereitzustellen, der hoffentlich hilfreich sein wird beim Studieren
der detaillierten Schaltungsdiagramme der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung. Zweitens wird die allgemeine Struktur der drei Leistungsverstärker gemäß dem Stand
der Technik kurz besprochen. Drittens wird die allgemeine Struktur
der Mehrfachspannwigsversorgungs-Leistungsverstärker mit
dynamischer Spielraumsteuerung gemäß der Erfindung beschrieben.
Viertens wird eine tatsächliche
Schaltungsimplementierung der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung im
Detail beschrieben.
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Funktionale
Hauptaspekte der Erfindung
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Die
Erfindung verringert die Leistungsniveaus für ein Hochleistungs-, monolithisches,
IC Verstärkerpaar
auf unter 1,0 W durch einen Ansatz, der es erlaubt, den Strom an
die Last die meiste Zeit, das heißt, mit einem großen Arbeitszyklus,
von einem Paar erster Versorgungen niedriger Spannung (so wie zum
Beispiel +/-SV) bereitzustellen. Ein zweites Paar von Versorgungen
mit höherer
Spannung (so wie zum Beispiel +/-12V) stellt den Strom für die Last
für nur
den kleinen Teil des Arbeitszyklus bereit, wenn der Null-bis-Spitze-Wert
der Lastspannung eine vorbestimmte Umschaltschwelle überschreitet,
zum Beispiel ungefähr
4V. Hier bedeuten „höher" und „niedriger" größere oder
kleinere Versorgungsspannungsgrößen.
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Die
Erfindung schließt
eine erste und eine zweite Stromsteuerschaltung ein, die in Kombination
mit einer Treiberausgangsstufen-Schaltung arbeiten, um den Überschuss-Spannungsspielraum
zu minimieren, der bei der Umschaltschwelle benötigt wird. Die Umschaltung
zwischen dem ersten und dem zweiten Spannungspaar tritt bei einem
angemessen hohen Anteil der ersten Spannung auf. Dies führt zu einem
großen
Arbeitszyklus für
die Zeit, in der der Laststrom von der ersten Versorgungsspannung
bereitgestellt wird.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung wird die Umschaltschwelle maximiert durch die
Stromsteuerschaltungen, die dynamisch die Spannung an dem Kollektor
(oder MOS Äquivalent) von
jedem Treiberausgangstransistor steuern, um sie höher als
die Spannung an dem Emitter (oder MOS Äquivalent) des Treiberausgangstransistor
zu halten, um ein Maß,
das ansteigt, wenn die Treiberausgangsstufenspannung ansteigt, die
an die Last abgegeben wird. Das Maß, um das die Kollektorspannung
die Emitterspannung überschreitet,
ist als der Ausgangsstufen"Spielraum" bekannt. Der Spielraum
sollte groß sein
bei maximalen Ausgangsspannungen und Treiberströmen, kann aber deutlich geringer
sein bei niedrigeren Ausgangsspannungen so wie bei der Umschaltschwellenspannung.
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Die
Stromsteuerschaltungen stellen den Spielraum dynamisch ein, der
von jeder Treiberausgangsstufe benötigt wird, um genau der zu
sein, der über
den dynamischen Betrtebsbereich von der Umschaltspannung bis zur
maximalen Ausgabe benötigt
wird. Dies minimiert den Spielraum, der beim Umschalten benötigt wird, und
maximiert die Treiberstufen-Spannungsausgabe
beim Umschalten.
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Die
Stromsteuerschaltung kann eine Spannungsverschiebungsdioden- und
Widerstandskombination enthalten, die den minimalen Spielraum für den Treiberausgangstransistor
einstellt, der ungefähr
gleich einem Abfall einer herkömmlichen
Siliziumdiode ist. Dies verhindert wesentliches Vorwärtsvorspannen
der Basis-Kollektordiode des Transistors und die großen parasitären Kapazitanzen,
die ansonsten aus einem solchen vorwärts vorgespannten Zustand resultieren
könnten.
In der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung ist diese Diode eine Schottky-Diode, obwohl eine herkömmliche
Siliziumdiode verwendet werden kann; alternativ kann die Diode durch
einen Kurzschluss ersetzt werden, der den Diodenabfall ganz beseitigt.
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Es
sei angemerkt, dass eine Stromsteuerschaltung, die keine dynamische
Einstellung des Spielraums beinhalten und die mit einer festen Spielraumsteuerung
arbeiten würde,
einen viel größeren Spielraum
beim Umschalten als bei maximaler Treiberausgangsspannung bereitstellen
müsste.
Für eine
erste Versorgung von SV oder niedriger Spannung könnte dies
erfordern, dass die Umschaltspannung irgendwo in dem Bereich von 3
bis 3,5V fest sein müsste.
Eine höhere
Umschaltspannung, so wie 4V, würde
der Stromsteuerschaltung erlauben, Strom über einen großen Anteil
des Arbeitszyklus von der ersten, oder effizienteren, Spannungsversorgung
bereitzustellen.
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Indem
die Treiberstufenausgabe beim Spannungsumschalten maximiert wird,
verschwendet die Anordnung gemäß der Erfindung
sehr wenig des Versorgungsstroms von der zweiten Spannungsversorgung.
Die Erfindung minimiert daher die gesamte Leistung, die von den
zwei Stromversorgungen verbraucht wird, und stellt die Aktivierungstechnologie
bereit, um mehr als einen Treiber, und möglicherweise vier, innerhalb
einer einzelnen Schaltungspackung zu kombinieren.
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Zweistufen-Leistungsverstärker
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1A stellt das allgemeine
Prinzip eines Zweistufen-, monolithischen IC-Verstärkers dar.
Eine Eingangsverstärkungsstufe
umfasst einen ersten Verstärker
A1 mit Verstärkung
gm, dessen Eingabe die Spannungseingabe Vin ist, und dessen Ausgabe,
nach Definition, gleich (gm x Vin) ist. Die Ausgabe dieser Eingangsstufe
wird als die Eingabe an eine Ausgangspufferstufe mit Einhefts-Verstärkung angelegt,
die ein Einhefts-Verstärkungs-Element
A2 umfasst, dessen Ausgabe die Systemausgabe Vout bildet. Ein Kondensator
C ist häufig
in der Eingangsverstärkungsstufe
eingeschlossen, um den Ausgang von A1 (und daher den Eingang von
A2) mit der Schaltungsmasse zu verbinden, um eine Frequenzkompensation
und -Stabilisierung bereitzustellen.
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1B zeigt eine vereinfachte
Auslegung des Grundverstärkers
von 1A. Die Eingangsverstärkerstufe 102 beinhaltet
herkömmliche
Stromquellen, Stromspiegel, und Pufferstufen. Die Auslegung und
der Betrieb einer solchen Eingangsverstärkungsstufe sind gut bekannt,
daher werden die verschiedenen Komponenten, deren Verbindungen und
Funktionen hier nicht im Detail beschrieben. 1B zeigt ebenso eine vereinfachte Ausgangspufferstufe 110 mit
Einhefts-Verstärkung.
Die Ausgabe von der Einhefts-Verstärkungs-Eingangsstufe ist mit
der Basis des ersten eines Paars von Darlington-gekoppelten NPN
Eingangstransistoren Q1, Q2 in der Ausgangspufferstufe verbunden.
Die Kollektoren dieser Transistoren sind mit einer positiven Spannungsversorgung
von zum Beispiel +12V verbunden. Der Emitter von Transistor Q2 ist
mit einer negativen Spannungsversorgung von zum Beispiel –12V verbunden, über ein
Paar von Vorspannungsdioden DA, DB, und mit einer Stromquelle. Die
Dioden DA, DB sind enthalten, um die Übergangs-Störung zu verringern. Die Basen
zweier Emitter-verbundener Ausgangstransistoren Q, Q4 sind auf jeweiligen
Seiten der Dioden DA, DB verbunden, und die Emitterspannung von
Q, Q4 wird als der Ausgang von dem gesamten Zweistufensystem genommen.
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1C stellt eine Modifikation
des herkömmlichen
Zweistufen-Leistungsverstärker
von 1B dar. In dieser
modifizierten Auslegung sind die Darlington-gekoppelten Transistoren
Q1, Q2, ebenso wie die Dioden DA, DB jeweils durch ein einzelnes
Paar von Basis-verbundenen Transistoren Q5, Q6 ersetzt, deren Emitter mit
den Basen der Ausgangstransistoren Q4 bzw. Q3 verbunden sind. Obwohl
diese Auslegung die Dioden DA, DB beseitigt, tut sie dies, obwohl dafür separate
Stromquellen in den Emitter-zu-Versorgungs-Pfaden der Eingangstransistoren
Q5, Q6 eingeschlossen werden müssen.
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Die
Auslegungen, die in den 1B und 1C gezeigt werden, sind gut
verstanden und werden im Detail beschrieben zum Beispiel in „Bipolar
and MOS Analog Integrated Circuit Design," Alan B. Grebene, John Wiley & Sons, (Wiley-Interscience
Publication), 1984. Sie werden deswegen hier nicht weiter erläutert. Was
wichtig zu bemerken ist, ist jedoch, dass in diesen beiden herkömmlichen
Auslegungen aller Ausgangsstrom von der Pufferstufe von einer einzelnen
positiven Versorgung und einer einzelnen negativen Versorgung abgeleitet werden,
zum Beispiel +12V und -12V. Dies führt zu den vorstehend beschriebenen
Nachteilen.
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Allgemeines
System gemäß der Erfindung
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2 stellt die Hauptschaltungsabschnitte
des Zweistufen-, Mehrfachspannungsversorgungs-, monolithischen,
Leistungsverstärker
mit integriertem Schaltkreis (IC) gemäß der Erfindung dar, mit dynamischer Spielraumsteuerung.
Die Schaltung als Ganzes, einschließlich beider Stufen, Stromversorgungen
und Stromsteuerschaltungen 220, 230 (nachfolgend
beschrieben) wird allgemein durch die Bezugsziffer 200 bezeichnet. Die
Erfindung schließt
eine Eingangsstufe 202 ein, die wie in irgendeiner herkömmlichen
Schaltung ausgelegt sein kann, zum Beispiel den Eingangsverstärkerstufen,
die entweder in 1B oder 1C gezeigt sind. Die Ausgabe
der Eingangsstufe 202 ist als ein Eingangssignal Vinp mit
einer Ausgangspufferstufe 210 verbunden. Die Einzelheiten
der Ausgangsstufe 210 in der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung werden nachfolgend genauer beschrieben.
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In
den meisten Anwendungen der Erfindung muss die Ausgangsstufe Einheitsverstärkung aufweisen. Dies
ist selbstverständlich,
da diese Stufe primär
als ein Puffer wirkt, und die richtige Verstärkung des Systemeingangssignals
Vin einfach erreicht werden kann, indem die Verstärkung gm
der Eingangsstufe eingestellt wird. Man könnte jedoch ebenso die Ausgangsstufe
auslegen, eine andere als Einheitsverstärkung aufzuweisen, wenn dies
aus irgendeinem Grund wünschenswert
ist. Die notwendigen Auslegungsänderungen
werden den Fachleuten für
monolithische Operationsverstärker
ersichtlich sein.
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Eine
positive Stromsteuerschaltung 220, die bevorzugt, aber
nicht notwendig, einfach als ein Teil der Ausgangspufferstufe implementiert
sein kann, ist enthalten, um das Treiben des positiven Ausgangstreiber-Versorgungsstroms
zwischen einer vergleichsweise hoch-wertigen positiven Spannungsversorgung
+Vhi und einer vergleichsweise niedrig-wertigen positiven Spannungsversorgung
+Vlo umzuschalten. Eine negative Stromsteuerschaltung 230,
die analog, aber in Bezug auf die positive Stromsteuerschaltung 220 von
umgekehrter Polarität
ist, ist bevorzugt enthalten, um den negativen Ausgangstreiber-Versorgungsstrom
zwischen einer vergleichsweise hoch-wertigen negativen Spannungsversorgung
-Vhi und einer vergleichsweise niedrig-wertigen negativen Spannungsversorgung
-Vlo umzuschalten.
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In
den meisten Ausführungsformen
der Erfindung haben +Vhi und +Vlo die gleiche Größe wie -Vhi bzw. -Vlo. Dies
ist bevorzugt, da Eingangssignale in den meisten Anwendungen normalerweise
den gleichen positiven und negativen Spannungsbereich aufweisen,
aber es ist nicht nötig
für die
Erfindung. Auslegungsänderungen,
um unipolaren Betrieb bereitzustellen, werden den Fachleuten für integrierte
Schaltungsauslegung ersichtlich sein.
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Die
Erfindung verringert den Strom, der benötigt wird, um den Verstärker zu
treiben, indem sowohl eine Versorgung mit hoher als auch eine mit
niedriger Spannung bereitgestellt wird, und der Strom nur zu der
höheren
Spannung umgeschaltet wird, falls benötigt. Die niedrigeren Spannungen
+Vlo und -Vlo können
ebenso ausgelegt werden unter Verwendung normaler Auslegungsbetrachtungen.
In den meisten bipolaren Schaltungen werden jedoch normalerweise
Spannungen von SV verwendet, um typische Komponenten anzutreiben. Ferner
werden in der am häufigsten
erwarteten Anwendung der Erfindung, nämlich in ADSL Verstärkungsschaltungen,
+Vhi und -Vhi +12V bzw. -12V sein. Diese genauen Spannungen sind
gemäß der Erfindung
nicht erforderlich, werden aber beispielhaft in der Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsform
im Nachfolgenden angenommen. Die Maximalspannung wird allgemein
ebenso für
das System als Ganzes verwendet; demgemäß sind +Vhi und -Vhi verbunden,
um ebenso die Eingangsverstärkerstufe 202 anzutreiben.
Wenn andererseits aus irgendeinem Grund ein verschiedener (insbesondere
niedrigerer) Spannungsbereich in der Eingangsstufe als in der Ausgangspufferstufe
benötigt
wird, können
verschiedene Versorgungsspannungen bereitgestellt werden.
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Es
wurde in der Praxis bei typischen ADSL Anwendungen herausgefunden,
dass die Spannungsanforderung nur wenige Prozent der Zeit hoch genug
ansteigt, um eine Versorgung von der +12V Quelle zu erfordern; dies
wird allgemein nur auftreten, wenn der Null-bis-Spitze Wert der
Lastspannung ungefähr
4V des 9V Spitzenwerts überschreitet.
Dies bedeutet, dass herkömmliche
Systeme, die nur die einzelne +12V Quelle verwenden, hohe Spielraumspannungen
bereitstellen, um mit einer Spannungsanforderung umzugehen, die zwar
auftritt, aber nur mit einem kurzen Arbeitszyklus.
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Da
die niedrigere Spannungsversorgung (+Vlo, zum Beispiel +5V) auf
weniger als die halbe Spannung der höheren Versorgung (+Vhi, zum
Beispiel +12V) eingestellt werden kann, wird die von dem Untätigkeits- oder
Leerlaufstrom verlorene Leistung der Ausgangsstufe um mehr als die Hälfte verringert.
Dank dieser Verringerung kann ein höherer Leerlaufstrom erlaubt
werden, und daher ist eine niedrigere Störung möglich.
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In
der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung, zum Beispiel mit Vlo auf SV eingestellt und Vhi auf
12V eingestellt, ist die Umschaltspannung ungefähr 4V, für eine Maximalspannung von
ungefähr
9V. Da die Maximalspannung in einem ADSL-Signal 5,33 die Standardabweichung
des Signals ist, entspricht eine Umschaltspannung von 4V ungefähr 2,37
mal der Standardabweichung des Signals. Der Bruchteil, mit dem das
Signal ein gegebenes Niveau überschreitet,
oder ein Vielfaches einer Einhefts-Standardabweichung, kann bestimmt
werden, indem das normale Wahrscheinlichkeitsintegral bewertet wird.
Eine solche Bewertung enthüllt,
dass ein zufällig
verteiltes ADSL-Signal 2,37 mal seine Standardabweichung für ungefähr 2 Prozent
seines Arbeitszyklus überschreitet.
Die Leitungslast wird daher von der Vhi Versorgung nur für einen
kleinen Bruchteil des Arbeitszyklus mit Strom versorgt.
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Zum
Vergleich, eine Stromsteuerschaltung, die ausgelegt ist, eine vergleichsweise
konstante Spielraumspannung bereitzustellen, würde beim Umschalten den gleichen
Spielraum bereitstellen wie beim maximalen Leistungsniveau. Eine
solche Auslegung einer Stromsteuerschaltung kann leicht zusätzliche
1 V an Spielraum beim Umschalten erfordern. In diesem Fall würde eine
3V Umschaltspannung benötigt,
mit Vlo auf SV eingestellt und dem gleichen 9V Maximalausgangssignal.
Eine 3V Umschaltspannung würde
1,77 mal der Standardabweichung des Signals entsprechen. Eine Bewertung
des normalen Wahrscheinlichkeitsintegrals enthüllt, dass ein zufällig verteiltes
ADSL-signal 1,77 mal seine Standardabweichung überschreitet für ungefähr acht
Prozent seines Arbeitszyklus. Eine solche Schaltung würde Strom
von der zweiten für
einen Anteil des Arbeitszyklus benötigen, der vier mal größer ist
(das heißt,
das Verhältnis
von acht Prozent zu zwei Prozent) als von der vorliegenden Erfindung
benötigt.
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Für herkömmliche
ADSL-Leitungsausgangstreiber, die typischerweise im Überschuss
1,4W Leistung für
jedes Treiberpaar in der Hauptstelle benötigen, werden die Stromeinsparungen
durch das Bereitstellen von Strom von der Vhi Versorgung für weniger
als wenige Prozent des Arbeitszyklus das Ausgangstreiber-Leistungsniveau
um mehr als die Hälfte
verringern, oder auf unter 750 mW. Für ADSL Leitungstreiber, die
aktive Abschlussverfahren verwenden, die typischerweise 1 W an Ausgangstreiberleistung
benötigen,
wird eine Leistungsverringerung um mehr als die Hälfte die
Ausgangstreiberleistung auf unter 600 mW verringern. Ein Leistungsniveau
von 600 mW oder weniger muss erreicht werden, um die Integration
von bis zu vier Verstärkern auf
einem einzelnen Chip zu ermöglichen.
Dies liegt daran, dass ein Gesamtleistungsverlust eines Chips von ungefähr 2,2 Watt
eine praktische Grenze für
das Kombinieren von mehr als einem Leitungstreiber in einer einzelnen
Packung ist, ohne den Zusatz kostenintensiver Wärmeabführelemente zu der Packung zu
erfordern. Dies repräsentiert
daher Aktivierungstechnologie, die die Konstruktion von vierfachen
ADSL Leitungstreibern mit integrierten Schaltungen ermöglicht.
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Es
sei angemerkt, dass es nicht notwendig ist, sowohl eine positive
als auch eine negative Spannungsversorgung, ebenso wie eine Masse,
in jeder Anwendung der Erfindung einzuschließen. In einigen Schaltungen
würde zum
Beispiel nur eine positive oder nur eine negative Stromversorgung
genügen,
wobei in diesem Fall nur die positive oder die negative Stromsteuerschaltung
eingeschlossen werden müsste.
Alternativ könnte das
negative (oder positive) Spannungsniveau die System"masse" bilden, wobei immer
noch beide Stromsteuerschaltungen eingeschlossen wären. Die
Konfiguration wird von den Anforderungen jeder gegebenen Anwendung
de Erfindung abhängen.
Die Analyse und Funktionsweise solcher Schaltungen wird im Wesentlichen
die gleiche wie nachfolgend beschrieben sein; jede benötigte Änderung
wird den Fachleuten für
monolithische Schaltungsauslegung ersichtlich sein.
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Bevorzugte
Ausführungsform
der Erfindung
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3 ist ein vereinfachtes
schematisches Diagramm der Ausgangspufferstufe mit einer positiven
und einer negativen Stromsteuerschaltung gemäß der Erfindung. In 3 sind herkömmliche
monolithische, bipolare NPN und PNP Transistoren mit Bezugsbezeichnungen
Nk bzw. Pk bezeichnet (k=1, 2,...). Monolithische Dioden sind mit
Bezugsbezeichnungen Dk, (k=1, 2,...) bezeichnet. Die Dioden D1 und
D2 können
herkömmliche
PN-Übergang
Dioden sein, sind aber bevorzugt als Schottky Dioden implementiert,
während
die verbleibenden Dioden herkömmliche
PN-Übergang
Dioden sind. Herkömmliche
Stromquellen und Widerstände
sind gleichsam als ik bzw. Rk bezeichnet (k=1, 2,...).
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Wie
gut bekannt ist, beträgt
der Spannungsabfall (oder -Anstieg) über einen Standard PN-Übergang grob
600-800 mV, abhängig
von Betriebsparametern so wie Temperatur (und daher davon, wie viel
Strom durch den Übergang
geht). Alle in der bevorzugten Ausführingsform der Erfindung verwendeten
Transistoren werden bevorzugt auf dem gleichen Substrat hergestellt,
so dass der Spannungsabfall über
jeden Übergang als
in der Größe als nahezu
gleich wie der über
jeden anderen Übergang,
der bei ungefähr
der gleichen Stromdichte betrieben wird. Daher kann der Basis-Emitter
Spannungsabfall angenommen werden als ungefähr gleich für alle Transistoren, die bei
ungefähr
der gleichen Stromdichte in der Erfindung arbeiten. Das herkömmliche
Herstellungsverfahren für
monolithische Schaltungen so wie der bipolare Verstärker dieser
Erfindung wird fast immer diese Annahme bestätigen. In den seltenen Fällen, wenn
es das nicht tut, dann werden die notwendigen Änderungen an den Schaltungen
der Erfindung den Fachleuten ersichtlich sein, insbesondere im Lichte der
Beschreibung der verschiedenen Spannungsniveaus (und deren Beziehungen)
innerhalb der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung, und wie sie verwendet werden.
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In
der folgenden Beschreibung wird auf die Amplitude des Übergangsspannungsabfalls
als eine Konstante D Bezug genommen. Es soll jedoch verstanden werden,
dass D tatsächlich
eine Funktion von, unter anderem, der Stromdichte und Temperatur
ist. Jedoch werden alle Differenzen in D für Vorrichtungen bei ungefähr der gleichen
Stromdichte oder Temperatur im Allgemeinen entweder vernachlässigbar
oder irrelevant für
den Betrieb der Schaltung sein.
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Die
in 3 gezeigte Schaltung
ist aufgeteilt in eine positive „Seite" (als POS bezeichnet, oberhalb der strichgepunkteten
Linie) und einer negativen „Seite" (als NEG bezeichnet,
unterhalb der strichgepunkteten Linie). Dies dient nur der Erleichterung
des Verständnisses,
da die zwei verschiedenen Teile der Schaltung identische oder funktional
identische Komponenten und Verbindungen aufweisen, und identisch
arbeiten, ausgenommen die umgekehrten Polaritäten der Versorgungsspannungen
und bipolaren Komponenten. Daher gibt es für jeden Transistor NPN Transistor
auf der positiven Seite einen entsprechenden Transistor PNP Transistor
auf der negativen Seite, und umgekehrt. Zum Beispiel entspricht
N9 P9, P2 entspricht N2, und so weiter. Die Analyse der NEG Seite
der Schaltung kann daher auf genau die gleiche Weise ausgeführt werden
wie die für
die POS Seite, die im Detail nachfolgend beschrieben wird.
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Die
Verbindungen der verschiedenen Komponenten, die in 3 für
die bevorzugte Ausführungsform der
Erfindung gezeigt sind, sind wie folgt. Das Eingangsspannungssignal
Vinp ist mit der Basis der zwei verschiedenen Eingangstransistoren
N1 und P1 verbunden.
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Auf
der positiven Seite der Schaltung ist die vergleichsweise höhere positive
Spannungsversorgung +Vhi mit den Kollektoren der Transistoren N3,
N5 und N9 verbunden, und versorgt ebenso die Stromquellen I1 und
I4, die Ströme
i1 bzw. i4 erzeugen. Die Spannung +Vhi versorgt ebenso die Emitter
der Transistoren P10 und P11 mit Strom, die einen herkömmlichen
bipolaren Stromspiegel umfassen, mit P10 als Eingabe und P11 als
Ausgabe, wobei die Basen miteinander verbunden sind und die P10
Basis mit dem P10 Kollektor.
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Die
vergleichsweise niedrigere Spannungsversorgung +Vlo ist mit der
Anode von Diode D1 verbunden, die einen Regulatorbus in einem ersten
Betriebsmodus mit Strom versorgt. D 1 kann eine herkömmliche PN-Übergang
Diode sein, oder kann bevorzugt durch eine Schottky-Diode in der
bevorzugten Ausführungsform
ersetzt werden, um den Vorwärts-Spannungsabfall
im Vergleich mit einer Standard PN-Übergang Diode zu verringern.
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Die
Spannung +Vlo ist ebenso mit der Kathode der Standard PN-Übergang
Diode D7 verbunden, deren Anode mit der Basis von P5 verbunden ist.
Während
einer positiven Spannungsabweichung kann der Emitter von P5 nicht
höher ansteigen
als Masse, da seine Vorspannungsstromquelle von Masse durch den
Widerstand R8 gespeist wird. In einem Prototyp der Erfindung wurden
R8 und R7 beide gewählt,
ungefähr
10K zu betragen, wodurch ein Vorspannungsstrom von ungefähr 500 Mikroampere
bei der Umschaltschwelle bereitgestellt wird.
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Indem
die Anode von D7 mit der Basis von P5 verbunden wird, wird ein umgekehrter
Basis-Emitter Spannungsdurchschlag
in P5 verhindert, da die Basis von P5 an +Vlo durch D7 geklemmt
ist. Der maximale Strom durch D7 ist beschränkt durch R2. Transistor P5,
Widerstand R8 und Widerstand R2 und deren Verbindungen entsprechen
denen von Transistor N5, Widerstand R7 und Widerstand R1 in der
positiven Stromsteuerschaltung.
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Der
Kollektor von N1 ist über
einen Widerstand R5 mit dem Emitter von N3 verbunden, und direkt
mit der Basis von N7. Der Ausgang der Stromquelle I1 ist direkt
mit der Basis von N3 und dem Emitter von P2 verbunden. Der Transistor
P2 ist Dioden-verbunden, das heißt, seine Basis und sein Kollektor
sind verbunden. Die Basis/der Kollektor von P2 sind mit dem Emitter
von P1 verbunden.
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Der
Transistor N3 ist, wie 3 zeigt,
bevorzugt als ein Emitter-Folger verbunden, der den Ausgabetransistor
N7 und einen Leistungssteuer-Eingabepuffertransistor P4 durch RS
treibt. Die N3 Basis ist, über
den Dioden-gekoppelten Transistor P2, mit dem Emitter von P1 verbunden.
Im Bezug auf das Eingangssignal Vinp wird die N3 Basisspannung grob
zwei Basis-Emitter Spannungsabfälle
(annähern
1,4 V) höher
sein, was ein angemessenes Niveau zum Treiben des Ausgangstransistors
N7 ist.
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Die
Basisspannung von N7 ist geeignet, um die Basis von P4 zu treiben,
welcher der Eingabepuffertransistor für den ersten oder Hochspannungs-Abschnitt
der positiven Stromsteuerschaltung ist.
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Innerhalb
der positiven Stromsteuerschaltung 220 ist eine zweite
Stromquelle 12 mit dem Emitter von N6, mit der Anode von
D5 verbunden, und geht durch die Emitter-Kollektor Schaltung von
N6 zu den verbundenen Basis- und Kollektoranschlüssen von P10. P10 ist die Eingangsstufe
eines PNP Stromspiegels, der den Kollektorstrom spiegelt, ungefähr gleich
i2 bei niedrigen Spannungen, aufwärts durch die positive Versorgung und
zurück
abwärts
durch die Ausgangsstufe P11 zu der Verbindung von R1, der Basis
von N5 und der Kathode einer Diode D8. Die Stromquelle i2, bevorzugt
mit einem kleinen Wert so wie 100 µA, hält, nachdem sie durch P 10
und P 11 gespiegelt worden ist, den vorwärts vorgespannten Diodenabfall
der Schottky-Diode D3 nahe ungefähr
300 mV, auch wenn die Ausgabespannung niedrig sein kann und die
Diode D5 nichtleitend sein kann. I2 erzeugt ebenso einen kleinen
Spannungsabfall, weniger als ungefähr 30 mV, über R1, wenn R1 bevorzugt einen
kleinen Wert so wie 270 Ohm aufweist. Der Untätigkeits-Spannungstrieb zu
der Basis von N5 ist daher ungefähr
ein herkömmlicher
Basis-Emitter Diodenabfall und einen Schottkydiodenabfall über der
Stromsteuerschaltungs-Eingangsspannung, das heißt, an der Basis von P4. Dies
liegt daran, dass ein Basis-Emitter-Abfall von der Basis von P4
zu dem Emitter P4 vorliegt, und der Emitter von P4 mit der Kathode
der Diode D3 verbunden ist. D3 kann eine herkömmliche PN-Übergang Diode sein, ist aber
bevorzugt eine Schottky-Diode, die ungefähr die Hälfte des Spannungsanstiegs
einer herkömmlichen
Siliziumdiode zu der Anode von D3 aufweist; D3 ist mit der Basis
von N5 durch R1 verbunden.
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Da
eine Aufgabe der Erfindung darin besteht, den Spannungsabfall von
dem Kollektor von N7 zu dem Emitter von N7 dynamisch zu erhöhen, wenn
die Ausgangsspannung ansteigt, ist es notwendig, den Spannungsabfall
von der Basis von N4 zu der Basis von P4 zu erhöhen, wenn die Ausgangsspannung
ansteigt. Dieser Anstieg wird bereitgestellt, indem der I*R Abfall über R1 erhöht wird,
wenn die Ausgangsspannung ansteigt. Ein solcher Anstieg ist das
Ergebnis von Strom, der mit ansteigender Ausgangsspannung von der
Verbindung der Widerstände
R9 und R10, durch die Kathode von D5, zu dem Emitter von N6 geleitet
wird. Die Spannung, bei der die Leitung durch D1 beginnt, kann eingestellt
werden, indem das Verhältnis
der Widerstände
R9 und R10 als ein herkömmlicher
Spannungsteiler von +Vlo zu Masse angepasst wird. Die Spitzengröße des Stroms
kann eingestellt werden, indem die Widerstandsgrößen von R9 und R10 nach oben
oder nach unten angepasst werden, aber in dem gleichen Verhältnis, das
den erwünschten
Beginn der Spannungsleitung ergibt. In diesem Beispiel beträgt R9 2K
und ist mit +Vlo verbunden, während
R10 3K beträgt,
und mit Masse verbunden ist, was zu einer Leitung durch die Kathode
von D5 bei einer Spannung von ungefähr 3V an der Verbindung von
R9 und R10 mit + Vlo=5V führt.
R11 und R12 sind bevorzugt gleich eingestellt auf den Wert von R9
bzw. R10.
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Von
dem Thevenin Äquivalenzwiderstandswert
von R9 und R10 ist gut bekannt, dass er der Wert von R9 und R10
in parallel ist, oder ungefähr
1,2K. Der Spannungsanstieg vom Ausgang zu der Basis von N7 und dann
zu dem Emitter von P4 ist ungefähr
gleich dem Abfall von der Basis zu dem Emitter von N6 und über die Diode
D5. Wenn die Ausgangsspannung ungefähr 9V beträgt, gibt es eine Differenz
von ungefähr
6V über
den Thevinin Äquivalenzwiderstand
von ungefähr
1,2K und einen resultierenden Anstieg in dem Vorspannungsstrom über R1 zu
einem Maximum von ungefähr
5 mA. Dieser Anstieg im Strom stellt eine Erhöhung in der Treiberspannung
zu N5 bereit, und eine entsprechende Erhöhung in dem Spielraum im Spielraum
von N7 von ungefähr
1 V.
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Die
Transistoren N5 und N9 sind in einer herkömmlichen Darlington-Konfiguration
verbunden, wobei beide Kollektoren mit +Vhi verbunden sind und der
Emitter von N5 mit der Basis von N9 verbunden ist. Der Emitter von
N9 und die Kathode von D 1 sind beide mit dem Kollektor der Treiberausgangsstufe
N7 verbunden. Die Verbindung der N9-Emitters, der D1-Kathode und
dem N7-Kollektor bildet einen positiven Teil eines Regulatorbusses,
oder kurz, einen „positiven
Regulatorbus". Dies
ist wichtig zu bemerken, da N9 und D 1 die Bauteile sind, durch
die die jeweilige hohe und die niedrige Stromversorgung +Vhi und
+Vlo mit dem Regulatorbus verbunden sind, und daher mit dem Kollektor
des Ausgangstransistor N7.
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P4
ist der Eingangspuffertransistor für die positive Stromsteuerschaltung
mit Ausgangsbauteilen N9 und D1, die analog Umschalt- oder Regulierungselemente
bilden, die das Maß an
Strom steuern, der von +Vhi bzw. +Vlo bezogen wird.
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Es
wird jedoch bemerkt, dass, auch wenn der Kollektor von N7 mit dem
positiven Regulatorbus verbunden ist und daher Strom empfängt, der
entweder von +Vhi oder +Vlo bezogen wird, aller Strom zu der Basis von
N7 exklusiv von der vergleichsweise höheren Versorgung +Vhi bezogen
wird, welches die einzige Spannungsquelle für die Pufferstufe 210 ist.
Der Kollektor und Emitter des Ausgangstransistors N7 bilden daher
einen Eingangs- bzw. Ausgangsanschluss. Der Eingangsanschluss ist
mit der „geschalteten" Stromversorgung verbunden,
wohingegen die Basis von N7, die einen Stromsteueranschluss bildet,
ihren Steuerstrom durch N3 ausschließlich von der einzelnen, angeschalteten,
stabilen Quelle +Vhi empfängt.
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Schließlich ist
der Emitter von N7, über
einen Widerstand R3, mit einem positiven Ausgangsanschluss Vout
verbunden, dessen negativer Anschluss die Schaltungsmasse ist. Dieser
Widerstand R3 ist bevorzugt enthalten, um den Untätigkeits-Vorspannungsstrom
durch N7 zu verringern, und kann eingestellt werden, um zweite harmonische
Störungen
zu verringern. Er wird typischerweise einen sehr kleinen Wert aufweisen – in einem
Prototyp der Erfindung hat R3 einen Wert von nur 0,2 Ohm. Es sei
angemerkt, dass der Wert für
den Kompensationswiderstand R6 für
den PNP Transistor P7 etwas unterschiedlich sein kann, als für den Widerstand
R5, der mit einem NPN Transistor, so wie N7, verbunden ist, benötigt wird.
In dem gleichen Prototyp der Erfindung hat der Widerstand R4 einen
geringfügig
kleineren Wert als R3, das heißt
0,1 Ohm.
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Die
angemessenen Werte für
R3 und R4 können
unter Verwendung von Auslegungsverfahren bestimmt werden, die später besprochen
werden sollen, im Bezug auf eine Verringerung zweiter harmonischer Störungen.
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Die
Verbindungen der verschiedenen Spannungsversorgungen, Stromquellen,
und Komponenten auf der negativen Seite der Schaltung werden im
Bezug auf die auf der positiven Seite „gespiegelt", aber mit umgekehrten
Polaritäten.
Die genauen Verbindungen werden daher nicht separat beschrieben.
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Noch
ein anderes vorteilhaftes Merkmal der Erfindung ist es, die Verstärkerleistungseffizienz
zu erhöhen,
indem die Umschaltschwellenspannung erhöht wird. Die Umschaltschwelle
wird erhöht,
indem ein niedriger Spielraum für
die Ausgangsstufe beim Umschalten bereitgestellt wird, und dann
der Spielraum dynamisch erhöht
wird, wenn die Ausgangsspannungen über die Umschaltschwelle ansteigen.
Dies ermöglicht
dynamische Spielraumsteuerung für
den Ausgangsstufentransistor N7. Eine Erhöhung der Umschaltschwellenspannung
erhöht
die Leistungseffizienz, da Strom dem Ausgangsstufentransistor N7 über einen
größeren Teil
des Arbeitszyklus bereitgestellt wird als es für eine niedrige Umschaltspannung
der Fall wäre.
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Um
die Erklärung
dieses Merkmals der Erfindung zu vereinfachen, wird die folgende
Notation angenommen:
- VN7ce ist die Kollektor-zu-Emitter
Spannung auf dem Ausgangstransistor N7;
- DNi ist der Spannungsabfall (der „Diodenabfall") von der Basis zu
dem Emitter von Transistor Ni;
- DPi ist gleichsam der Spannungs- oder Diodenabfall von der Basis
zu dem Emitter von Pi; und
- VR1 ist der Spannungsabfall von der Oberseite zu der Unterseite
des Widerstands R1 .
-
Die
Eigenarten dieser Spannungsabfälle
sind in dem Gebiet bipolarer Auslegung gut bekannt.
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Da
nun N7 ein Ausgangstransistor ist, wird sein Basis-Emitter Diodenabfall
DN7 relativ groß werden, wenn
N7 einen sehr hohen Strom treibt. Ein Teil des Grunds dafür ist, dass
N7, wie es typisch für
einen bipolaren Transistor ist, hundert Ohm an Basiswiderstand enthalten
kann und drei oder 4 Milliampere an Basisstrom leiten kann; dies
führt zu
einer Erhöhung
in der externen Basis-Emitter-Spannung von N7, der einen totalen
Abfall aufweist, der sich ungefähr
1,2 V annähert,
das heißt,
ein wenig mehr als die 800 mV intrinsischen Basis-Emitter Diodenabfalls.
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Es
sei jedoch angemerkt, dass in der Ausführungsform der Erfindung wie
in 3 gezeigt der Basis-Emitter
Diodenabfall für
egal welchen Transistor „aktiv" ist (leitend), das
heißt,
der Spannungsanstieg DN9 für
N9 wird vergleichbar mit dem Abfall DN7. Gleichsam wird der Spannungsanstieg
von DP4 für
P4 vergleichbar mit dem Abfall DNS.
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Während die
vorstehend beschriebenen Spannungsanstiege und -Abfälle dazu
tendieren, sich auszulöschen,
gibt es zwei Komponenten – D3
und R1 – die
in der Schaltung der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ausgelegt
sind, um Spannungsanstiege bereitzustellen, denen keine Spannungsabfälle entgegenstehen.
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Der
Spannungsanstieg VD3, der durch die Schottky-Diode D3 bereitgestellt
wird, ist ungefähr
3V bei Strömen
von einigen wenigen mA und wird nicht durch entsprechende NPN Transistorabfälle kompensiert. Dies
erhöht
den Spielraum, oder die Spannung von dem Emitter von N9 (Kollektor
oder N7) zu dem Emitter von N7.
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Der
Spannungsanstieg, der durch den Widerstand R1 bereitgestellt wird,
ist variabel, und steht in Proportion zu dem Strom, der von dem
P-Spiegel Ausgangsbauteil P11 geleitet wird. Der P11-Strom wird durch den
P-Spiegel Eingabestrom durch N6 aufgebaut. N6 hat einen kleinen
kontinuierlichen Vorspannungsstrom, aber wenn die N6 Emitterspannung
auf einen Wert ansteigt, der ausreichend ist, um D5 vorwärts vorzuspannen,
erhöhen
sich die N6 (und P11) Ströme,
wenn die Ausgangsspannung ansteigt und der D5 Strom ansteigt.
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Um
die eingesetzten allgemeinen Schaltungskonzepte besser zu verstehen,
werden nun die zwei verschiedenen Signalpfade von dem Emitter von
N7 zu dem Kollektor von N7 betrachtet. Es wir angemerkt, dass der
eine Pfad über
die Schottky-Diode D1 verläuft,
die die Verbindung der +5V (+Vlo) Niedrigspannungsversorgung mit
dem Ausgangstransistor N7 steuert, während der andere Pfad über N9 verläuft, der
die Verbindung der höheren
Spannungsversorgung +Vhi mit dem Ausgangstransistor N7 steuert.
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In
dem Niedrigleistungs-Steuerpfad beträgt der Spielraum nur die Differenz
zwischen der niedrigen Spannungsversorgung +Vlo, verringert durch
den Schottkydiodenabfall VDS1, und der Ausgangsemitterspannung VeN7.
Die Spannungsänderung
bei jedem Schritt, und die ungefähre
Gesamtspannungsänderung
(Spielraum VN7ce) sind wie folgt.
| Pfad | Spannungsänderung |
| Differenz
zwischen +Vlo Versorgung und N7 Emitter | +Vlo–VeN7 |
| von
der Anode zu der Kathode der Diode D1 | –VDS 1 |
| gesamte Spannungsänderung über den
gesamten Niedrigleistungspfad: | +Vlo–VDS 1-VeN7 |
-
Aus
dem Resultat der gesamten Spannungsänderung kann ersehen werden,
dass, wenn die Ausgangsemitterspannung VeN7 bis innerhalb eines
Schottkydioden-Spannungsabfalls DVS unterhalb der niedrigen Spannungsversorgung
+Vlo ansteigt, der Spielraum auf Null fällt. Wenn keine andere Quelle
von Kollektorspannung vorhanden wäre, wenn der N7 Spielraum nahe
Null fiele, würde
das Bauteil in Sättigung
gehen (sowohl Basis-Kollektor- als auch Basis-Emitter-Diode werden vorwärts vorgespannt).
Strom von dem Hochspannungspfad muss daher bereitgestellt werden,
bevor diese Bedingung auftritt.
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Für den Hochleistungs-Steuerpfad
kann die Näherung
DN7=DN9 gemacht werden, und dass DP4=DN5 ist, da alle Differenzen
klein genug sein werden, um vernachlässigbar zu sein, auch über große Bereiche
des Ausgangsstroms. Unter der Annahme, dass die P11 und N6 Ströme (IP11
und IN6) ungefähr
gleich sind, beträgt
der Spannungsabfall über
R1 ungefähr
R1 *IN6. Der Hochleistungs-Steuerpfad, die Spannungsänderung
bei jedem Schritt, und die ungefähre
gesamte Spannungsänderung
(Spielraum VN7ce) sind wie folgt:
| Pfad | Spannungsänderung |
| von
dem Emitter zur Basis von N7 | +D |
| von
der Basis zum Transistoremitter von P4 | +D |
| von
der Anode zur Kathode der Diode D3 | +VDS3 |
| von
der Oberseite zu der Unterseite des Widerstands R1 | +(R1*IN6) |
| von
der Basis zu dem Emitter von N5 | –D |
| von
der Basis zu dem Emitter von N9 | –D |
| gesamte Spannungsänderung über den
gesamten Hochleistungspfad: | +VDS3+(R1*IN6) |
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In
der dargestellten, bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist
die Spannungsänderung über den
Hochleistungs-Steuerpfad daher VN7ceH=+VDS3+(R1*IN6) und die Spannungsänderung über den
Niedrigleistungssteuerpfad ist VN7ceL=+Vlo-VDS1-VeN7.
-
Für hohe VeN7
Ausgangsspannungen wird IN6 ansteigen und der Spielraum wird sich
dynamisch mit der Ausgangsspannung erhöhen, wenn R1*IN6 ansteigt.
Für niedrige
VeN7 Ausgangsspannungen, wenn sich die Spannung VeN7 in Richtung
+Vlo erhöht,
bricht der Spielraum VN7ceL in Richtung Null zusammen, geht aber
nicht auf Null, da die Hochleistungs-Steuerpfadschaltung die Versorgung mit
Strom von N7 übernimmt. Der
Hochleistungs- Steuerpfad
bildet daher eine zweite Umschaltanordnung, die versucht, einen
ansteigenden Spielraum VN7ceH zu versorgen.
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An
dem Umschaltpunkt VN7ceH wird der Spielraum des Hochleistungs-Steuerpfads
ungefähr
gleich dem Spielraum des Niedrigleistungspfads VN7ceL werden, das
heißt,
VN7ceH=VN7ceL. Unter Verwendung der vorher erhaltenen Beziehungen
für VN7ceH
und VN7ceL und Einsetzen davon in die letzte Gleichung erhalten
wir +VDS3+(R1*IN6)=+Vlo-VDS1-VeN7. Umschreiben der letzten Beziehung
ergibt die Ausgangsspannung VeN7 beim Umschalten als +Vlo-VDS1-VDS3-(R1*IN6). Angenommen
dass, beim Umschalten, a) die DS1 Schottky-Diode den halben Laststrom
liefert und einen Spannungsabfall von ungefähr 0,4 V aufweist, b) die DS3
Schottkydiodenspannung ungefähr
0,3V beträgt,
und c) die R1*IN6 Spannung ungefähr
0,3V bei dem niedrigen IN6 Strom beträgt, der dem Umschalten entspricht,
dann beträgt
die Umschaltspannung bei VN7e ungefähr +Vlo-1 V, oder 1 V unterhalb
der Spannung der Niedrigspannungsversorgung.
-
Die
Aufgabe der Erfindung, eine dynamische Erhöhung der Spielraumspannung
mit ansteigender Ausgangsspannung bereitzustellen, kann erreicht
werden, indem IN6 vergrößert wird,
das heißt,
der Strom durch N6, mit ansteigender Ausgangsspannung. Ein Weg,
eine Erhöhung
in IN6 bereitzustellen, ist, die Spannung (R1*IN6) auf ungefähr 0,3V
beim Umschalten einzustellen und ungefähr 1,2V bei der vollen Ausgangsspannung
von ungefähr
8,5 V. Angenommen die Spannung der Schottky-Diode D3 ist ungefähr 0,3V,
dann wäre
die Gesamtspannung über
DS3 und R1 0,6 V beim Umschalten und 1,5V bei voller Ausgabe.
-
Die
vorstehend beschriebenen Bedingungen können erreicht werden, indem
R1 als 270 Ohm, und einen N6 Strom beim Umschalten und der vollen
Ausgabe von ungefähr
1 mA bzw. 4,5 mA bereitstellend gewählt wird. Ein R1 Strom von
ungefähr
4,5 mA stellt einen Spannungsabfall von 4,5*270=1,2V bei voller
Ausgabe bereit, vorausgesetzt, dass der N6 Basisstrom weniger als
100 mA beträgt.
Ein R1 Strom von ungefähr
1mA beim Umschalten stellt einen Spannungsabfall von 0,001 *270=270mV
bereit.
-
Die
Widerstandskombination R9 und R10 kann gewählt werden, um den erforderlichen
N6 Strom beim Umschalten und bei voller Ausgabe bereitzustellen.
Um die erforderlichen Widerstandswerte zu berechnen, muss die Beziehung
zwischen der Ausgangsspannung, oder ungefähr der Spannung an dem Emitter
des Ausgangstreibers VeN7, bekannt sein, und darf bevorzugt nicht
auf sehr große
Differenzen mit der Temperatur getrieben werden.
-
Um
die allgemeinen Schaltungskonzepte besser zu verstehen, die eingesetzt
werden, um die Spannungsdifferenz zwischen dem Ausgangstreiberemitter
VeN7 und der Kathodenspannung VcD5 der Diode D5 aufrechtzuerhalten,
wird der Pfad von dem Emitter N7 zu der Kathode von D5 betrachtet:
Für den
Pfad von der Kathode von D5 zu der Basis von N6 werden die Diodenabfälle über D5 und
N6 ziemlich gut übereinstimmen, wenn
der D5 Strom einmal in den Bereich oberhalb weniger hundert Mikroampere
angestiegen ist. Diese Abfälle
werden ebenso eng mit dem P4 Diodenabfall übereinstimmen, und daher können alle
drei Abfälle
ungefähr
durch den Wert D angegeben werden.
-
Der
Spannungsabfall nahe dem Umschalten ist von primärer Bedeutung, da der D5 Strom
beim Umschalten, in Verbindung mit dem Wert des Widerstands R1,
den Spannungsanstieg über
R1 wie vorhergehend diskutiert bestimmt. Der Basis-Emitter-Abfall
von N7 wird innerhalb ein- oder zweihundert mV von dem Wert D beim
Umschalten liegen, kann aber auf einige hundert mV oberhalb dem
Umschalten bei maximaler Spannungsausgabe ansteigen. Der Basis-Emitter-Abfall
von N7 kann ungefähr
durch den Wert D beim Umschalten angegeben werden, aber fürs Erste
wird er durch den Wert DN7 in der nachfolgenden Tabelle angegeben:
Die D5 (und R1) Stromsteuerpfade, die Spannungsänderungen bei jedem Schritt,
und die ungefähre
gesamte Spannungsänderung
(Differenz zwischen VeN7 und VcDS) sind wie folgt:
| Pfad | Spannungsänderung |
| von
dem Emitter zur Basis von Transistor N7 | +DN7 |
| von
dem Emitter zur Basis von Transistor P4 | +D |
| von
dem Emitter zur Basis von Transistor N6 | -D |
| von
der Anode zur Kathode von D5 | -D |
| gesamte Spannungsänderung über den
gesamten Pfad: | +DN7-D |
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Die
vorstehende Analyse zeigt an, dass die Kathodenspannung von D5 der
Enütterspannung
von N7 gut folgen wird, da die Differenz +DN7-D weniger als wenige
hundert Millivolt beim Spannungsumschalten betragen wird. Von primärer Wichtigkeit
ist, dass die Temperaturkoeffizienten der Siliziumdiode von ungefähr 2,2 mV
pro Grad Celsius dazu tendieren, sich in der Differenz +DN7-D auszulöschen. Der
Spannungsanstieg von dem N7 Emitter zu der D5 Kathode wird daher
vergleichsweise temperaturunabhängig
sein. Es sei die Tatsache angemerkt, dass es einen zusätzlichen
Anstieg bei hohen Strömen
gibt, da die DN7 Spannung D um fünf- bis
siebenhundert Millivolt übersteigen
kann, der die Schaltungsleistung nicht beeinträchtigt: Dieser Anstieg wird
primär
durch Spannungsabfälle
in N7 bestimmt, die einigermaßen
gleichmäßig und
vorhersagbar sind von einem integrierten Schaltkreis zu dem nächsten und
einen kleinen, aber vorhersagbaren Einfluss auf die Wahl der maximalen
D5 Stromeinstellung entsprechend der Spitzenspannungsausgabe haben.
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Durch
einfache Wahl für
R1 und die Thevenin-Spannung und den parallelen Widerstand von R9
und R10 können
die angemessenen dynamischen Steuerbedingungen für den Spielraum von dem Umschalten
bis zu der maximalen Spannungsausgabe genau definiert werden. Das
Verhältnis
von R9 zu. R10 ist gewählt,
um die angemessene Thevenin-Spannung in Richtung von D5 bereitzustellen,
und die individuellen Widerstandswerte sind gewählt, um den angemessenen Strom
durch D5 bereitzustellen, indem der Wert des parallelen, oder Thevenin-Äquivalenzwiderstands eingestellt
wird. Diese Wahlen können
unter Verwendung normaler Auslegungskriterien ausgeführt werden.
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Ein
vorteilhaftes Merkmal dieser Erfindung ist, dass die Spannungsdifferenz
zwischen der N7 Emitterspannung und der D5 Kathode beim Umschalten
klein ist. Dank dieses Merkmals ist es für jeden Fachmann einfach, Werte
für die
Widerstände
R1, R9 und R10 zu wählen.
Die Widerstände
R9 und R10 müssen,
in Verbindung mit R1, ausgewählt
werden, um den angemessenen Spannungsabfall sowohl beim Umschalten
als auch bei, maximaler Treiberausgangsspannung bereitzustellen.
Diese Wahlen werden vereinfacht durch die Beobachtung, dass, wenn
wie in diesem Beispiel, die Umschaltspannung ungefähr 4V an
dem Treiberausgang beträgt,
die Spannung beim Umschalten ungefähr 4V an der Kathode der Diode
D5 betragen wird, und bei maximaler Spannung VeN7 an dem Emitter
von N7 die Kathodenspannung ungefähr 9V beträgt.
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Eine
genaue Steuerung des dynamischen Anstiegs in der Spielraumspannung
mit der Treiberausgangsspannung wird bereitgestellt, indem das Verhältnis des
Umschaltstroms zu dem maximalen Strom durch R1 eingestellt wird.
Der Strom durch D5 beim Umschalten oder bei maximaler Treiberausgabe
ist ungefähr
proportional zu der Differenz zwischen der Umschaltspannung oder
der maximalen Treiberausgangsspannung bzw. der R9/R10 Teiler-Theveninspannung.
Die Theveninspannung wird eingestellt, indem das R9/R10 Teilerverhältnis bestimmt
wird.
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Eine
genaue Steuerung des D5 Stroms beim Umschalten wird eingestellt
durch Anpassen des Theveninwiderstands der parallelen R9-R10 Kombination
auf den erforderlichen Wert, wenn die Differenz zwischen der D5
Kathodenpannung beim Umschalten und die Theveninspannung, die vorhergehend
durch das R9/R10 Teilerverhältnis
bestimmt worden ist, gegeben sind.
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Um
ein erläuterndes
Beispiel der dynamischen Spielraumsteuerung bereitzustellen, wie
sie durch die Erfindung bereitgestellt wird, wird angenommen, dass
es erwünscht
ist, einen Spannungsabfall von 0,2V über R1 von dem D5 Strom beim
Umschalten und einen Spannungsabfall von 1,2V bei maximaler Spannungsausgabe
bereitzustellen. Dies ist eine dynamische 6:1 Variation im Strom.
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Der
N6 Strom beim Umschalten bildet den dynamischen Emitterwiderstand
von P4 beim Umschalten, der niedrig gehalten werden sollte. Wenn
das R9/R10 Verhältnis
2:3 beträgt,
um die erforderliche Thevininspannung zu erreichen, wird ein Wert
von R9=2K und R10=3K einen parallelen Widerstand, oder einen Theveninwiderstand,
von 1,2K bereitstellen. Unter Voraussetzung einer 1V Differenz zwischen
der D5 Kathodenspannung von 4V und einem 3V R9/R10 Verhältnis, wäre der Strom
durch R1 ungefähr
0,83 mA von dem Widerstandsteiler. Bei maximaler Ausgabe wäre die Spannungsdifferenz
ungefähr
9V-3V=6V über
1,2K, was einen Strom von 5mA ergibt. Dieses Stromverhältnis ist
genau das gleiche wie das Verhältnis
der Spannungsdifferenzen, oder das gewünschte 6:1 Verhältnis. Einstellen
von R1, um einen Spannungsabfall von wenig mehr als 1,2V bei maximaler
Ausgabe bereitzustellen, würde
einen R1 Wert von ungefähr
270 Ohm erfordern. Der Spannungsabfall über R1 beim Umschalten würde bestimmt
durch die Summe der 0,8 mA von dem Teiler und den 0,1 mA von dem
I2 Vorspannungsgenerator. Der Spannungsabfall über R1 beim Umschalten wäre dann
ungefähr
0,3V.
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Wenn
eine Schottky-Diode für
D3 verwendet wird, könnte
die Spannung ungefähr
0,3V betragen. In diesem Beispiel wäre der Spielraum die Summe
der Spannungsabfälle über die
Diode D3 und den Widerstand R1, was geringfügig 0,6V beim Umschalten überschreitet
und ungefähr
1,5V bei maximaler Ausgabe. Ein Diagramm der dynamischen Spielraumsteuerspannung
für eine
sinusförmige
Ausgangsspannung von 8,5V kann aus 4 ersehen
werden. Wie diese Figur zeigt, steigt die dynamische Steuerspannung
(Summe der Spannung über
D3 und R1) von 0,3V auf ungefähr
1,5V bei maximaler Ausgabe an. Der N7 Spielraum, wie durch die Differenz
in der N7 Kollektor-zu-Emitter Spannung gemessen, ist ebenso in
dem gleichen Diagramm gezeigt. Der Spielraum fällt ab, wenn die Ausgangsspannung
in Richtung von +Vlo ansteigt. Nach dem Umschalten steigt der Spielraum
gleichmäßig auf
ein Maximum von 1,5V, wenn die Stromsteuerschaltung Strom von der
+Vhi Versorgung unter genauer Steuerung von der Spannung liefert,
die über
die Reihenkombination von D3 und R1 entwickelt wird.
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Andere
Kombinationen von R1, R9 und R10 können einfach gewählt werden,
um sich anderen erwünschten
dynamischen Spielraumsteuerparametern anzupassen. Man könnte zum
Beispiel wählen,
einen größeren oder
kleineren Anstieg des Verhältnisses
des Spielraums bei voller Ausgabe zum Umschalten bereitzustellen.
Die ungefähr
konstante Spannung über
die Diode D3 kann optional erhöht
werden, indem sie mit einer herkömmlichen
Siliziumdiode mit PN-Übergang
ersetzt wird, oder umgekehrt, diese Spannung auf Null verringert
werden, indem sie kurzgeschlossen wird. Es sei angemerkt, dass ein
kleiner, möglicherweise
außerhalb
des Chips befindlicher Kondensator C1 (und C2) in 3 gezeigt worden ist, um einen Niedrigimpedanzpfad
von den Kollektoren der Ausgangstreiber N7 und P7 zur Masse bereitzustellen.
In einem Prototyp der Erfindung wurde der Wert von C1 (und C2) als
100 pF gewählt,
aber die Schaltung arbeitet zufriedenstellend mit höheren und
niedrigeren Werten. Wie bei den Wahlen von R1, R9 und R10, kann
der erforderliche Wert von C1 bestimmt werden gemäß den Charakteristiken
der verwendeten Transistoren, gemäß den Fachleuten gut bekannter
Prinzipien.
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Diese
Implementierung der Erfindung weist ebenso Vorteile vom Standpunkt
der Fertigung auf. In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind
die Auslegungen von N3 und N7 verschieden, im Sinne, dass sie mit
verschiedenen Vielfachen von Abflussweichenfingern (drain sinker
fingers) konstruiert werden können.
Wie in der Technik gut bekannt ist, beim Auslegen monolithischer
bipolarer ICs wünscht
man normalerweise, etwa die gleiche maximale Stromdichte in jedem
Bauteil aufrechtzuerhalten. Der Maximalstrom für N7 wird normalerweise etwa
360 mA betragen, oder etwa 180 mA, wenn aktive Abschlusstechniken
verwendet werden. Dies bedeutet, dass N7 bevorzugt implementiert
ist unter Verwendung zweier Bauteile mit 34 Kollektorfingern bei
jedem. Andererseits ist der Treiber N3 bevorzugt aus nur einem einzelnen
Ein-Finger-Bauteil konstruiert, da er nur etwa 1/100 des Ausgangsstroms
zu bewältigen
hat, das heißt,
etwa 2-3 mA maximal. Diese Praxis ist in der Technik gut verstanden – bei bipolarer
Auslegung schließt
man gerade genug Vielfache des N7-Ausgangs oder Quellenfolger-Treiber
N3 Bauteilemitter, Kollektor, und von Weichenfingern ein, um eine
angemessene maximale Stromdichte und Spannungsabfälle sicherzustellen.
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Ein
zusätzlicher
Vorteil der bevorzugten Implementierung der Erfindung sei angemerkt:
auch wenn N7, P7, N9 und P9 und P10 mit vielen Fingern hergestellt
sind (mehr als 60), dann können
alle anderen Transistoren nur einen haben.
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Wenn
irgendeines der Transistorpaare N3/N7 oder P3/P7 stärker als
das andere ist, wird es weniger Basisspannung an entweder der Basis
von N3 oder P3 erfordern, um den Ausgang zu demselben Strom in jeder
Richtung zu treiben. Mit anderen Worten, für gleiche Treiberspannungen
an den Basen kann die Ausgabe zu einem höheren Potenzial in einer Polarität ansteigen.
Dies wird zu einer Verzerrung der Ausgangswellenform führen, die
normalerweise als zweite harmonische Störung bekannt ist. Die Widerstände R3 und
R4 können
dann im Wert angepasst werden, unter Verwendung bekannten Techniken,
um eine solche harmonische Störung
zu kompensieren, die aus kleinen Differenzen in den Emitterwiderständen von
N7 bzw. N8 herrührt. Ähnlich können die
Widerstände
RS und R6 im Wert angepasst werden, unter Verwendung bekannter Techniken
und Auslegungsbetrachtungen, um kleine Differenzen in den Basiswiderständen von
N7 bzw. N8 zu kompensieren. Wie einem Fachmann ersichtlich wäre, kann
eine Erhöhung
in dem Wert des entsprechenden Widerstands niedrige Werte des Emitteroder
Basiswiderstands kompensieren.
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Eine
Stromsteuerschaltung, die keine dynamische Anpassung des Spielraums
enthalten und mit einer festen Spielraumsteuerung arbeiten würde, müsste ebensoviel
Spielraum beim Umschalten wie bei der maximalen Treiberausgangsspannung
bereitstellen. Für
eine erste SV oder Niedrigspannungsversorgung würde dies erfordern, dass die
Umschaltspannung irgendwo in dem Bereich von 3 bis 3,5V fest sein
müsste.
Eine höhere
Umschaltspannung so wie 4V wird der Stromsteuerschaltung erlauben,
Strom über
einen größeren Anteil
des Arbeitszyklus von der ersten, oder effizienteren, Spannungsversorgung
bereitzustellen.
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Um
mehrere Verstärker
in einen Halbleiterchip zu integrieren, und ohne komplizierte und
schwer zu implementierende Wärmeabführmechanismen
zu erfordern, sollte der gesamte Leistungsverlust, ausschließlich der
Leistung, die an die Last abgegeben wird, einen Gesamtwert von 2,2
Watt, oder 550 mW pro Verstärker nicht überschreiten.
Für ADSL-Anwendungen
wird die Lastleistung 100 mW betragen und daher kann die
gesamte Verstärkereingangsleistung 650 mW
nicht überschreiten.
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Indem
die Treiberstufenausgabe beim Spannungsumschalten maximiert wird,
verschwendet die Anordnung gemäß der Erfindung
dadurch sehr wenig Versorgungsstrom von der zweiten Spannungsversorgung. Die
Erfindung minimiert dadurch die gesamte Leistung, die von der Schaltungspackung
verbraucht wird. Dies ist in 5 dargestellt,
die ein vereinfachtes Diagramm eines integrierten Schaltkreises
einschließlich
vier Verstärkern 401, 402, 403, 404 gemäß der Erfindung
ist, die in einen einzelnen Halbleiterchip 400 integriert
sind, das heißt,
auf einem gemeinsamen Substrat hergestellt und in einer gewöhnlichen
Packung. Jeder der Verstärker
wird die gleiche Struktur und Funktion haben wie der Verstärker 200,
der in 3 gezeigt ist.
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Die
Layout-Fläche,
die von den Leistungsbauteilen benötigt wird, darf nicht übermäßig sein,
anderenfalls wird die Fertigung des integrierten Schaltkreises nicht ökonomisch
sein. Ein Schlüssel
zu geringen Flächenanforderungen
für jede
Verstärkerausgangsstufe,
und daher, um die Kombination von bis zu vier Treibern innerhalb
eines einzelnen ICs zu ermöglichen
ist, dass der Treiberkollektorwiderstand nicht zu gering sein sollte.
Wenn zum Beispiel der Treiber N7 Kollektorwiderstand 10 Ohm beträgt, dann
werden die Anforderungen an Layoutfläche nicht übermäßig werden; mit einem Spitzenstrom
von 100 mA wird jedoch der Spannungsabfall des Kollektorwiderstands
100 mA × 10
Ohm für
einen Gesamtwert von 1 V betragen. Wenn die Schaltung einen Gesamtwert
von 1,5V an Spielraum bei Spitzenstromausgabe bereitstellt, werden
immer noch ungefähr 0,5V über den
internen Kolektor-zu-Emitter-Übergang
verbleiben.
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Da
diese Erfindung ermöglicht,
dass die Kollektorspannung an der Ausgangsstufe dynamisch gesteuert
wird, um größer als
die Emitterspannung zu sein, um eine Differenz, die proportional
ansteigt, wenn die Ausgangsspannung über die Umschaltschwelle ansteigt,
können
die zusätzlichen
1 V an Spielraum bereitgestellt werden, um die Treiberflächenanforderungen
niedrig zu halten, ohne dass die zusätzlichen 1 V an Spielraum die
Ausgabeeffizienz beeinträchtigen,
indem die Umschaltspannung um 1 V gesenkt wird. Diese Kombination von
niedrigem Leistungsverlust und niedriger Fläche für integrierte Schaltkreise
ist wesentlich zum Erreichen höherer
Niveaus an Integration in bipolaren Ausgangstreibern für Telekommunikationsanwendungen.
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In
der vorhergehenden Diskussion der Erfindung sind die verschiedenen
Transistoren N1-N11 und P1-P11 alle beschrieben und dargestellt
als bipolare Bauteile, in denen die jeweiligen Emitter und Kollektoren als
erste und zweite Stromanschlüsse
und deren jeweilige Basen als Stromsteueranschlüsse funktionieren. Komponenten,
die als Dioden angegeben sind, können
durch Dioden alternativer Konstruktionen ersetzt werden, so wie
durch Dioden-verbundene bipolare Transistoren, herkömmliche
Siliziumdioden, oder Schottky-Dioden zum Beispiel. Diese Konzepte
sind in der Technik bipolarer Auslegung gut bekannt. Die Erfindung
kann jedoch ebenso unter Verwendung von anderen Halbleitertechnologien
neben bipolaren implementiert werden, so wie FET Transistoren, dann
wären die
Stromanschlüsse
jedes Transistors die Quelle und der Abfluss, entsprechend dem bipolaren
Emitter und Kollektor, und die Stromsteueranschlüsse wären das Gatter, entsprechend
der bipolaren Basis. Modifikationen des verbleibenden Teils des
Verstärkers
gemäß der Erfindung
werden dann unter Verwendung bekannter Auslegungstechniken ausgeführt.