DE4315738A1 - Strombegrenzungsschaltung und Konstantspannungsquelle für diese - Google Patents

Strombegrenzungsschaltung und Konstantspannungsquelle für diese

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Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Strombegrenzungs­ schaltung, die zur Steuerung des Ausgangsstroms von einem Halbleiterleistungselement verwendet wird, das von an einen Steueranschluß desselben angelegten Eingangssignalen gesteu­ ert wird, zum Beispiel eines MOSFET, eines bipolaren Transi­ stors mit isoliertem Gate (IGBT) oder eines bipolaren Lei­ stungstransistors. Die Erfindung betrifft ferner eine Kon­ stantspannungsquelle für diese Strombegrenzungsschaltung.
Es ist bekannt, eine Strombegrenzungsschaltung zur Verhinde­ rung des Durchbruchs eines Halbleiterleistungselements infolge eines Überstroms und zur Steuerung des in eine Last fließenden Stroms auf einen konstanten Wert vorzusehen. Eine Schutzschaltung zur Verhinderung des Durchbruchs infolge eines Überstroms, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist, wird von D. L. Zaremba in Jr. Electro. in Mini/Micro Northeast Conf. Rec. (1986) E. 10/4, Seiten 1 bis 4, beschrieben. Bei dieser Schaltung dient ein N-Kanal MOSFET 12 als Stromspiegelele­ ment, durch das ein Nebenschlußstrom (Meßstrom) fließt, der proportional zu einem Ausgangsstrom ID ist, der durch einen N-Kanal Leistungs-MOSFET fließt, der ein Halbleiterleistungs­ element darstellt. Der Drainanschluß und der Gateanschluß des MOSFETs 12 sind mit dem Drainanschluß bzw. dem Gateanschluß des MOSFETs 11 verbunden. Ein Strommeßwiderstand 31 liegt zwischen dem Sourceanschluß 24 als ein Stromspiegelanschluß des MOSFETs 12 und dem Sourceanschluß 22 des MOSFETs 11. Ein positiver Ausgangsanschluß 51 einer Konstantspannungsquelle 5 ist mit dem invertierenden Eingang 41 eines Operationsver­ stärkers 4 verbunden, während der negative Anschluß 52 der Konstantspannungsquelle 5 mit dem Sourceanschluß 22 des MOSFETs 11 verbunden ist. Der Stromspiegelanschluß 24 ist mit dem nicht-invertierenden Eingang 42 des Operationsverstärkers 4 verbunden. Ein Überstromsignal-Eingangsanschluß 62 einer Treiberschaltung 6 ist mit dem Ausgang 43 des Operationsver­ stärkers 4 verbunden. Der gemeinsame Gateanschluß 23 der MOSFETs 11 und 12 ist mit einem Treiberspannungs-Ausgangsan­ schluß 61 der Treiberschaltung 6 über einen Gatewiderstand 32 verbunden. Diese Strombegrenzungsschaltung arbeitet wie folgt. Wenn der Ausgangsstrom ID ansteigt, steigt der Meß­ strom IS proportional an. Als Folge davon nimmt auch die Spannung über dem Strommeßwiderstand 31 zu. Wenn diese Span­ nung die Ausgangsspannung von der Konstantspannungsquelle 5 übersteigt, geht das Potential am Ausgang 43 des Operations­ verstärkers 4 auf einen hohen Pegel, woraufhin die den Über­ stromzustand erfassende Treiberschaltung 6 den Ausgangsstu­ fentransistor 11 durch Absenken der Treiberspannung am Trei­ berspannungs-Ausgangsanschluß 61 auf einen geringeren Wert abschaltet. Diese Vorgänge verhindern Überstromdurchbrüche im Halbleiterleistungselement 11.
Die in Fig. 2 gezeigte Schaltung kann einen Überstromdurch­ bruch eines Halbleiterleistungselements verhindern, kann aber nicht einen konstanten Laststrom steuern. Die in Fig. 3 ge­ zeigte Strombegrenzungsschaltung, die ebenfalls in der oben genannten Literaturstelle offenbart ist, löst dieselbe Auf­ gabe, weshalb Teile in dieser Figur, die mit solchen in Fig. 2 übereinstimmen, mit derselben Bezugszahl bezeichnet sind.
In dieser Schaltung ist der Stromspiegelanschluß 24 mit dem invertierenden Eingang 41 des Operationsverstärkers 4 verbun­ den, während der positive Ausgangsanschluß 51 der Konstant­ spannungsquelle 5 mit dem nicht-invertierenden Eingang 42 verbunden ist. Der gemeinsame Gateanschluß 23 ist über einen Gatewiderstand 33 mit dem Ausgang 43 des Operationsverstär­ kers verbunden. Diese Strombegrenzungsschaltung arbeitet in folgender Weise. Wenn der Ausgangsstrom ID gering ist, ist der Meßstrom IS proportional ebenfalls gering, und die Span­ nung über dem Strommeßwiderstand 31 ist klein. Wenn dagegen der Ausgangsstrom ID groß ist, ist die Spannung über dem Strommeßwiderstand 31 hoch. Solange der Ausgangsstrom ID gering ist und die Spannung VS über dem Strommeßwiderstand 31 kleiner ist als die Ausgangsspannung VREF der Konstantspan­ nungsquelle 5, gibt der Operationsverstärker 4 an seinem Aus­ gang 43 eine ausreichend hohe Spannung ab, um die elektrische Leitfähigkeit in dem normalerweise eingeschalteten Ausgangs­ stufentransistor 11 ausreichend hoch zu halten. Wenn der Aus­ gangsstrom ID zunimmt und VS größer wird als VREF, nimmt die Ausgangsspannung am Ausgang 43 des Operationsverstärkers ab, und die elektrische Leitfähigkeit des Ausgangsstufentransi­ stors 11 nimmt wegen des Abfalls der an seinen Gateanschluß 23 angelegten Spannung ab. Dies setzt dem Ausgangsstrom ID einen größeren Widerstand entgegen, was bedeutet, daß der Strom unterhalb eines gewissen Werts gehalten wird.
Die in Fig. 3 gezeigte Strombegrenzungsschaltung hat zwei Nachteile. Der eine ist eine Schwingungsneigung. Das Aus­ gangssignal vom Operationsverstärker 4 wird über den Strom­ spiegeltransistor 12 auf die am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 4 anliegende Spannung rückgekoppelt. Die Verstärkung dieser Rückkopplungsschleife ist nahezu gleich der Verstärkung des Operationsverstärkers 4, die nor­ malerweise nahe bei 100 dB liegt. Zusätzlich tritt eine Pha­ senverzögerung am Ausgang 43 des Operationsverstärkers 4 auf, der mit dem Ausgangsstufentransistor 11 stark belastet ist. Daher wird bei der Strombegrenzungsschaltung von Fig. 3 eine Rückkopplungsschaltung, die leicht eine Phasenverzögerung bei hoher Verstärkung bewirkt, gebildet, was eine größere Schwin­ gungsneigung nach sich zieht. Der andere Nachteil dieser Schaltung besteht darin, daß, weil der Strom ständig auf einen konstanten Wert geregelt wird, diese Schaltung nicht eingesetzt werden kann, wenn der Strom auf zwei oder mehr Werten konstant gehalten werden muß.
Die Konstantspannungsquelle 5, die in Fig. 2 und 3 gezeigt ist, ist im einzelnen beschrieben in "Bipolar and MOS Analog Integrated Circuit Design" von A. B. Grebenn, herausgegeben von John Wiley Sons, New York. Bandabstandsreferenzschaltun­ gen sowie Schaltungen, die die Konstantspannungscharakteri­ stik von Zenerdioden ausnutzen, sind ebenfalls bekannt. Diese Schaltungen leiden jedoch an dem Nachteil, daß die Bandab­ standsreferenzschaltung die Gesamtschaltung zu groß macht und die Kosten erhöht, während Schaltungen, die die Konstantspan­ nungscharakteristik von Zenerdioden ausnutzen, zu einer Ab­ weichung der Spannung von dem konstanten Wert führen, wenn sie unter die Durchbruchspannung, die bei Zenerdioden nor­ malerweise 6 bis 8 Volt beträgt, fällt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, unter Vermeidung der obigen Probleme eine Strombegrenzungsschaltung ohne Schwingungsneigung zu schaffen, oder eine Strombegrenzungs­ schaltung, die zur Steuerung konstanter Ströme auf zwei oder mehr Werten verwendet werden kann. Aufgabe der Erfindung ist es ferner, eine Konstantspannungsquelle für diese Strombe­ grenzungsschaltung zu schaffen, die billig ist und auch bei niedriger Versorgungsspannung eingesetzt werden kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Strombegren­ zungsschaltung gemäß Anspruch 1 bzw. eine Konstantspannungs­ quelle gemäß Anspruch 15 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Un­ teransprüchen gekennzeichnet.
Wenn man die Impedanz des ersten und des zweiten Verstär­ kungseinstellelements, die mit einem Eingang des Operations­ verstärkers verbunden sind, mit Z1 bzw. Z2 bezeichnet, dann ist die Verstärkung einer Änderung am Steueranschluß des Haupt-Halbleiterelements gegenüber einer Änderung der Span­ nung am zweiten Hauptanschluß des Stromspiegelelements, das mit einem Ende des Strommeßelements verbunden ist, das heißt die Verstärkung A durch folgende Gleichung gegeben:
A= -|Z2|/|Z1|.
Indem man also die Impedanzen Z1 und Z2 des ersten und des zweiten Verstärkungseinstellelements geeignet wählt, kann man die Verstärkung A beliebig vorgeben. Da der Grund für die Schwingungsneigung der oben beschriebenen Strombegrenzungs­ schaltung eine starke Verstärkung und Phasenverzögerung sind, kann diese Schwingungsneigung dadurch unterbunden werden, daß die Verstärkung A durch Einstellen der Impedanzen Z1 und Z2 in obiger Weise ausreichend gering gemacht wird. Wenn ferner ein Widerstand zwischen den Ausgangsanschluß der Treiber­ schaltung oder des Operationsverstärkers und dem Steueran­ schluß des Haupt-Halbleiterelements eingesetzt wird, dann werden alle Frequenzen mit einer Periode, die kürzer als die Zeitkonstanten sind, die durch das Produkt des Widerstands­ werts RG des Widerstands und der Eingangskapazität C des Steueranschlusses des Haupt-Halbleiterelements, also RG·C, bestimmt werden, abgeschnitten. Deshalb tritt keine Schwin­ gung auf, selbst wenn sich eine Phasenverzögerung einstellt.
Es wird möglich, Ströme auf zwei oder mehr Werte dadurch kon­ stant zu halten, daß man anstelle einer konstanten Spannung zur Steuerung eine wählbare analoge Spannung an den ersten Eingang des Operationsverstärkers anlegt und die Strombegren­ zungswerte durch Wahl des Pegels der eingegebenen analogen Spannung verändert.
Die später im einzelnen erläuterte Konstantspannungsschal­ tung, die eine Reihenschaltung aus einem Verarmungs-MOSFET und einem Anreicherungs-MOSFET enthält, von denen bei erste­ rem Gate und Source und bei letzterem Gate und Drain mitein­ ander verbunden sind, erlaubt die Verwendung einer Speise­ spannung von bis hinunter zu 2 oder 3 Volt.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild einer Strombegrenzungsschaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
Fig. 2 ein Schaltbild eines Beispiels einer herkömmlichen Strombegrenzungsschaltung,
Fig. 3 ein Schaltbild eines anderen Beispiels einer herkömm­ lichen Strombegrenzungsschaltung,
Fig. 4 ein Schaltbild einer Strombegrenzungsschaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
Fig. 5 ein Schaltbild einer Strombegrenzungsschaltung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
Fig. 6 ein Schaltbild einer Strombegrenzungsschaltung gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
Fig. 7 ein Schaltbild einer Konstantspannungsquelle gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, und
Fig. 8 ein Schaltbild einer Konstantspannungsquelle gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
In den Zeichnungen sind, die Fig. 2 und 3 einschließend, jeweils übereinstimmende Teile mit denselben Bezugszahlen bezeichnet.
Fig. 1 zeigt eine Strombegrenzungsschaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, bei der keine Schwingungserscheinungen auftreten. Bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltung ist der Ausgang des Operationsverstär­ kers 4 mit dem Gateanschluß 73 eines Gatesteuerungs-N-Kanal- MOSFETs 7 verbunden. Der Sourceanschluß 72 des MOSFETs 7 ist mit dem negativen Ausgangsanschluß 52 der Konstantspannungs­ quelle 5 und damit dem Sourceanschluß 22 des Ausgangsstufen­ transistors 11 verbunden. Der Drainanschluß 71 des MOSFET 7 ist über einen Gatewiderstand 32 mit dem Treiberspannungsaus­ gangsanschluß 61 der Treiberschaltung 6 und über den Gatewi­ derstand 33 mit dem gemeinsamen Gateanschluß 23 verbunden. Außerdem sind Verstärkungseinstellwiderstände 34 und 35 zwi­ schen den Stromspiegelanschluß 24 und den gemeinsamen Gatean­ schluß 23 geschaltet, wobei der Verbindungspunkt 25 zwischen diesen Widerständen mit dem nicht-invertierenden Eingang 42 des Operationsverstärkers 4 verbunden ist. Wenn in dieser Schaltung ID zunimmt und die Spannung VS über dem Meßwider­ stand 31 die Spannung VTH der Konstantspannungsquelle 5 über­ steigt, nimmt das Signal am Ausgang 43 des Operationsverstär­ kers 4 einen hohen Pegel an, woraufhin der Gatesteuerungs­ transistor 7 eingeschaltet wird und Treiberstrom von der Treiberschaltung 6 weg und zum Sourceanschluß 22 zieht. Dies führt zu einer Abnahme der an den gemeinsamen Gateanschluß 23 angelegten Spannung. Anders als bei der in Fig. 2 gezeigten bekannten Schaltung schaltet das Leistungshalbleiterelement an diesem Punkt nicht ab, sondern vermindert nur seine elek­ trische Leitfähigkeit. Damit wirkt das Element als Strombe­ grenzer, das den Ausgangsstrom von dem Element 11 konstant begrenzt. In diesem Fall ist es erforderlich, den Gatesteue­ rungstransistor 7 und den Gatewiderstand 32 aneinander anzu­ passen. Darüberhinaus kann die Vergrößerung der Änderung der an den Gateanschluß 23 angelegten Gatespannung gegenüber der Änderung der Spannung VS, auch als Verstärkung bekannt, mit­ tels der Verstärkungseinstellwiderstände 34 und 35 einge­ stellt werden, die zwischen den nicht-invertierenden Eingang 42 des Operationsverstärkers 4 und den Stromspiegelanschluß 24 bzw. den Eingang 42 und den gemeinsamen Gateanschluß 23 geschaltet sind. Infolgedessen kann eine Schwingungsneigung aufgrund übermäßiger Verstärkung verhindert werden. Während das Verhältnis der Widerstandswerte der Verstärkungseinstell­ widerstände 34 und 35 auf der Grundlage des Betrags der Pha­ senverzögerung bestimmt werden muß, wird der Wert des Wider­ stands 35 in der Regel auf ein Verhältnis von etwa 500 bis 50 000 als Bezug erhöht. Wenn man das Verhältnis des Haupt­ stroms ID zum Meßstrom IS, also ID : IS zu n : 1 annimmt, dann ist der Strombegrenzungswert bei dieser Schaltung durch die nachfolgende Gleichung (1) gegeben:
IDmax = n · VREF/RS (1)
in der RS den Widerstandswert des Meßwiderstands 31 dar­ stellt.
Die Werte der Verstärkungseinstellwiderstände 34 und 35 müs­ sen gegenüber dem Widerstandswert RS des Widerstands 31 aus­ reichend groß sein.
Fig. 4 zeigt eine Strombegrenzungsschaltung ohne Schwingungs­ erscheinungen gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Unterschied zwischen dieser Schaltung und derjenigen von Fig. 3 liegt darin, daß ein Ver­ stärkungseinstellwiderstand 34 zwischen den invertierenden Eingang 41 des Operationsverstärkers 4 und den Stromspiegel­ anschluß 24 geschaltet ist, während ein Verstärkungseinstell­ widerstand 35 zwischen den Eingang 41 und den gemeinsamen Gateanschluß 23 geschaltet ist. Dadurch kann die Vergrößerung der Änderung der an den Gateanschluß 23 angelegten Spannung gegenüber einer Änderung der Spannung VS, das heißt die Ver­ stärkung, so eingestellt werden, daß eine übermäßige Verstär­ kung, die einer der Gründe für Schwingungserscheinungen ist, verhindert werden kann, wie dies im Fall von Fig. 1 dargelegt wurde. Der Strombegrenzungswert IDmax ist ebenfalls durch die Gleichung (1) gegeben.
Fig. 5 zeigt eine Strombegrenzungsschaltung ohne Schwingungs­ erscheinungen gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Diese Schaltung ist in der Lage, Ströme auf zwei oder mehr Werten konstant zu halten. Diese Schaltung unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 1 darin, daß das Eingangssignal zu dem invertierenden Eingang 41 des Operationsverstärkers 4 keine Konstantspannung, son­ dern eine wählbare analoge Spannung ist, die über einen Ana­ logeingangsanschluß 26 eingegeben wird. Die Strombegrenzungs­ werte des Ausgangsstroms ID sind nach Maßgabe des Pegels die­ ser analogen Spannung wählbar. Das heißt, der Strombegren­ zungswert IDmax ist durch die folgende Gleichung (2) gegeben:
IDmax = n · VIN/RS (2)
in der VIN die analoge Eingangsspannung am Anschluß 26 ist.
Fig. 6 zeigt eine Strombegrenzungsschaltung ohne Schwingungs­ erscheinungen gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Auch diese Schaltung ist in der Lage, Ströme auf zwei oder mehr Werten konstant zu halten. Diese Schaltung unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 4 darin, daß ein Analogeingangsanschluß 26 vorgesehen ist, über den eine wählbare analoge Spannung an den nicht-invertieren­ den Eingang 42 des Operationsverstärkers 4 angelegt werden kann. Dies erlaubt es, den Strombegrenzungswert IDmax gemäß Gleichung (2) wählbar zu gestalten. Während in der in Fig. 4 gezeigten Schaltung der Ausgangsstufentransistor 11 normaler­ weise im Einschaltzustand ist, schaltet der Ausgangsstufen­ transistor 11 bei der Schaltung von Fig. 6 ab, wenn die Ein­ gangsspannung VIN am Eingangsanschluß 26 Null wird, und bleibt solange eingeschaltet, solange VIN positiv bleibt, wobei im Transistor 11 ein Strom mit einem Maximalwert fließt, der anhand von VIN durch die Formel (2) gegeben ist.
Während die obigen Ausführungsbeispiele in allen Fällen einen MOSFET 11 als Halbleiterleistungselement verwenden, kann jedes andere Halbleiterleistungselement einschließlich eines IGBT und eines bipolaren Leistungstransistors eingesetzt wer­ den. Außerdem kann ein solches Element entweder vom N-Kanal­ typ oder vom P-Kanaltyp sein. Wenn jedoch die Schaltungen der Fig. 4 und 6 in Verbindung mit einem bipolaren Transistor verwendet werden, muß ein Operationsverstärker 4 eingesetzt werden, der einen hohen Treiberstrom zu liefern imstande ist, damit ein ausreichender Basisstrom zur Verfügung steht.
Der Meßwiderstand 31 vereinfacht die Schaltungsauslegung, weil die Spannung über ihm direkt proportional dem Ausgangs­ strom des Ausgangsstufentransistors 11 ist. Darüberhinaus erleichtert er die Steuerung, weil in der Schaltung der Fig. 5 oder 6 die an den Anschluß 26 angelegte analoge Eingangs­ spannung und der Strombegrenzungswert in einem direkt propor­ tionalen Verhältnis stehen. Dessenungeachtet kann als Strom­ meßelement jedes beliebige Element verwendet werden, das eine auf dem Strom basierende Spannung erzeugt. Beispielsweise kann ein MOSFET verwendet werden.
Obwohl Verstärkungseinstellwiderstände 34 und 35 den Vorteil bieten, daß sie leicht integriert werden können und billig sind, kann stattdessen jedes beliebige andere Element, zum Beispiel ein Kondensator, als Verstärkungseinstellelement verwendet werden, sofern es eine Impedanz aufweist.
Der in den Schaltungen der Fig. 1 und 5 als Gatesteuertransi­ stor verwendete MOSFET 7 kann durch eine andere Transistorart einschließlich eines bipolaren Transistors und eines IGBT ersetzt werden.
Die Fig. 7 und 8 zeigen eine billige Konstantspannungsquelle als Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung, die ein­ gesetzt werden kann, selbst wenn die Versorgungsspannung für eine Strombegrenzungsschaltung gering ist. Bei diesen Schal­ tungen sind ein Verarmungs-N-Kanal-MOSFET 8 und ein Anreiche­ rungs-N-Kanal-MOSFET 9 in Reihe zwischen einen Stromquellen­ anschluß Vcc und einen Masseanschluß GND geschaltet. Der Sourceanschluß 82 und der Gateanschluß 83 des MOSFETs 8 sind miteinander verbunden, und der Drainanschluß 91 und der Gate­ anschluß 93 des MOSFETs 9 sind miteinander verbunden. Der Verbindungspunkt 50 zwischen den beiden MOSFETs 8 und 9 dient als Ausgangsanschluß.
Das Beispiel von Fig. 7 betrifft den Fall, wo die Konstant­ spannung VREF gegenüber Masse als Bezugspunkt erzeugt wird, während bei dem Beispiel von Fig. 8 die Konstantspannung VREF gegenüber der Speisespannung als Bezugspunkt erzeugt wird. In beiden Fällen handelt es sich bei den MOSFETs 8 und 9 um N- Kanal-MOSFETs, obwohl auch P-Kanal-MOSFETs verwendet werden können. Diese Konstantspannungsquelle ist billig, da sie lediglich aus zwei MOSFETs besteht, und kann nicht nur als Konstantspannungsquelle 5 für die in den Fig. 1 und 4 gezeig­ ten Ausführungsbeispiele, sondern auch als Konstantspannungs­ quelle für eine Überstromschutzschaltung und andere Strombe­ grenzungsschaltungen, wie beispielsweise in Fig. 2 gezeigt, eingesetzt werden.
Bei einer solchen aus der Verbindung eines Verarmungs-MOSFETs mit einem Anreicherungs-MOSFET gebildeten Schaltung, bei der der Gateanschluß und der Sourceanschluß des Verarmungs- MOSFETs verbunden sind und der Gateanschluß und der Drainan­ schluß des Anreicherungs-MOSFETs verbunden sind, ergibt sich der Drainstrom IDD des Verarmungs-MOSFETs aus der folgenden Gleichung und ist konstant, wenn die Spannung VDSD zwischen Drain und Source höher ist als der konstante Wert VDSSat:
IDD-(µD COXD WD/2 LD) VTHD 2.
In dieser Gleichung bezeichnet µD die Ladungsträgerbeweglich­ keit, COXD die Gateoxidfilmkapazität, WD die Kanalbreite, LD die Kanallänge und VTHD die Schwellenspannung.
Der Drainstrom IDE des Anreicherungs-MOSFETs ist durch fol­ gende Gleichung gegeben, wobei die Spannung zwischen Drain und Source von VDSE abhängt:
IDE = (µE COXE WE/2 LE) (VDSE-VTHD)2.
In dieser Gleichung bezeichnet µE die Ladungsträgerbeweglich­ keit, COXE die Gateoxidfilmkapazität, WE die Kanalbreite, LE die Kanallänge und VTHD die Schwellenspannung.
Da die Reihenschaltung der beiden Transistoren dazu führt, daß IDD = IDE, ergibt sich die folgende Gleichung für VDSE:
VDSE = (µD COXD WD LE/µE COXE WE LD)1/2 VTHD+VTHE
das heißt, VDSE wird konstant und kann als Konstantspannung eingesetzt werden. Da die minimale Versorgungsspannung, die den Einsatz der Schaltung als Konstantspannungsquelle er­ laubt, VDSSat oder VDSE ist und der Wert von VDSSat, wie auch der Wert von VTHE allgemein etwa 1 Volt beträgt, kann der Wert von VDSE auf 1 bis 2 Volt eingestellt werden, und der Wert von VDSSat + VDSE kann in diesem Fall auch auf 2 bis 3 Volt eingestellt werden. Mit anderen Worten, es ist möglich, eine Speisespannung von nur 2 oder 3 Volt zu verwenden.
Die Elemente in jedem einzelnen der obigen Ausführungsbei­ spiele können einschließlich der Konstantspannungsquelle auf einem Ein-Chip-Leistungs-IC integriert werden.

Claims (15)

1. Strombegrenzungsschaltung, umfassend ein Haupt-Halbleiterelement (11) mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluß (21, 22) sowie einem Steueran­ schluß (23),
ein Stromspiegelelement (12) mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluß (21, 24) sowie einem Steueranschluß (23), dessen erster Hauptanschluß und dessen Steueranschluß jeweils mit dem entsprechenden Anschluß des Haupt-Halbleiter­ elements (11) verbunden sind, während sein zweiter Hauptan­ schluß über ein Strommeßelements (31) mit dem zweiten Hauptan­ schluß des Haupt-Halbleiterelement (11) verbunden ist derart, daß das Stromspiegelelement (12) von einem Strom (IS) durch­ flossen wird, der dem Ausgangsstrom (ID) durch den ersten und den zweiten Hauptanschluß des Haupt-Halbleiterelements (11) proportional ist,
einen Operationsverstärker (4) zum Vergleich der Span­ nung zwischen den beiden Anschlüssen des Strommeßelements (31) mit einer Bezugsspannung, wobei das Eingangssignal zu den Steueranschlüssen (23) mittels des Ausgangssignals des Operationsverstärkers (4) derart steuerbar ist, daß der Aus­ gangsstrom (ID) des Haupt-Halbleiterelements (11) unter einem vorgegebenen Wert bleibt, wobei ferner die Bezugsspannung (VREF) an einem ersten Eingang (41) des Operationsverstärkers (4) anliegt, ein erstes Verstärkungseinstellelement (34) zwi­ schen einen zweiten Eingang (42) des Operationsverstärkers (4) und den zweiten Hauptanschluß des Stromspiegelelements (12) geschaltet ist und ein zweites Verstärkungseinstellele­ ment (35) zwischen den zweiten Eingang (42) des Operations­ verstärkers (4) und die Steueranschlüsse (23) geschaltet ist, und wobei die Impedanz des ersten Verstärkungseinstellele­ ments (34) um ein vorgegebenes Maß größer ist als die des zweiten Verstärkungseinstellelements (35).
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Ausgang (43) des Operationsver­ stärkers (4) mit dem Steueranschluß (73) eines Schaltelements (7) verbunden ist, dessen einer Hauptanschluß (72) mit dem zweiten Hauptanschluß (22) des Haupt-Halbleiterelements (11) verbunden ist und dessen anderer Hauptanschluß (71) an eine Verbindung zwischen einer Treiberschaltung (6) und dem Steueranschluß (23) des Haupt-Halbleiterelements (11) ange­ schlossen ist.
3. Schaltung nach Anspruch 2, bei der ein die Betriebs­ geschwindigkeit des Haupt-Halbleiterelements (11) begrenzen­ der Widerstand (33) zwischen den mit der Treiberschaltung (6) verbundenen Hauptanschluß (71) des Schaltelements (7) und den Steueranschluß (23) des Haupt-Halbleiterelements (11) ge­ schaltet ist.
4. Schaltung nach Anspruch 1, bei der der Ausgang (43) des Operationsverstärkers (4) mit dem Steueranschluß des Haupt-Halbleiterelements (11) verbunden ist.
5. Schaltung nach Anspruch 4, bei der ein die Betriebs­ geschwindigkeit des Haupt-Halbleiterelements (11) begrenzen­ der Widerstand zwischen den Ausgang (43) des Operationsver­ stärkers (4) und den Steueranschluß (23) des Haupt-Halblei­ terelements (11) geschaltet ist.
6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung die Ausgangsspannung einer Konstantspannungsquelle ist, die zwi­ schen den ersten Eingang (42) des Operationsverstärkers (4) und den zweiten Hauptanschluß (22) des Haupt-Halbleiterele­ ments (11) geschaltet ist.
7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung einem an den ersten Eingang (42) des Operationsverstärkers (4) an­ gelegten analogen Spannungswert äquivalent ist.
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Strommeßelement (31) ein Widerstand ist.
9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Strommeßelement ein MOSFET ist.
10. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Verstärkungseinstell­ element als Widerstand wirkt.
11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Verstärkungseinstell­ element ein Kondensator ist.
12. Schaltung nach einem der Ansprüche 2, 3 und 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß das an den Ausgang (43) des Operationsverstärkers (4) angeschlossene Schaltelement (7) ein MOSFET ist.
13. Schaltung nach einem der Ansprüche 2, 3 und 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß das an den Ausgang (43) des Operationsverstärkers (4) angeschlossene Schaltelement (7) ein bipolarer Transistor ist.
14. Schaltung nach einem der Ansprüche 2, 3 und 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß das an den Ausgang (43) des Operationsverstärkers (4) angeschlossene Schaltelement (7) ein bipolarer Transistor mit isoliertem Gate ist.
15. Konstantspannungsquelle für eine Strombegrenzungs­ schaltung, bei der ein Verarmungs-MOSFET (8), dessen Gatean­ schluß und Sourceanschluß zusammengeschaltet sind, mit einem Anreicherungs-MOSFET, dessen Gateanschluß und Drainanschluß zusammengeschaltet sind, in Reihe geschaltet ist, wobei der Verbindungspunkt zwischen den beiden MOSFETs (8, 9) als Aus­ gangsanschluß (50) dient.
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