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Diese Erfindung betrifft eine FM-(frequenzmoduliertes
Signal)-Empfangsschaltung und insbesondere eine
FM-Empfangsschaltung, die für den Einbau in einem Fahrzeug
geeignet ist.
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Eine FM-Empfangsschaltung ist gewöhnlich mit einer
Rauschsperrschaltung zur Verbesserung des
Signal/Rausch-Verhältnisses der Stereo-Ton-Signale ausgerüstet, und die
Rauschsperrschaltung reagiert auf das Spannungs-Signal von einer
Pegel-Detektorschaltung, die zur Ermittlung der Hüllkurve
des Zwischen-Frequenz-Signals vorgesehen ist, das aus dem
empfangenen FM-Signal erzeugt wird. Die
FM-Empfangsschaltung ist ferner mit einem Schalter ausgerüstet, welcher in
Abhängigkeit vom Pegel des FM-Signals den Betriebsmodus
zwischen dem Stereo- und Mono-Betrieb umschaltet, um das
S/R-Verhältniss zu verbessern und damit das Rauschen im
Ton-Signal zu unterdrücken. Die Umschaltfunktion wird
zuweilen als "Highblend-Funktion" bezeichnet.
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Ein typisches Beispiel einer FM-Empfangsschaltung, wie sie
im Oberbegriff des Anspruchs umrissen wird, ist in Fig. 1
der Zeichnungen dargestellt, und sie umfaßt einen
Eingangsteil 1, der mit einem Antennenanschluß 2 gekoppelt ist,
einen Zwischenfrequenz-Verstärker 3, eine
FM-Detektorschaltung 4, eine Rauschsperrschaltung 5, einen FM-Demodulator
6, der mit den Ausgangs-Anschlüssen L und R verbunden ist,
eine Pegel-Detektorschaltung 7 und eine
Tiefpaß-Filterschaltung 8, die mit einem Widerstand 9 und einem
Kondensator 10 ausgerüstet ist. Wenn die FM-Empfangsschaltung
eingeschaltet wird, werden FM-Signale empfangen und von dem
Antennen-Anschluß 2 in den Eingangsteil 1 eingespeist. Der
Eingangsteil 1 ist auf einen ausgewählten Frequenzbereich
abgestimmt und dementsprechend wird das FM-Signal von den
empfangenen Sender-Signalen aus dem ausgewählten
Frequenzbereich selektiert. Das FM-Signal wird in ein
Zwischenfrequenzsignal umgewandelt, als "IF-Signal" abgekürzt, und
dann wird das Zwischen-Frequenz-Signal in den
Zwischenfrequenz-Verstärker 3 eingespeist. Das Ausgangs-Signal des
Zwischenfrequenz-Verstärkers 3 wird zur Demodulation in ein
FM-Multiplex-Signal in die FM-Detektorschaltung 4
eingespeist. Der Zwischenfrequenz-Verstärker 3 besteht aus einer
Vielzahl in Kaskade verbundene Verstärker-Schaltungen, und
die Ausgangs-Signale der Verstärker-Schaltungen werden
durch eine zugeordnete Pegel-Detektorschaltung 7 ermittelt
und dann summiert. Dann erzeugt die Pegel-Detektorschaltung
7 ein Spannungs-Signal, welches der Hüllkurve des
Zwischenfrequenz-Signals folgt. Mit anderen Worten, das
Spannungssignal ist repräsentativ für die elektrische Feldstärke des
empfangenen FM-Sender-Signals. Die Pegel-Detektorschaltung
7 bewirkt ferner eine Gleichrichtung des Zwischenfrequenz-
Signals, und aus diesem Grunde wird auch das Audio-Signal
schwach demoduliert. Im Ergebnis wird der Pegel des
Spannungs-Signals nicht nur durch die elektrische Feldstärke
des empfangenen FM-Sender-Signals, sondern auch durch die
Audio-Signal-Komponente verändert. Andererseits beginnt die
Rauschsperrschaltung mit der Sperrwirkung, wenn die
Spannung eines Steuer-Signals, das in den Steuerknoten 5-1
eingespeist wird, unter einen bestimmten Pegel abfällt, und
auf Grund dessen wird das FM-Multiplex-Signal durch die
Rauschsperrschaltung 5 blockiert. Dann wird kein
FM-Multiplex-Signal in den Stereo-Demodulator 6 eingespeist. Wenn
die Spannung des in den Steuerknoten 6-1 eingespeisten
Steuer-Signals unter einen bestimmten Pegel absinkt,
bewirkt der Stereo-Demodulator 6 durch Steuerung der oberen
Grenzfrequenz eine allmähliche Verringerung des Stereo-
Trenn-Faktors zwischen den Signalen des rechten Kanals und
des linken Kanals. Somit schaltet der Stereo-Demodulator 6
schließlich den Betriebsmodus vom Stereo- in den
Mono-Betrieb um. Wenn das durch die Pegel-Detektorschaltung 7
erzeugte Spannungs-Signal direkt als Steuer-Signal in den
Steuerknoten 5-1 der Rauschsperrschaltung 5 eingespeist
wird, neigt das Spannungs-Signal dazu, wegen der darin
enthaltenen Audio-Signal-Komponente, von der Hüllkurve des
Zwischenfrequenz-Signals abzuweichen, was zuweilen zu
unbeabsichtigten Sperrfunktionen führt. Ähnlich wird, wenn das
Spannungs-Signal direkt als Steuer-Signal in den
Steuerknoten 6-1 des Stereo-Demodulators 6 eingespeist wird, der
Stereo-Demodulator G dazu veranlaßt, den Stereo-Trennfaktor
infolge der unbeabsichtigten Abnahme im Spannungspegel auf
Grund der Audio-Signal-Komponente zu verringern. Um diese
unerwünschte Wirkung zu umgehen, wird zwischen der Pegel-
Detektorschaltung 7 und den Steuerknoten 5-1 und 6-1 eine
Tiefpaß-Filterschaltung 8 eingefügt. Diese
Tiefpaß-Filterschaltung S soll die Audio-Signal-Komponente aus dem
Spannungs-Signal eliminieren, das von der
Pegel-Detektorschaltung 7 zugeführt wird, wodurch ein Spannungs-Signal erzeugt
wird, welches keine Audio-Signal-Komponente mehr enthält.
Mit anderen Worten, die Tiefpaß-Filterschaltung 8 bewirkt,
daß sich das Spannungs-Signal im wesentlichen nur in
Abhängigkeit von der elektrischen Feldstärke verändern kann.
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Infolge der Einfügung der Tiefpaß-Filterschaltung in die
FM-Empfangsschaltung entsprechend dem Stand der Technik
begegnet man jedoch dem folgenden Problem. Wenn ein Radio,
das mit der in Fig. 1 dargestellten FM-Empfangsschaltung
ausgerüstet ist, in einem Fahrzeug eingebaut wird, das dann
durch eine abgeschattete Straße oder einen Tunnel fährt,
wird das in der Pegel-Detektorschaltung 7 erzeugte
Spannungs-Signal wegen der Verringerung der elektrischen
Feldstärke des FM-Sender-Signals im Pegel rasch abfallen. Da
die Tiefpaß-Filterschaltung 8 für die Eliminierung der
Audio-Signal-Komponente eine große Zeitkonstante besitzt,
wird deshalb das Spannungs-Signal, das im Pegel rasch
abfällt,
verzögert wiedergegeben. Das verzögerte
Spannungssignal wird der Rauschsperrschaltung 5 und dem
Stereo-Demodulator 6 als Steuer-Signal zugeführt und verzögert damit
die Funktionen derselben. Dies führt zu unangenehmem
Rauschen.
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Es ist deshalb eine wichtige Aufgabe der vorliegenden
Erfindung eine FM-Empfangsschaltung bereitzustellen, welche
frei von dem Problem der in Fig. 1 der Zeichnungen
gezeigten FM-Empfangsschaltung nach dem Stand der Technik ist.
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Zur Erfüllung dieser Aufgabe schlägt die vorliegende
Erfindung vor, für eine schnelle Reaktion die Zeitkonstante der
Tiefpaß-Filterschaltung zu ändern, wie in dem
kennzeichnenden Teil des Anspruchs umrissen wird.
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In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird eine
FM-Empfangs-Schaltung bereitgestellt, bestehend aus a)
einer Eingangsschaltung zur Auswahl eines FM-Signals aus
den FM-Sender-Signalen und zur Erzeugung eines Zwischen-
Frequenzsignals auf Basis des FM-Signals; b) einer Audio-
Signal-Erzeugungs-Einrichtung, die zur Erzeugung von Audio-
Signalen mit dem Zwischen-Frequenz-Signal versorgt wird,
und die auf ein erstes Steuer-Signal zur Eliminierung der
Rauschkomponenten infolge einer raschen Veränderung der
elektrischen Feldstärke des FM-Signals reagiert; c) einer
Pegel-Detektorschaltung, in die das von der Audio-Signal-
Erzeugungs-Einrichtung übertragene Zwischen-Frequenz-Signal
eingespeist wird und die ein Spannungs-Signal erzeugt, das
repräsentativ ist für die Hüllkurve des Zwischen-Frequenz-
Signals; d) einer Tiefpaßfilterschaltung, die eine
Zeitkonstante für die Erzeugung eines ersten Steuer-Signals auf
Basis des Spannungs-Signals aufweist, und die auf ein
zweites Steuer-Signal mit einer Veränderung der Zeitkonstante
reagiert; e) einer Hochpaß-Filterschaltung für die
Differentiation des Spannungs-Signals zur Erzeugung eines
Differential-Signals;
und f) einer Gleichrichterschaltung zur
Gleichrichtung des Differential-Signals für die Erzeugung
des zweiten Steuer-Signals.
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Die Merkmale und Vorteile einer FM-Empfangs-Schaltung
entsprechend der vorliegenden Erfindung werden besser
verständlich durch die folgende Bechreibung, die in Verbindung
mit den beiliegenden Zeichnungen erfolgt, in welchen:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild darstellt, das die Schaltungs-
Anordnung einer FM-Empfangs-Schaltung nach dem Stand
der Technik zeigt;
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Fig. 2 ein Blockschaltbild darstellt, das die Schaltungs-
Anordnung einer FM-Empfangs-Schaltung entsprechend
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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Fig. 3 ein Diagramm darstellt, das die Kurvenverläufe
wesentlicher Signale zeigt, die in der in Fig. 2
gezeigten FM-Empfangs-Schaltung erzeugt werden; und
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Fig. 4 ein Schaltbild darstellt, das die
Schaltungs-Anordnung eines wesentlichen Teiles einer anderen
FM-Empfangs-Schaltung entsprechend der vorliegenden
Erfindung zeigt.
Erstes Ausführungsbeispiel
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In Fig. 2 der Zeichnungen wird die Schaltungs-Anordnung
einer FM-Empfangs-Schaltung entsprechend der vorliegenden
Erfindung gezeigt. Ein Eingangsteil 1, ein
Zwischenfrequenz-Verstärker 3, eine FM-Detektorschaltung 4, eine
Rauschsperrschaltung 5, ein FM-Demodulator 6 und eine
Pegel-Detektorschaltung 7 entsprechen in ihrer
Schaltungsanordnung denen der in Fig. 1 gezeigten FM-Empfangsschaltung
nach dem Stand der Technik und werden deshalb im Folgenden
nicht weiter beschrieben..
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Die FM-Empfangs-Schaltung enthält ferner eine
Tiefpaß-Filterschaltung 18 mit einer veränderlichen Zeitkonstante zur
Erzeugung eines ersten Steuer-Signals auf Basis des von der
Pegel-Detektorschaltung 7 gelieferten Spannungs-Signals.
Die Tiefpaß-Filterschaltung 18 wurde in Übereinstimmung mit
der vorliegenden Erfindung verbessert und dementsprechend
zusätzlich zu dem Widerstand 9 und dem Kondensator 10 mit
einem Schalter 30 und einem Umgehungsanschluß 27
ausgerüstet. Die FM-Empfangs-Schaltung entsprechend der
vorliegenden Erfindung enthält ferner eine Hochpaß-Filterschaltung
19 zum Differenzieren des Spannungs-Signals, eine
Gleichrichterschaltung 20 und eine Treiberschaltung 21. Die
Tiefpaß-Filterschaltung 18 ist an ihrem Eingangsanschluß 22 mit
der Pegel-Detektorschaltung 7 verbunden, und an ihrem
Ausgangsanschluß 23 sind parallel die Rauschsperrschaltung 5
und der FM-Demodulator 6 angeschlossen. Die
Tiefpaß-Filterschaltung 18 besitzt ferner einen Steuerknoten 24, in den
das zweite Steuer-Signal von der Treiberschaltung 21
eingespeist wird. Die Tiefpaß-Filterschaltung 18 besitzt eine
Zeitkonstante, die durch die Kapazität des Kondensators 10
und den Wert des Widerstandes 9 bestimmt ist, die
Zeitkonstante wird jedoch bei Vorhandensein des zweiten Steuer-
Signals dadurch verändert, daß der Ausgangsanschluß 23 mit
dem Umgehungsanschluß 27 verbunden wird.
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Nachfolgend wird unter Bezugnahme auf Fig. 3 der
Zeichnungen das Betriebsverhalten der FM-Empfangs-Schaltung
beschrieben. Wenn die elektrische Feldstärke der FM-Signale
konstant ist, wird kein zweites Steuer-Signal in den
Steuerknoten 24 der Tiefpaß-Filterschaltung 18 eingespeist. Die
Tiefpaß-Filterschaltung 18 besitzt eine Zeitkonstante, die
durch den Wert des Widerstandes 9 und die Kapazität des
Kondensators 10 bestimmt ist, und die
Audio-Signal-Komponente wird aus dem Spannungs-Signal, das von der
Pegel-Detektorschaltung 7 eingespeist wird, eliminiert, womit das
erste Steuer-Signal die Rauschsperrschaltung 5 und den
Stereo-Demodulator 6 in ähnlicher Weise steuern kann, wie bei
der FM-Empfangs-Schaltung nach dem Stand der Technik.
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Wenn jedoch die elektrische Feldstärke der FM-Signale zur
Zeit t1 rasch abfällt, wird die durch die
Pegel-Detektorschaltung 7 erzeugte Spannung ebenfalls in Form der Kurve S
abfallen. Das Spannungs-Signal wird nicht nur in die
Tiefpaß-Filterschaltung 18 eingespeist, sondern auch in die
Hochpaß-Filterschaltung 19, und folglich liefert die
Hochpaß-Filterschaltung 19 ein Ausgangs-Spannungs-Signal mit
dem Kurvenverlauf B. Mit dem Kurvenverlauf B des Spannungs-
Signals erzeugt die Gleichrichterschaltung 20 ein
Spannungs-Signal, das den Kurvenverlauf C besitzt, und das die
Treiberschaltung 21 aktivieren kann. Wenn die
Treiberschaltung 21 aktiviert ist, schafft der Schalter 30 einen
Leitungspfad zwischen dem Umgehungsanschluß 27 und dem
Ausgangsanschluß 23, und aus diesem Grunde verringert die
Tiefpaß-Filterschaltung 18 ihre Zeitkonstante. Der Wert der
Zeitkonstante wird so erniedrigt, daß die
Tiefpaß-Filterschaltung 18 für das erste Steuer-Signal den Kurvenverlauf
D erzeugt, welcher im Vergleich mit dem Kurvenverlauf E,
der durch die Tiefpaß-Filterschaltung erzeugt wird, die in
der FM-Empfangsschaltung entsprechend dem Stand der Technik
enthalten ist, rasch im Spannungspegel abfällt. Durch den
raschen Abfall des ersten Steuer-Signals schalten die
Rauschsperrschaltung 5 und der FM-Demodulator 6 den
Betriebsmodus schnell um, um das unangenehme Rauschen zu
beherrschen, wodurch die Ansprech-Kenndaten verbessert
werden.
Zweites Ausführungsbeispiel
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In Fig. 4 der Zeichnungen ist die Schaltungsanordnung des
wesentlichen Teiles, welcher die vorliegende Erfindung
kennzeichnet, ausführlich dargestellt. Der in Fig. 4
dargestellte wesentliche Teil wird durch die
Tiefpaß-Filterschaltung 18, die Hochpaß-Filterschaltung 19, die
Gleichrichterschaltung 20 und die Treiberschaltung 21 gebildet,
die übrige Anordung ähnelt dagegen der in Fig. 2
dargestellten,
und wird deshalb nachfolgend nicht weiter
beschrieben.
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In der Tiefpaßfilterschaltung 18 bildet eine Stromquelle 11
in der Kombination mit den bipolareren Transistoren Q1 bis
Q3, Q8 bis Q12, Q14 bis Q16 und Q21 bis Q23 eine
Konstantstrom-Speiseschaltung, un die bipolaren Transistoren Q4 bis
Q7 beziehungsweise Q17 bis Q20 bilden
Eingangs-Pufferschaltungen. Die bipolaren Transistoren Q24 und Q25 und der
Widerstand R2 bilden zusammen eine Ausgangspuffer-Schaltung,
und der bipolare Transistor Q13 dient als Schalter. Eine
Stromquelle 13 und die bipolaren Transistoren Q27 und Q28
bewirken insgesamt das Verschieben eines
Gleichstrom-Vorspannungspegels, und die Widerstände R5 und R6, die
bipolaren Transistoren Q29 und Q30 und die Stromquelle 12 bilden
in Kombination eine Differential-Verstärker-Schaltung,
welche wiederum zusammen mit den Widerständen R3 und R4 und
dem Kondensator C2 die Hochpaß-Filterschaltung 19 bildet.
Der bipolare Transistor Q31 dient als
Gleichrichterschaltung, und seine Emitteranschlüsse und seine Basisanschlüsse
sind mit den Kollektoranschlüssen der bipolaren
Transistoren Q29 beziehungsweise Q30 verbunden. Die durch den
Widerstand R3 und den Kondensator C2 bestimmte Zeitkonstante
wird in der Weise gewählt, daß einer allmählichen
Veränderung des am Anschluß 28 angelegten Spannungs-Signals
gefolgt werden kann, und deshalb ist der Kollektorspannungs-
Pegel des bipolaren Transistors Q 29 unter üblichen
Empfangsbedingungen im wesentlichen gleich dem
Kollektorspannungs-Pegel des bipolaren Transistors Q30, der bipolare
Transistor Q31 verbleibt dann im Aus-Zustand. Wenn der
Spannungspegel am Anschluß 28 rasch abfällt, folgt der
Basisspannungspegel des bipolaren Transistors Q29 dem
schnellen Abfall, der Kondensator C2 kann jedoch den
Basisspannungspegel am bipolaren Transistor Q30 halten. Dies führt
dazu, daß der Kollektorspannungs-Pegel des bipolaren
Transistors Q29 höher ist, als der des bipolaren Transistors
Q30. Dadurch schaltet der bipolare Transistor Q31 ein.
Andererseits fällt der Kollektorspannungspegel des bipolaren
Transistors Q29 gegenüber dem des bipolaren Transistors Q30
ab, wenn die Spannung am Anschluß 28 rasch ansteigt, und
deshalb schaltet der bipolare Transistor Q31 aus. Auf diese
Weise wird ein rascher Abfall der elektrischen Feldstärke
eines FM-Sendersignals festgestellt. Die bipolaren
Transistoren Q32 und Q33 und der Widerstand R7 bilden insgesamt
die Treiberschaltung 21, und der Anschluß 29 ist mit dem
Steuerknoten 24 verbunden, um das zweite Steuer-Signal zu
übertragen. Der Kondensator C1 und der Widerstand R1
entsprechen dem Kondensator C10 beziehungsweise dem Widerstand
R9.
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Wenn die elektrische Feldstärke der FM-Signale konstant
ist, bleiben die bipolaren Transistoren Q 31 bis Q33
ausgeschaltet, so daß kein zweites Steuer-Signal in den
Steuerknoten 24 der Tiefpaß-Filterschaltung 18 eingespeist wird.
Dann schaltet der bipolare Transistor Q13 ein, die
bipolaren Transistoren Q14 bis Q23 sind jedoch ausgeschaltet. Die
Tiefpaß-Filterschaltung 18 besitzt die durch den Wert des
Widerstandes R1 und die Kapazität des Kondensators C1
bestimmte Zeitkonstante, und die Audio-Signal-Komponente wird
aus dem Spannungs-Signal eliminiert, das von der
Pegel-Detektorschaltung 7 eingespeist wird, so daß das erste
Steuer-Signal die Rauschsperrschaltung 5 und den
FM-Demodulator 16 steuern kann, wie bei der FM-Empfangsschaltung
nach dem Stand der Technik.
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Wenn sich jedoch die elektrische Feldstärke der FM-Signale
zur Zeit t1 plötzlich verringern, fällt auch der Pegel des
durch die Pegel-Detektorschaltung 7 erzeugten Spannungs-
Signals entsprechend Kurve A ab. Das Spannungs-Signal wird
nicht nur in die Tiefpaß-Filterschaltung 18, sondern auch
in die Hochpaß-Filterschaltung 19 eingespeist, und
dementsprechend liefert die Hochpaß-Filterschaltung 19 den
Kurvenverlauf
B für ein Differential-Signal, das an dem
Kollektoranschluß des bipolaren Transistors Q29 erscheint. Aus
dem Differential-Signal erzeugt die Gleichrichterschaltung
20 am Basisanschluß des bipolaren Transistors Q33 einen
Kurvenverlauf C, deshalb schaltet der bipolare Transistor
Q33 ein und bewirkt, daß der bipolare Transistor Q13
ausschaltet. Wenn der bipolare Transistor Q13 ausschaltet,
wird die aus den bipolaren Transistoren Q14 bis Q23
gebildete Schaltung aktiviert, und folglich verändert sich die
Zeitkonstante der Tiefpaß-Filterschaltung 18 auf einen
Wert, der durch die Ausgangs-Impedanz des bipolaren
Transistors Q20 der Emitterfolger-Konfiguration und die Kapazität
des Kondensators C1 bestimmt ist. Der Wert der
Zeitkonstante wird so verringert, daß die Tiefpaß-Filterschaltung
18 den Kurvenverlauf D für das erste Steuer-Signal erzeugt,
welcher im Vergleich zum Kurvenverlauf E, der durch die
Tiefpaß-Filterschaltung erzeugt wird, die in der
FM-Empfangsschaltung nach dem Stand der Technik enthalten ist,
rasch erniedrigt wird. Durch den raschen Abfall des ersten
Steuer-Signals werden die Ansprech-Kenndaten der
Rauschsperrschaltung 5 und des FM-Demodulators 6 verbessert.
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Obwohl spezielle Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindung gezeigt und beschrieben wurden, ist es für den
Fachmann naheliegend, daß verschiedene Änderungen und
Modifikationen vorgenommen werden können, ohne den Bereich der
Erfindung zu verlassen.