DE3003123A1

DE3003123A1 - Ueberstromschutzschalter fuer einen leistungstransistor

Info

Publication number: DE3003123A1
Application number: DE19803003123
Authority: DE
Inventors: Leonard Abraham Kaplan
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1979-01-29
Filing date: 1980-01-29
Publication date: 1980-08-07
Also published as: GB2042297A; FI73548C; DE3003123C2; ES488056A0; NZ192727A; FI800176A; AT392375B; AU5481480A; IT1130234B; US4225897A; SE8000492L; IT8019490A0; AU527758B2; JPS6260847B2; KR830002446A; SE441881B; ES8204565A1; KR830001456B1; ATA44580A; JPS55102911A

Description

RCA 71,202

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor

Die Erfindung betrifft eine Überstromschutzschaltung für Leistungstransistoren, d.h. Transistoren, die zur Übertragung von Leistung an Lasten von Regler- oder Verstärkerschaltungen benutzt werden, und ähnliche Transistoren, und insbesondere auf Überstromschutzschaltungen, bei denen keine Stromfühlwiderstände in Reihe mit den HauptStromstrecken der geschützten Transistoren eingefügt sind.

Normalerweise wird ein Überstromschutz gewöhnlich durch eine oder zwei grundsätzliche Schutzprinzipien vorgesehen, die beide einen Stromfühlwiderstand in Reihe mit der Hauptstromstrecke des geschützten Transistors enthalten. Bei der nichtlinearen gegengekoppelten Schaltung wird der Spannungsabfall an einem Stromfühlwiderstand, der in Reihe mit der Kollektor-Emitter-Strecke des geschützten Transistors liegt, einem Schwellwertdetektor zugeführt, der dann reagiert, wenn der Spannungsabfall einen vorbestimmten Schwellwert überschreitet, und den dem geschützten Transistor zur Verfügung stehenden Basistroiber-

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strom herabsetzt. Bei der nichtlinearen Begrenzerschaltung werden die kombinierten Spannungen über der Basis-Emitter-Strecke des geschützten Transistors und einem in Reihe damit liegenden Stromfühlwiderstand auf einen durch einen Begrenzer bestimmten Maximalwert beschränkt.

Für die Anwendung bei einem Leistungsverstärker ist ein in Reihe mit der Kollektor-Emitter-Strecke des geschützten Transistors liegender Stromfühlwiderstand jedoch unerwünscht. Der Spannungsabfall am Fühlwiderstand verringert unerwünschterweise den Spannungsänderungsbereich, der über der Kollektor-Emitter-Strecke des geschützten Transistors verfügbar ist, und damit die von einem Verstärker, in welchem der geschützte Transistor verwendet wird, verfügbare Leistung. In dem Fühlwiderstand wird auch einige Leistung verbraucht, wenn durch den geschützten Transistor höherer normaler Strom fließt. Diese Leistung ist als Verlustleistung zu betrachten, welche den Wirkungsgrad des Verstärkers unerwünscht herabsetzt. Ein anderes Problem tritt bei monolithischen integrierten Schaltungen auf, da sich die Stromfühlwiderstände nicht in einem angemessen kleinen Teil der integrierten Schaltung ausbilden lassen, weil sie niedrige Widerstände (typischerweise ein Bruchteil von einem Ohm) haben müssen und erheblichen Strom aushalten müssen (typischerweise einige Ampere). Es besteht daher ein großes Bedürfnis nach einer überstromschutzschaltung, welche ohne Stromfühlwiderstände in Reihe mit den Kollektor-Emitter-Strecken der geschützten Transistoren auskommt.

Der Erfinder der hier zu beschreibenden Erfindung hat herausgefunden, daß der innere Emitterwiderstand des Transistors selbst als Stromfühlwiderstand für einen Überstromschutz herangezogen werden kann, so daß ein separater Stromfühlwiderstand nicht mehr nötig ist. Ein Problem hierbei besteht darin, daß der innere . Emitterwiderstand nur eine relativ kleine lineare Komponente hat, also derjenige Term, für den der Spannungsabfall in festem Verhältnis zum Emitterstrom des geschützten Transistors steht. Die vorherrschende Komponente des inneren Emitterwiderstandes ist ein logarithmischer Ausdruck, also ein Term, wo der Span-

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nungsabfall in festem Verhältnis zum Logarithmus des Emitterstroms des geschützten Transistors steht. Hierdurch wird es sehr schwierig - und im praktischen Sinne in der Tat unmöglich - Potentialänderungen an diesem inneren Emitterwiderstand durch übliche Schwellwertdetektoren oder Begrenzerschaltungen festzustellen, da derartige Schaltungen im allgemeinen Elemente mit Halbleiterübergängen verwenden, deren Leitwert-Eingangsspannungs-Kennlinie antilogarithmisch verläuft, so daß sie nicht genügend empfindlich oder genau sind, um einen vorherbestimmbaren Überstromschutz zu bieten. Eine Vorherbestimmbarkeit und Reproduzierbarkeit des Ergebnisses ist besonders wichtig bei Überstromschutzschaltungen in monolithischer integrierter Ausbildung, da die Verwendung von Komponenten, die für einen exakten Wert ausgewählt oder justiert sind, zu vermeiden ist, wo immer möglich.

Ein weiteres Problem besteht darin, daß der innere Emitterwiderstand des geschützten Transistors eine besonders starke Abhängigkeit von der Betriebstemperatur des geschützten Transistors hat. Diese Erscheinung muß man berücksichtigen, wenn man den Schwellwert bestimmt, bei welchem der Transistorüberstromschutz geboten werden soll.

Die Erfindung löst diese Probleme in einer überstromschutzschaltung, die folgendes enthält: Einen Referenz- oder Bezugstransistor, mit dem der geschützte Transistor thermisch gekoppelt ist, so daß die Betriebstemperatur des Bezugstransistors mit derjenigen des geschützten Transistors gleichläuft, und der so geschaltet ist, daß durch seine Kollektor-Emitter-Strecke ein vorbestimmter Stromwert fließt; eine Differenzvergleichsschaltung, welche die Emitter-Basis-Potentiale des geschützten und des Bezugstransistors als Differenz miteinander vergleicht und eine Anzeige eines überstromzustandes bezüglich des geschützten Transistors liefert, wenn immer das Emitter-Basis-Potential des geschützten Transistors im Vergleich zum Emitter-Basis-Potential des Bezugstransistors um einen bestimmten Betrag ansteigt; und eine auf diese Anzeige ansprechende Einrichtung zur Begrenzung

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eines weiteren Anstiegs des dem geschützten Transistor zur Verfügung stehenden Basistreiberstroms.

Die Erfindung ist in den beiliegenden Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Schaltbild eines quasilinearen Verstärkers mit einem paar Ausgangstransistoren, die eine Last im AB-Gegentaktbetrieb ansteuern, wobei für die Ausgangstransistoren ein überstromschutz durch je eine überstromschutzschaltung gemäß der Erfindung geboten wird;

Fig. 2, 3, 4 und 5 Schaltbilder weiterer überstromschutzschaltungen gemäß der Erfindung, welche die eine oder andere der SchutzSchaltungen gemäß Fig. 1 ersetzen können;

Fig. 6, 7 und 8 Schaltbilder von Abwandlungen, die bei den in den Fig. 1 bis 5 gezeigten Ausführungen der Erfindung getroffen werden können;

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Stromversorgungsschaltung, die vorteilhafterweise bei den erfindungsgemäßen Schaltungen verwendet werden kann; und

Fig. 10 ein Schaltbild einer anderen Stromversorgungsschaltung, die vorteilhafterweise bei den dargestellten Ausführungsformen der Erfindung verwendbar ist.

Dem in Fig. 1 dargestellten quasilinearen Verstärker werden zu verstärkende Eingangssignale am Anschluß SIG IN zugeführt und gelangen auf eine Treiberstufe DS. Die Treiberstufe DS liefert Ströme I₁ und I₂ für AB-Betrieb, welche gleiche positive Ruhekomponenten haben. Bei Amplituden des Eingangssignals in einer Richtung hat I₁ positiv gerichtete Amplituden, die seiner positiven Ruhekomponente überlagert sind, und bei Eingangssignalamplituden in der anderen Richtung hat I_? positiv gerichtete Amplituden, die ebenfalls seiner positiven Ruhekomponente überlagert sind. Die Treiberstufe DS kann beispielsweise von der Art

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sein, wie sie in der US-PS 3 573 645 (Erfinder CF. Wheatley, Jr., mit dem Titel "Phase-Splitting Amplifier", Ausgabetag 6. April 1971) beschrieben ist.

Die Treiberstufe DS liefert den Strom I₁ mit einer relativ großen Quellenimpedanz an die Basiselektrode eines in Kollektorgrundschaltung betriebenen npn-Verstärkertransistors Q1, der dadurch stromgesteuert wird, und an den npn-Leistungstransistor Q2, der an seiner Basis durch den vom Transistor Q1 gelieferten Emitterstrom angesteuert wird, der ja aufgrund von dessen Basisstrom I- fließt. Die Treiberstufe DS liefert den Strom I„ aus einer relativ hohen Quellenimpedanz an die Basis des in Kollektorgrundschaltung betriebenen npn-Verstärkertransistors Q3, der dadurch stromgesteuert wird, und an den npn-Leistungstransistor Q4, der an seiner Basis vom Emitterstrom des Transistors Q2 angesteuert wird, wobei dieser Emitterstrom aufgrund des Basisstroms I~ fließt.

Die Kollektor-Emitter-Kreise der Transistoren Q2 und Q4 sind in Reihe geschaltet für die zwischen den Anschlüssen Masse und B+ zugeführte Betriebsspannung, und sie sind ferner so geschaltet, daß sie am Anschluß SIG OUT ein Gegentakttreibersignal liefern, an den über einen Gleichspannungsblockkondensator C1 eine Last LM angeschlossen ist. Eine B+Boosterschaltung mit einem Boosterkondensator C2 zwischen den Anschlüssen SIG OUT und B+ BOOST und ein Widerstand R1 zwischen den Anschlüssen B+ und B+ BOOST liefern eine Spannung an den Kollektor von Q1 und die Treiberstufe DS, die bei positiven Signalamplituden am Anschluß SIG OUT über B+ ansteigt, so daß der Transistor Q2 in den Sättigungszustand gesteuert werden kann. Durch die Verbindung des Kollektors von Q3 mit dem Emitter von Q1 kann Q4 in die Sättigung gelangen. Die soweit beschriebene Verstärkerschaltung ist im Prinzip bekannt .

Der npn-Transistor Q5 ist der Bezugstransistor, welcher die Emitter-Basis-Off setspannung V_Rpnc· liefert, gegenüber welcher die Emitter-Basis-Offsetspannung V_R„_o4 des Transistors Q4, welcher

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dieselbe Emitterspannung wie Q5 hat, verglichen wird. Der Transistor Q5 ist mit einer direkten Kollektor-Basis-Rückführung versehen, durch welche seine Emitter-Basis-Spannung so eingestellt wird, daß sein Kollektorstrom praktisch gleich dem Gleichstrom I₃ ist, der von einer Stromquelle IS1 an einen Knoten 10 geliefert wird, an welchen der Kollektor des Transistors Q5 über die Anschlüsse T1 und T2 angeschlossen ist.

Der npn-Transistor Q7 ist der Bezugstransistor, welcher das Emitter-Basis-Off setpotential V"_BEO7 liefert, mit welchem die Emitter-Basis-Spannung V~ des Transistors Q2 verglichen wird, welcher dasselbe Basispotential wie Q7 hat. Q7 ist ein Verstärkertransistor in Kollektorgrundschaltung, dessen Emitterstrom zu großem Teil fließt, um den Kollektorstrombedarf des npn-Transistors Q8 zu liefern, der dem Emitter des Transistors Q7 über Anschlüsse T3 und T4 zugeführt wird. Q8 und der npn-Transistor Q9 sind Hilfsspiegeltransistoren in einem Doppelausgangsstromspiegelverstärker mit dem Transistor Q5 als Hauptspiegeltransistor und einem Eingangsanschluß bei 11 sowie Ausgangsanschlüssen bei 12 und 13 und einem Bezugsanschluß bei 14. Unter der Annahme, daß die effektiven Flächen ihrer jeweiligen Emitter-Basis-Übergänge gleich gemacht sind, wie dies durch die eingekreisten Einsen bei ihren jeweiligen Emitterelektroden angedeutet ist, haben die Transistoren Q7 und Q5 gleiche Emitter-Basis-Offsetpotentiale ^VDt^-7 bzw. V_™,-. (Dies gilt wegen der Stromspiegelverstärkerwirkung zwischen Q5 und Q7 und der Emittergrundschaltung des Transistors Q8, der auf den Emitter des für ihn als Kollektorlast wirkenden Transistors Q7 arbeitet.)

Jeder der Leistungstransistoren Q2 und Q4 wird in der Praxis durch eine entsprechende Mehrzahl parallelgeschalteter Transistoren in monolithischer integrierter Schaltungsweise ausgebildet, wobei die äquivalente effektive Fläche des Emitter-Basis-Übergangs des Leistungstransistors gleich der Summe der effektiven Flächen der Emitter-Basis-Übergänge der parallelgeschalteten Einzeltransistoren ist. In jedem Falle sind die äquivalenten

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effektiven Flächen der Emitter-Basis-Übergänge der Transistoren Q2 und Q4 als m-mal so groß dargestellt wie die effektiven Flächen der Emitter-Basis-Übergänge der Transistoren Q7 bzw. Q5, wobeim eine positive Zahl ist. Damit ergibt sich, daß die Offsetspannungen über den Emitter-Basis-Übergängen der Transistoren Q2 und Q4 um den Faktor (KT/q)ln m bei gleichen Stromwerten kleiner als die Offsetspannungen an den Emitter-Basis-Übergängen der Transistoren Q 7 bzw. Q5 sind. Dieses Ergebnis erhält man durch eine Betrachtung der bekannten Gleichung für die Transistorwirkungsweise

V_BE = (KT/q)ln (I /AJ_g)

wobei V_ßE die Emitter-Basis-Spannung des Transistors ist, K die Boltzmann-Konstante,

T die absolute Temperatur des Emitter-Basis-Übergangs, q die Ladung eines Elektrons,
I der Ausgangsstrom des Transistors;

A die effektive Fläche des Transistor-Emitter-Basis-Übergangs, und
J_c die mittlere Stromdichte durch den Emitter-Basis-

Übergang des Transistors, wenn V_D„ den Nullwert hat. Die Transistören Q5 und Q7 sind in enger thermischer Kopplung mit den Transistoren Q4 bzw. Q2 angeordnet, so daß die Betriebstemperaturen der Transistoren Q5 und Q7 mit denjenigen der Transistoren Q4 bzw. Q2 gleichlaufen.

Die jeweiligen Emitter-Basis-Potentiale V^₀- und V_BEQ7 der Transistoren Q2 und Ql werden differenzmäßig durch ein Paar npn-Transistoren Q1O und Q11 in sogenannter Long-Tail-Schaltung verglichen, wobei der Kollektor des Transistors Q9 dem Verbindungspunkt der beiden Emitter den Tail-Strom entzieht. Bei der dargestellten Schaltung ist dieser Tail-Strom im wesentlichen gleich I_, jedoch können auch andere Schaltungen zur Erzeugung des Tail-Stromes verwendet werden. Bei normalen Ausgangsstrombedingungen ist V_REo2 wesentlich kleiner als ^v _BE07· ^So spannt

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das der Basis des Transistors Q11 zugeführte Emitterpotential des Transistors Q2, das positiver als das der Basis des Transistors Q1O (über die Anschlüsse T4 und T3) zugeführte Emitterpotential des Transistors Q7 ist, den Transistor Q11 so vor, daß er den als Kollektorstrom von Q9 fließenden Tail-Strom führt und Q1O in den Sperrzustand vorgespannt wird. Wenn jedoch beim Transistor Q2 ein überstromzustand vorliegt, dann steigt V_n„_._o an und spannt Q11 so vor, daß er weniger leitet und Q1O in den Leitungszustand vorgespannt wird. Der Leitungszustand von Q1O läßt somit den überstromzustand des Transistors Q2 erkennen. Der Kollektor von Q1O ist an die Basis von Q1 angeschlossen und begrenzt dessen Basistreiberstrom in Abhängigkeit von der Anzeige des Überstromzustandes für den Transistor Q2, wobei der Kollektorstrombedarf des Transistors Q1O, wenn dieser leitet, befriedigt wird durch die Abzweigung eines Teils des Stromes I₁ vom Basistreiberstrom zu Q1 und damit zu Q2.

Ein Gleichlauf der Betriebstemperaturen der Transistoren Q2, Q7, Q1O und Q11 läßt das überstromabfühlen unempfindlich von diesen Betriebstemperaturen werden. Dies ist der Fall, weil gerade ein bestimmter Unterschied zwischen den Emitter-Basis-Spannungen der Transistoren Q2 und Q7, der proportional zu (KT/q) und damit zu T ist, einem bestimmten festen Verhältnis zwischen ihren Ausgangsströmen über einen großen finderungsbereich von T zugeordnet ist, und dieser gleiche Unterschied, der proportional (KT/q) zwischen den Emitter-Basis-Spannungen von Q1O und Q11 ist, ist einem festen Verhältnis zwischen ihren Ausgangsströmen zugeordnet.

Durch Verwendung von npn-Transistoren Q1O und Q11 in einer Long-Tail-Schaltung zum Differenzvergleich von V_ßE02 und V_ßEO^ wird eine direkte Zuführung des Kollektorstrombedarfs des Transistors Q1O zum I₁-Ausgang der Treiberstufe DS erleichtert, ohne daß dazu eine Pegelverschiebungsschaltung nötig wäre.

Die jeweiligen Emitter-Basis-Potentiale V_BEO- und V_BEO5 der Transistoren Q4 und Q5 werden differenzmäßig durch ein Paar

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pnp-Transistoren Q12 und Q13 in Long-Tail-Schaltung verglichen. Die Stromquelle IS2 liefert einen Gleichstrom I, als Tail-Strom an den Verbindungspunkt zwischen den Emittern der Transistoren Q12 und 13. I-> und I. können gleich groß gemacht werden, so daß eine Anpassung der überstromschutzeigenschaften der die Transistoren Q2 und Q4 schützenden Schaltungen erleichtert wird.

Bei normalen AusgangsStrombedingungen ist ν_βΕ0. wesentlich kleiner als V_ßEOr. Im Vergleich zum Basispotential von Q₁-, das (über die Anschlüsse T1 und T2) der Basis von Q12 zugeführt wird, ist das der Basis von Q13 zugeführte Basispotential von Q4 weniger positiv und spannt so den Transistor Q12 in den Sperrzustand vor. Bei Überstrombedingungen für den Transistor Q4 steigt jedoch V_RFn4 an und spannt Q13 so vor, daß dieser weniger leitet und Q12 in den Leitungszustand gerät. Der dann fließende Kollektorstrom von Q12 läßt den Überstromzustand in Q4 erkennen. Diese Anzeige gelangt zum Eingangsanschluß 21 eines Stromspiegelverstärkers mit den npn-Transistoren Q14 und Q15, der einen Ausgangsanschluß 22 zur Basis des Transistors Q3 und einen Bezugsanschluß 23 zum Masseanschluß hat. Unter Steuerung durch den Kollektorstrom von Q12 wird durch den Transistor Q15 am Punkt ein Kollektorstrom gleicher Größe verlangt. Diese Amplitudengleichheit der Kollektorströme von Q12 und Q15 ergibt sich infolge der Wirkung des Stromspiegels mit den Transistoren Q14 und Q15, deren Stromverstärkung im wesentlichen gleich -1 ist, weil die effektiven Flächen der Emitter-Basis-Übergänge von Q14 und Q15 im Verhältnis 1:1 stehen, wie die eingekreisten Einsen bei ihren jeweiligen Emitterelektroden andeuten. Der Kollektorstrombedarf des Transistors Q15 wird befriedigt durch einen Teil von I_?, so daß ein weiterer Anstieg des Basistreiberstroms für Q3 und damit für Q4 begrenzt wird.

Fig. 2 zeigt eine alternative Überstromschutzschaltung für einen Leistungstraijsistor, etwa den Transistor Q2 des Gegentaktverstärker gemäß Fig. 1, unter Verwendung von pnp-Transistoren Q16 und Q17 statt der npn-Transistoren Q1O oder Q11 in der Long-Tail-Schaltung, zum Vergleich der Spannungen V_o„_„ und

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durch Differenzbildung. Positiver Tail-Strom wird den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren Q16 und Q17 zugeführt, beispielsweise unter Verwendung einer Stromspiegelverstärkerschaltung der Transistoren Q18 und Q19 zur Invertierung des Kollektorstroms von Q9, wie dies gezeigt ist. Bei normalen Ausgangsstrombedingungen spannt die kleinere Spannung V_BEO2 die Basis des Transistors Q17 auf einen beträchtlich positiveren Wert vor, als die größere Spannung V_BEQ7 die Basis des Transistors Q16 vorspannt. Somit führt Q16 den gesamten Tail-Strom vom Kollektor des Transistors Q19, und Q17 wird gesperrt. Liegen bei Q2 jedochüberstrombedingungen vor, dann wächst V_RFO„ an und spannt Q16 so vor, daß dieser weniger leitet und Q17 in den Leitungszustand kommt. Der Kollektorstrom des Transistors Q17 wird dem Eingangsanschluß 31 eines Stromspiegelverstärkers mit npn-Transistoren Q20 und Q21 zugeführt, dessen Ausgangsanschluß 32 mit der Basis des Transistors Q1 und dessen Bezugsanschluß 33 mit Masse verbunden ist. In Abhängigkeit vom Kollektorstrom des Transistors Q17 steht der Kollektorstrombedarf des Transistors Q21, der durch I₁ befriedigt wird und ein weiteres Ansteigen des Basistreiberstroms für Q1 und damit für Q2 begrenzt.

Eine weitere alternative überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor wie den Transistor Q2 des Gegentaktverstärkers gemäß Fig. 1 ist in Fig. 3 dargestellt. Ebenso wie die Transistoren Q10 und Q11 in Fig. 1 werden npn-Transistoren Q22 und Q23 zum Vergleich der Emitter-Basis-Spannung V_BEO2 des geschützten Transistors Q2 mit der Emitter-Basis-Spannung des als Diode geschalteten npn-Bezugstransistors 24 verwendet. Jedoch vergleichen die Transistoren Q22 und Q23 die Basisspannungen der Transistoren Q2 und Q24 anstatt deren Emitterspannungen, welche auf dem gleichen Potential liegen, weil sie ohne zwischengeschaltete Elemente zusammengeschaltet sind. Eine Stromspiegelverstärkerschaltung mit pnp-Transistoren 25 und 26 hat einen Eingangsanschluß 41, dem der Kollektorstrombedarf des Transistors Q8 zugeführt wird, und einen Ausgangsanschluß 42, der einen Durchlaßvorspannungsstrom (proportional zum Kollektorstrombedarf des Transistors Q8) an den als Diode geschalteten Bezugstransistor 24

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liefert, und der Bezugsanschluß der Schaltung ist an B+ angeschlossen. Bei normalen Stromwerten im Transistor Q 2 ist Q22 so vorgespannt, daß er den gesamten Tail-Strombedarf am Kollektor des Transistors Q9 führt und diesen mit B+ verbindet. Liegt beim Transistor Q2 ein Überstromzustand vor, dann spannt die vergrößerte Spannung V_Rpr.« den Transistor Q23 in den Leitungszustand vor, den Transistor Q22 dagegen so, daß er weniger leitet. Der Kollektor von Q23 ist an die Basis von Q1 angeschlossen, und sein Kollektorstrombedarf wird geliefert durch Abzweigung eines Teils des Stromes I₁ von der Basis des Transistors Q1 , um einen weiteren Anstieg des Basistreiberstroms für Q1 und damit für Q2 zu begrenzen.

Eine Modifikation der Schaltung gemäß Fig. 3 ist in Fig. 4 gezeigt. Hier ersetzt ein pnp-Emitterfolgertransistor Q28 den als Diode geschalteten npn-Transistor Q24 als Bezugstransistor. Dadurch verringert sich der Anteil des Kollektorstroms des Transistors Q26, der durch den Anschluß SIG OUT führt. Wegen der Kollektorgrundschaltung kann der Transistor Q28 ein sogenannter Vertikaltransistor sein, dessen Kollektor im Substrat einer üblichen monolithischen integrierten Schaltung liegt und der eine Isolierung gegenüber anderen Schaltungselementen mittels gesperrter Halbleiterübergänge benutzt, anstatt daß man einen Transistor mit lateralem Aufbau benutzt, wenn dies gewünscht ist.

Fig. 5 zeigt eine weitere Abwandlung unter Verwendung von pnp-Differenzvergleichstransistoren Q29 und Q3O anstatt von npn-Transistoren Q22 und Q23. Die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren Q29 und Q3O erhalten Strom in gleicher Weise wie die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren Q16 und Q17 in Fig. 2 und ein Stromspiegelverstärker mit den Transistoren Q21 und Q22 wird verwendet, um den Kollektorstrom des Transistors Q29 bei überstrombedingungen der Basis des Transistors Q1 zuzuführen.

Die als Differenzvergleichsschaltungen benutzten Long-Tail-Schaltungen sind mit symmetrischen Transistoren Q1O und Q11,

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Q12 und Q13, Q16 und Q17, sowie Q22 und Q23 dargestellt, bei denen es sich in jedem Paar um angepaßte Transistoren handelt. Jedoch kann die effektive Fläche des Emitter-Basis-Übergangs des Transistors Q11 η-mal so groß wie die Emitter-Basis-Fläche des Transistors Q1O gemacht werden, wobei η eine Zahl größer als Eins ist, und damit erhält man eine unsymmetrische Long-Tail-Schaltung, welche den Wert, bei dem der überstromschutz für den geschützten Transistor Q2 gegeben ist, gegenüber dem Pegel des Kollektor-Emitter-Stroms im Vergleichstransistor Q7 anhebt. Andere Long-Tail-Paare können zum gleichen Zweck ähnlich unsymmetrisch gemacht werden.

Ein anderes Verfahren zum Anheben des Pegels, bei welchem der Überstromschutz für den geschützten Transistor eintritt gegenüber dem Pegel des durch den Bezugstransistor fließenden Stromes, besteht in der Nachahmung der Verringerung der Fläche des Bezugstransistors, und dies kann man erreichen durch Addieren des Spannungsabfalls über einen Widerstand zur Basis-Emitter-Spannung des Transistors. Fig. 6 zeigt die Einfügung eines Widerstandes R1 zwischen die Anschlüsse T1 und T2 zur Erhöhung der Emitter-Basis-Spannung V_RFO5 des Bezugstransistors Q5 bei der Schaltung gemäß Fig. 1. Fig. 7 zeigt die Einfügung eines Widerstandes R2 zwischen die Anschlüsse T3 und T4 zur Erhöhung der Emitter-Basis-Spannung V _o7 des Bezugstransistors Q7 in den Schaltungen gemäß Fig. 1 oder Fig. 2. Fig. 8 zeigt die Einfügung eines Widerstandes R3 zwischen die Anschlüsse T5 und T6 zur Erhöhung der Emitter-Basis-Spannung ^v _BEq24 ^des Bezugstransistors 24 in der Schaltung gemäß Fig. 3 oder zur Erhöhung der Emitter-Basis-Spannung V_p_npo des Bezugstransistors Q28 in den Schaltungen gemäß Fig. oder 5. Die Unabhängigkeit des überstromschutzes von der Betriebstemperatur kann aufrechterhalten werden, wenn man den Strom I., mit einem solchen Temperaturkoeffizient versieht, daß der Spannungsabfall an einem Widerstand wie R1, R2 oder R3 proportional mit der absoluten Temperatur sich ändert, bei welcher der geschützte und der Bezugstransistor betrieben werden.

Eine gute Möglichkeit hierfür besteht in der Verwendung einer

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Stromquelle IS1, bei welcher der gelieferte Strom I- proportional dem Strom in einem Widerstand ist, an dem eine Spannung proportional KT/q gehalten wird, indem sie gleich der Differenz zwischen den Emitter-Basis-Spannungen zweier bei gleicher Temperatur betriebener Transistoren gehalten wird, und bei welcher der Widerstand bei gleicher Temperatur betrieben wird und den gleichen Temperaturkoeffizienten wie die Widerstände R1, R2 oder R3 hat. Zweipolstromregler dieser grundsätzlichen Art sind unter anderem beschrieben

a) im US-Patent 3 629 691 vom 21. Dezember 1971 mit dem Titel "Current Source" von Wheatley,

b) im US-Patent 3 911 353 vom 7. Oktober 1975 mit dem Titel

"Current Stabilizing Arrangement" von van de Plassche,

c) im US-Patent 3 930 172 vom 30. Dezember 1975 mit dem Titel "Input Supply Independent Circuit" von Dobkin, und

d) im US-Patent 4 063 149 vom 13. Dezember 19 77 mit dem Titel "Current Regulating Circuits" von Crowle.

Fig. 9 zeigt irgend einen dieser Zweipolstromregler IREG, der mit einem Anschluß an den Anschluß T2 des quasilinearen Verstärkers gemäß¹ Fig. 1 angeschlossen ist und mit seinem anderen Anschluß an den Eingang 51 eines Stromspiegelverstärkers CMA und dann über dessen Eingangskreis an seinen Bezugsanschluß 53 und damit an die Betriebsspannung B+. Der Ausgang 52 des Stromspiegelverstärkers CtIA liefert einen Tailstrom 4 proportional zu I₃ an die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren Q12 und Q13.

Man kann auch eine proportional zu KT/q verlaufende Spannung an einem der Widerstände R1, R2 und R3 erzeugen, wenn man an diesen einen Spannungsabfall gleich der Differenz der Emitter-Basis-Spannungen zweier Transistoren entstehen läßt. Fig. 10 zeigt eine Schaltung ähnlich der im US-Patent 3 629 691 beschriebenen Schaltung zur Erzeugung einer Spannung gleich der Differenz zwischen den Emitter-Basis-Potentialen V_Rpnc- und V_ß , der npn-Transistoren Q5 und Q6 über R1.

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Wer in der einschlägigen Technik bewandert ist, wird anhand der vorstehenden Offenbarung leicht zahlreiche Schaltungsabwandlungen im Rahmen der Erfindung finden, und die beiliegenden Ansprüche sollen mit ihrem Schutzberexch alle solche Überstromschutzschaltungen im Sinne der vorstehenden Erfindung umfassen.

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Claims

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RCA 71,202 Sch/Vu
U.S. Ser. No. 007,499
vom 29. Januar 19 79

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

( 1) !Elektronische Schaltung mit einem geschützten Transistor mit einer Kollektorelektrode und einem zwischen einer Basis- und einer Emitterelektrode befindlichen Emitter-Basis-Ubergang, welcher so geschaltet ist, daß ihm ein Basistreiberstrom und eine Emitter-Kollektor-Spannung zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet , daß für den geschützten Transistor (Q2,Q4) eine Uberstromschutzschaltung vorgesehen ist, die folgende Teile aufweist:

einen Bezugstransistor (Q7,Q5), der eine Kollektorelektrode und einen Emitter-Basis-Übergang zwischen einer Basis- und einer Emitterelektrode hat und mit dem geschützten Transistor thermisch derart gekoppelt ist, daß die Betriebstemperatur des Bezugstransistors mit derjenigen des geschützten Transistors gleichläuft,

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eine mit dem Bezugstransistor verbundene Stromquelle (IS1,Q8), die durch dessen Kollektor-Emitter-Strecke einen Strom vorbestimmten Wertes fließen läßt,

eine Differenzvergleichsschaltung (010,011,012,013), die so geschaltet ist, daß sie die Emitter-Basis-Spannung des geschützten Transistors (Q2,Q4) mit derjenigen des Bezugstransistors (Q7,Q8) vergleicht und bei Überstromzustand des geschützten Transistors eine Anzeige liefert, wenn dessen Emitter-Basis-Spannung um einen vorbestimmten Betrag im Vergleich zur Emitter-Basis-Spannung des Bezugstransistors ansteigt,

und eine Auswärtsschaltung (Q1,Q3), welche in Abhängigkeit von der Anzeige des überstromzustandes ein weiteres Ansteigen des Basistreiberstroms für den geschützten Transistor begrenzt.
2) Überstromschutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzvergleichsschaltung enthält ein paar weitere Transistoren (Q10,Q11;Q12,Q13) gleichen Leitungstyps mit Eingangs-, Ausgangs- und Bezugselektroden, die in Long-Tail-Schaltung zusammengeschaltet sind, wobei durch Koppelschaltungen (T3,T4;T1,T2) die Emitter-Basis-Potentiale des Bezugstransistors und des geschützten Transistors jeweils einer der Eingangselek-

und troden der weiteren Transistoren zugeführt werden*ein Tail-Strom (von Transistor Q9 bzw. IS2) einem Verbindungspunkt der Bezugselektroden der weiteren Transistoren zugeführt wird, und daß die Anzeige eines Überstromzustandes an der Ausgangselektrode desjenigen der weiteren Transistoren (Q1O;Q12) angezeigt werden, der bei nicht auftretendem Überstromzustand am wenigsten leitet.
3) überstromschutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzvergleichsschaltung enthält

einen Widerstand (R2;R1;R3), der in Reihe mit der Kollektor-Emitter-Strecke des Bezugstransistors liegt und denselben vorbestimmten Stromwert führt und durch Schaltungselemente (T3,T4; T1,T2;T5,T6) so geschaltet ist, daß sein Spannungsabfall, der von dem vorbestimmten Stromwert abhängt, sich zum Emitter-Basis-

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Potential des Bezugstransistors (Q5;Q7;Q24;Q28) hinzuaddiert, so daß eine Summeηspannung zwischen dem ersten Ende des Widerstandes der Basis- oder Emitterelektrode des Bezugstransistors einschließlich einer Verbindung der anderen Basis- bzw. Emitterelektrode des Bezugstransistors mit dem zweiten Ende des Widerstandes entsteht,

ein paar weitere Transistoren (Q1O,Q11;Q12,Q13;Q16,Q17;Q22,Q23; Q29,Q3O) gleichen Leitungstyps mit Eingangs-, Ausgangs- und Bezugselektroden, die in Long-Tail-Schaltung zusammengeschaltet sind, wobei Schaltungselemente (Basisverbindungen von Q11;Q17;Q23; Q3O) zur Zuführung des Emitter-Basis-Potentials des geschützten Transistors zur Eingangselektrode eines der weiteren Transistoren und Schaltungsteile (T3,T4;T5,T6) zur Zuführung der Summenspannung zur Eingangselektrode des anderen der weiteren Transistoren vorgesehen sind, und eine Stromquelle (Q9;IS2;Q18,Q19;Q9;Q19) zur Zuführung eines Tail-Stroms an den Verbindungspunkt der Bezugselektroden der weiteren Transistoren vorgesehen ist, und eine Auswertschaltung (Q1;Q14,Q15;Q2O,Q21) zur Lieferung einer Anzeige eines überstromzustandes von der Ausgangselektrode desjenigen der weiteren Transistoren (Q1O;Q12;Q23,Q29), der bei nicht vorhandenem überstromzustand am wenigsten leitet.
4) überstromschutzschaltung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung (IS1), infolge deren der Bezugstransistor einen vorbestimmten Stromwert führt, enthält:

einen weiteren Widerstand (R1;R3;R2), zwischen dessen Enden mit Hilfe einer Schaltungseinrichtung eine Spannung erzeugt wird, die gleich der Differenz zwischen den Emitter-Basis-Spannungen eines Transistorpaares (Q5,Q6) ist, und eine Einrichtung (IREG) zur Erzeugung des Stromes vorbestimmten Wertes proportional zu dem durch den weiteren Widerstand fließenden Strom.
5) Überstromschutzschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (IS1), die den Bezugstransistor den Strom vorbestimmten Wertes führen läßt, eine Schaltungsein-

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richtung (IREG) enthält, welche zwischen den Enden des Widerstandes (R1;R3;R2) eine Spannung entstehen läßt, die gleich der Differenz zwischen den Emitter-Basis-Spannungen eines Transistorpaares (Q5,Q6) ist.

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