SE441881B - Elektronisk overstromsskyddskrets - Google Patents

Description

8000492-2 2 de måste ha små resistanser (vanligen en bråkdel av en ohm) samt förmåga att leda en betydande ström (vanligen några ampere). Det är således mycket önskvärt att åstadkomma en metod för över- strömskydd där man kan undvara behovet av strömavkänningsmot- ,stånd i serie med skyddade transistorers bana mellan kollektor och emitter.

Enligt föreliggande uppfinning har det visat sig att den inre emitterresistansen hos själva transistorn kan utnyttjas såsom strömavkänningsmotståndet för överströmskydd, varigenom man kan undvara ett separat strömavkänningsmotstånd. Ett problem som uppstår vid detta tillvägagångssätt är att den inre emitter- resistansen har endast en förhållandevis liten linjär term såsom en komposant, dvs. en term där potentialfallet står i en fixerad proportion till den skyddade transistorns emitterström. Huvud- delen av den inre emitterresistansen är en logaritmisk term, dvs. en term där potentialfallet står i en fixerad proportion till logaritmen för den skyddade transistorns emitterström.' Detta gör det mycket svårt, och t.o.m. omöjligt i praktiken, att avkänna potentialändringar över ifrågavarande inre emitter- resistans medelst en konventionell tröskelvärdesdetektor eller ett klippningsorgan, eftersom dessa organ i regel utnyttjar halvledarövergångsorgan med en karakteristik omfattande anti- logaritmisk strömledning ställd mot ingångsspänningen, varför de inte är tillräckligt känsliga eller noggranna för att möjlig- göra ett förutsägbart överströmskydd. Förutsägbarhet och repro- ducerbarhet av resultatet är särskilt önskvärda i överström- skyddskretsar i form av integrerade monolitkretsar, eftersom man skall undvika att använda komponenter som har valts för eller inreglerats till ett korrekt värde närhelst detta är möjligt.

Ytterligare ett problem ligger i att den inre emitter- resistansen hos den skyddade transistorn har ett utpräglat be- roende av den skyddade transistorns arbetstemperatur. Man måste taga hänsyn till detta fenomen då man fastställer den tröskel- värdesnivå där transistoröverströmskyddet skall tillhandahållas.

Enligt föreliggande uppfinning löses dessa problem 8000492-2 3 med en elektronisk överströmskyddskrets med en skyddad transistor med bas- och emitterelektroder och med en emitter-basövergâng mellan desamma, varjämte nämnda transistor är försedd med en kollektorelektrod och är ansluten för mottagning av en basdrivström och en emitter-kollektorpotential, varvid denna överströmskyddskrets utmärks av de särdrag som är angivna i den kännetecknande delen av bifogade huvudkrav och i underkraven.

Uppfinningen kommer att beskrivas i detalj under hänvisning till bifogade ritningar, på vilka fig. l visar ett kopplingsschema över en kvasilinjär förstärkare med ett par utgångstransistorer som driver en belastning i mottakt klass AB, varvid dessa utgångstransistorer får överströmskydd medelst var sin överströmskyddskrets som utgör en utföringsform enligt föreliggande uppfinning, fig. 2, 3, U och 5 är kopplingsscheman över ytterligare överströmskyddskretsar som utgör utföringsformer av föreliggande uppfinning och som kan ersätta den ena eller andra överströmskyddskretsen som är visade i fig. 1, fig. 6, 7 och 8 visar kopplingsscheman över modifikationer som kan göras i de i fig. 1-5 visade utföringsformerna av uppfinningen, fig. 9 är ett blockschema över ett strömmatningsarrangemang som med fördel kan utnyttjas i utföringsformer enligt uppfinningen, och fig. 10 är ett kopplingsschema som visar ett annat strömmatningsarrangemang som med fördel kan utnyttjas i utföringsformer enligt föreliggande uppfinning.

Den i fig. 1 visade kvasilinjära förstärkaren mottar ingångssignaler som skall förstärkas vid ett uttag som är betecknat SIG IN, varvid dessa signaler matas till ett drivsteg DS. Drivsteget DS avger strömmar Il och Iz i klass AB, vilka 000492-2 4 strömmar har lika stora och positiva viloströmkomposanter.

Strömmen Il har ett positivt riktat gensvar på utsvängningar hos ingångssignalen i den ena riktningen överlagrade på dess positiva viloströmkomposant, och strömmen I2 har ett positivt riktat gensvar på utsvängningar hos ingångssignalen i den andra riktningen överlagrade på dess positiva viloströmkomposanter.

Drivsteget kan exempelvis vara utfört enligt den amerikanska patentskriften 5 575 645.

Drivsteget DS tillför strömmen Il från en källa med förhållandevis stor impedans till baselektroden hos en i en gemensamkollektorförstärkare ingående NPN-transistor Ql så att transistorn Ql kommer att drivas i strömmoden resp. till NPN- -effekttransistorn Q2, som vid sin baselektrod drivs av emitter- strömgensvaret hos transistorn Q1 till den korresponderande Il-basdrivningen. Drivsteget DS tillför strömmen I2 från en källa med relativt stor impedans till baselektroden hos en i en gemensamkollektorförstärkare ingående NPN-transistor Q3 så att transistorn Q3 drivs i strömmoden och slutligen till NPN- -transistorn Q4 som vid sin baselektrod drivs av transistorns Q2 emitterströmgensvar på den motsvarande I2-basdrivningen.

Transistorernas Q2 och Q4 kretsar mellan kollektor och emitter är inkopplade i serie så att de mottar en arbets- potential som påläggs mellan jord- och B+-uttagen och som är anordnad att åstadkomma mottaktdrivning vid utgången SIG UT, varvid denna drivning är visad kopplad genom en likström- blockeringskondensator Cl till ett belastningsorgan LM. En E+-förstärkarkrets som innefattar en förstärkarkondensator C2 mellan uttagen SIG UT resp. B+-FÖRSTÄRKN och ett motstånd Bl mellan B+- och B+-FÖRSTÄRKN-uttagen tillför en spänning till transistorns Ql kollektor och till drivsteget DS, vilken spänning stiger över B+ då signalen vid SIG UT gör positiva utsvängningar, varvid transistorn Q drivs till mättad ström- ledning. Anslutningen av transistorns Q3 kollektor till tran- sistorns Ql emitter möjliggör att transistorn Q4 kan drivas till mättad strömledning. Förstärkaranslutningarna som hittills har beskrivits är av en typ son1var allmänt känd inom tekniken 8000492-2 5 vid tidpunkten då uppfinningen gjordes.

NPN-transistorn Q5 är referenstransistorn som ger den emitter-basförskjutningspotential VBEQ5,med vilken transis- torns Q4 emitter-basförskjutningspotential VBEQÄ jämförs, var- vid transistorn Q4 har samma emitterspänning som transistorn Q5.

Transistorn Q5 har en direktkopplad kollektor-basåterkoppling som inställer denna transistors emitter-basspänning så att transistorn kräver en kollektorström som är väsentligen lika med likströmmen I5 som tillförs från en strömkälla ISl till en knutpunkt lO, till vilken transistorns Q5 kollektorelektrod är ansluten via uttagen Tl och T2.

NPN-transistorn Q7 är referenstransistorn som ger den emitter-basförskjutningspotential VBEQ7, med vilken tran- sistorns Q2 emitter-basspänning VBEQ2 jämförs, varvid transis- torn Q2 har samma baspotential som transistorn Q7. Transistorn Q? är en gemensamkollektorförstärkartransistor, vars emitter- ström flyter i sin huvuddel för att tillfredsställa kollektor- strömkravet hos NPN-transistorn Q8 som är ansluten till tran- sistorns Q7 emitter via uttagen T5 och TÅ. Transistorn Q8 och NPN-transistorn Q9 är slavspegeltransistorerna i en strömspegel- förstärkare med två utgångar och inkluderande transistorn Q5 som huvudspegeltransistorn som har en ingàngsanslutning vid ll, utgångsanslutningar vid 12 och 13 och som har en gemensam- anslutning vid 14. Om det antas att de effektiva partierna hos de respektive emitter-basövergångarna görs lika, såsom är antytt medelst de omskrivna siffrorna "l" intill transistorer- nas Q7 och Q5 respektive emitterelektroder, kommer de sist- nämda transistorerna att ha lika emitter-basförskJutnings- potentialer VÉEQ7 resp. VBEQ5 beroende på strömspegelförstärkar- verkan mellan transistorerna Q5 och Q8 samt på gemensamemitter- förstärkarverkan hos transistorn Q8 som arbetar in i transis- torns Q7 emitter såsom den sistnämnda transistorns kollektor- belastning.

Vardera av effekttransistorerna Q2 och Q4 är vanligen i praktiken bildad av ett flertal parallellkopplade transisto- rer i en integrerad monolitkrets, varvid den ekvivalenta effektiva arean hos effekttransistorns emitter-basövergång ut- öUU0492-2 6 gör summan av de effektiva areorna hos emitter-basövergångarna i dess parallellkopplade komponenttransistorer. I varje fall är de ekvivalenta effektiva areorna hos transistorernasQ2 och Q4 emitter-basövergångar visade m gånger så stora som de effek- tiva areorna hos transistorernas Q7 och Q5 respektive emitter- -basövergángar, varvid m är ett positivt tal. Detta resulterar i att förskjutningspotentialerna hos transistorernas Q2 och Q4 emitter-basövergångar blir mindre än motsvarande potentialer över transistorernas Q7 och Q5 respektive emitter-basövergångar, varvid minskningsfaktorn utgör (KT/q)1Z m vid likartade ström- nivåer. Detta resultat erhålls genom att man studerar den föl- jande allmänt kända ekvationen som beskriver transistorverkan: VBE = (m/qwfl (I /AJSJ där VÉE är transistorns emitter-basspänning, K är Boltzmanns konstant, T är den absoluta temperaturen hos transistorns emitter-basövergång, q är laddningen hos en elektron, I är transistorns utgångsström, A är den effektivq arean hos tran- sistorns emitter-basövergång och JS är genomsnittsdensiteten hos strömflödet genom transistorns emitter-basövergàng när VBE har värdet noll. Transistorerna Q5 och Q7 är anordnade i nära termisk koppling med de respektive transistorerna Q4 och Q2, varigenom arbetstemperaturerna hos transistorerna Q5 och Q7 bringas att nära ansluta sig till arbetstemperaturerna hos transistorerna Q4 och Q2.

De respektive emitter-baspotentialerna VÉEQ2 och VÉEQ7 hos transistorerna Q2 och Q7 Jämförs differentiellt medelst ett par NPN-transistorer QIO och Qll i s.k. långsvans- parkoppling, varvid kollektorn hos transistorn Q9 uttar s.k. svansström från sammankopplingen av transistorernas emittrar.

I den visade kopplingen är denna svansström väsentligen lika med I , men andra arrangemang för att alstra svansströmmen kan utnyttjas. Under normala utgångsströmbetingelser blir VBEQ2 betydligt mindre än VBEQ7. Således gäller att den mera positiva emitterpotentialen hos transistorn Q2 som påläggs 8000492-2 7 transistorns Qll bas i jämförelse med emitterpotentialen hos transistorn Q7 som (via uttagen T4 och Tj) påläggs transistorns QlO bas medför att transistorn Qll får sådan förspänning att den leder den svansström som krävs såsom kollektorström i tran- sistorn Q9 samt ger transistorn QlO sådan förspänning att den blir oledande. När emellertid transistorn Q2 utsätts för över- strömmar kommer VBEQ2 att öka, varigenom transistorn Qll får sådan förspänning att dess strömledning minskas, varjämte transistorn QlO får sådan förspänning att den blir strömledan- de. Det förhållandet att transistorn QlO leder ström utgör så- ledes en indikering av överströmtillståndet i transistorn Q2.

Transistorns QlO kollektor är ansluten till transistorns Ql bas och har till uppgift att begränsa basströmdrivningen till transistorn Q1 såsom gensvar på denna indikering av ett över- strömtillstånd i transistorn Q2, varvid kollektorströmkravet hos transistorn QlO, då denna är strömledande, uppfylls genom att en del av strömmen Il avlälnkas från den matande basdriv- ningen till transistorn Ql och således till transistorn Q2.

Det bör observeras att det förhållandet att arbets- temperaturerna hos transistorerna Q2, Q7, Ql0 och Qll följer med medför att överströmavkänningen blir okänslig för dessa arbetstemperaturer. Härvid gäller att eftersom precis på samma sätt som en bestämd skillnad mellan transistorernas Q2 och Q7 emitter-basspänningar, vilken är proportionell mot (KT/q) och således mot T, hör samman med ett bestämt fixerat för- hållande mellan nämnda transistorers utgàngsströmmar inom ett stort variationsintervall för T, hör samma mot(KT/q) propor- tionell skillnad mellan transistorernas Q1O och Qll emitter- -basspänningar samman med ett fixerat förhållande mellan de- sammas utgångskretsar.

Genom att man arbetar med NPN-transistorerna Ql0 och Qll i en s.k. långsvansparkoppling för att differentiellt jäm- föra spänningarna VBEQ2 och VBEQ7 underlättas direkt tillförsel av den begärda kollektorströmmen hos transistorn QIO till Il-utgången från drivsteget DS utan att man behöver anordna nivåförskjutningskretsar. 8000492-2 8. _ De respektive emitter-baspotentialerna VBEQ4 och VBEQ5 hos transistorerna Q4 och Q5 jämförs differentiellt medelst ett par PNP-transistorer Ql2 och Qlj i s.k. långsvansparkopp- ling. Strömkällan IS2 tillför en likström I4 såsom svansström till sammankopplingen mellan transistorernas Ql2 och Qlj emitterelektroder. Strömmarna I3 och I4 kan göras lika stora för att underlätta anpassning av överströmskyddskarakteristi- korna hos kretsarna som skyddar transistorerna Q2 och Q4.

Under normala utgångsströmbetingelser är VBEQ4 be- tydligt mindre än VÉEQ5. Den mindre positiva baspotentialen hos transistorn Q4, som påläggs basen hos transistorn Qlj, i jämförelse med baspotentialen hos transistorn Q5, som (via uttagen Tl och T2) påläggs basen hos transistorn Ql2, kommer således att ge transistorn Qlj sådan förspänning att den leder svansströmmen I4 och kommer att ge transistorn Ql2 sådan för- spänning att den blir oledande. När emellertid transistorn Q4 utsätts för överströmmar kommer VBEQ4 att öka, varigenom transistorn Qlj får sådan förspänning att dess strömledning minskar medan transistorn Ql2 får sådan förspänning att den blir strömledande. Den resulterande kollektorströmmen hos transistorn Ql2 utgör en indikering av överströmtillståndet i transistorn Q4. Denna indikering tfllförs ingångsanslut- ningen 21 hos en strömspegelförstärkare som inkluderar NPN- -transistorerna Ql4 och Ql5 och som har en utgångsanslutning 22 till transistorns Q3 bas jämte en gemensam anslutning 23 till jorduttaget. Såsom gensvar på transistorns Ql2 kollektor- ström kräver transistorn Ql5 en kollektorström med lika ampli- tud vid 22. Orsaken till likheten mellan amplituderna hos kollektorströmmarna itransistorerna Ql2 och Ql5 är att ström- spegelförstärkaren med transistorerna Ql4 och Ql5 har en strömförstärkning som är väsentligen lika med -l,emedan de effektiva areorna hos emitter-basövergàngarna hos transisto- rerna Ql4 och Ql5 står i förhållandet 1:1, såsom är markerat medelst de omskrivna siffrorna "l" nära dessa transistorers respektive emitterelektroder. Transistorns Ql5 krav på kollek- torström uppfylls av en del av strömmen I2, varigenom ytter- ligare ökning i basdrivningen till transistorn Q5 och således 8000492-2 9 till transistorn Q4 begränsas.

Fig. 2 visar en alternativ överströmskyddskrets för en effekttransistor, såsom transistorn Q2 i den mottaktkopplade förstärkaren enligt fig. 1, varvid PNP-transistorerna Ql6 och Ql7 nu används i stället för NPN-transistorerna QlO och Qll i långsvansparkonfiguration för att differentiellt jämföra VBEQ2 och VBEQ7. Positiv svansström tillförs till de samman- kopplade emitterelektroderna hos transistorerna Ql6 och Ql7, t.ex. genom att man använder sig av en strömspegelförstärkar- koppling med PNP-transistorerna Ql8 och Q19 för att invertera kollektorströmmen hos transistorn Q9, såsom är visat. Under normala utgångsströmbetingelser kommer den mindre spänningen VBEQZ att ge transistorns Q? bas sådan förspänning att den får ett betydligt mera positivt värde än vad som erhålls då den större spänningen VÉEQ7 ger förspänning ät transistorns Ql6 bas. Transistorn Ql6 kommer således att leda hela svans- strömmen från transistorns Ql9 kollektor, medan transistorn Ql7 blir oledande. När emellertid transistorn Q2 utsätts för överströmmar kommer spänningen VBEQ2 att öka, varigenom tran- sistorn Ql6 får en sådan förspänning att dess strömledning minskar, varjämte transistorn Ql7 får en sådan förspänning att den blir strömledande. Transistorns Ql7 kollektorström matas till ingångsanslutningen 31 hos en strömspegelkoppling som omfattar NPN-transistorerna Q20 och Q2l, vars utgångs- anslutning 32 är förbunden med transistorns Ql baselektrod och vars gemensamma anslutning 33 är jordad. Såsom gensvar på kollektorströmmen hos transistorn Ql7 kräver transistorn Q2l kollektorström, och detta krav uppfylls medelst strömmen Il; varigenom ytterligare ökning i basdrivningen till transis- torn Ql och således till transistorn Q2 begränsas.

Fig. 3 visar en annan alternativ överströmskyddskrets för en effekttransistor, såsom den i mottaktförstärkaren i fig. l förekommande transistorn Q2. Transistorerna Q22 och Q23, som utnyttjas för att jämföra emitter-basspänningen VBEQ2 hos den skyddade transistorn Q2 med emitter-basspänningen hos den diodkopplade NPN-referenstransistorn Q24, är NPN-tran- 8000492-2 10 sistorer, liksom var fallet med transistorerna QlO och Qll i fig. l. Transistorerna Q22 och Q2} jämför emellertid baspoten- tialerna och inte emitterpotentialerna hos transistorerna Q2 och Q24, eftersom transistorerna Q2 och Q24 har samma emitter- potentialer till följd av den direkta anslutningen mellan sina emitterelektroder utan mellanliggande element. En strömspegel- förstärkarkoppling med PNP-transistorerna 25 och 26 har en ingångsanslutning 41, som utsätts för kollektorströmkravet hos transistorn Q8, vidare en utgàngsanslutning 42 för att till- föra ström för förspänning i framriktningen (proportionell mot kollektorströmkravet hos transistorn Q8) till den diodkopplade referenstransistorn Q24, och en gemensamanslutning till B+.

Vid normala strömnivåer i transistorn Q2 får transistorn Q22 sådan förspänning att den leder hela svansströmmen.som krävs vid kollektorn hos transistorn Q9, varvid dess kollektor är ansluten till B+. När transistorn Q2 utsätts för överströmmar medför en ökad spänning VBEQ2 att transistorn Q23 får sådan förspänning att den blir strömledande medan transistorn Q22 får sådan förspänning att dess strömledning minskar. Transis- torns Q23 kollektorelektrod är ansluten till transistorns Ql bas, och dess krav på kollektorström uppfylls genom att en del av strömmen Il avlänkas bort från transistorns Ql bas för att därvid begränsa en ytterligare ökning i basdrivningen till transistorn Ql och således till transistorn Q2.

Fig. 4 visar en modifikation av kretsen enligt fig.5, varvid emellertid en PNP-emitterföljartransistor Q28 har fått ersätta den diódkopplade NPN-transistorn Q24 såsom referens- transistor. Härigenom minskas den andel av transistorns Q26 kollektorström som flyter till uttaget SIG UT. Eftersom tran- sistorn Q28 har jordad kollektor kan den vara en transistor av vertikaltyp, varvid dess kollektor ligger i substratet hos en konventionell integrerad monolitkrets, varjämte mellan kretselementen utnyttjas övergångsisolering med förspänning i backriktningen, i stället för att nämnda transistor är en tran- sistor av lateraltyp, om så önskas.

Fig. 5 visar ännu en modifikation där PNP-differential- 8000492-2 ll komparatortransistorer Q29 och QEO används i stället för NPN- -transistorerna Q22 och Q25. De sammankopplade emitterelektro- artat sätt som de sammankopplade emitterelektroderna hos tran- sistorerna Ql6 och Ql7 i fig. 2, och en strömspegelförstärkar- koppling med transistorerna Q2O och Q2l utnyttjas för att koppla den begärda kollektorströmmen hos transistorn Q29 till transis- torns Ql bas då överströmmar förekommer.

Långsvansparkopplingarna som används såsom differen- tialkomparatorer är åskådliggjorda såsom dylika kopplingar av balanserad typ, varvid transistorerna Ql och Qll, Ql2 och Qlš, Ql6 och Ql7 resp. Q22 och Q25 i varje par är anpassade tran- sistorer. Den effektiva arean hos emitter-basövergången hos transistorn Qll kan emellertid göras n gånger så stor som emitter-basövergàngen hos transistorn QIO, där n är ett tal som är större än ett, varvid man erhåller en obalanserad långsvansparkonfiguration som höjer den nivåvid vilken den skyddade transistorn Q2 erhåller överströmskydd i förhållande till nivån hos kollektor-emitterströmmen i referenstransis- torn Q7.De övriga långsvansparen kan göras obalanserande på likartat sätt av samma skäl.

En annan metod att höja den nivå, vid vilken den skyddade transistorn får överströmskydd i förhållande till nivån hos den ström som flyter genom referenstransistorn, är att efterlikna minskningen av referenstransistorns area, vilket kan ske genom att man adderar spänningsfallet över ett mot- stånd till nämnda transistors emitter-basspänning. Fig. 6 visar hur man har infört ett motstånd Rl mellan uttagen Tl och T2 för att öka emitter-basspänningen VBEQ5 hos referens- transistorn Q5 i fig. 1. Fig. 7 visar hur ett motstånd R2 är infört mellan uttagen T3 och T4 för att öka emitter-bas- spänningen VBEQ7 hos refersnstransistorn Q7 i fig. 1 eller fig. 2. Fig. 8 visar hur ett motstånd R5 är infört mellan uttagen T5 och T6 för att öka emitter-baspotentialen VBEQ2¿ hos referenstransistorn QEÄ i fig. 3 eller för att öka emitter-baspotentialen VBEQ28 hos referenstransistorn QES i fig. 4 eller fig. 5. Överströmskyddets oberoende av arbets- 8000492-2 12 temperaturen kan upprätthållas genom att man ser till att strömmen I har en sådan temperaturkoefficient att potential- fallet över ett motstånd, såsom Rl, R2 eller R3,ivarierar proportionellt med den absoluta temperaturen vid vilken den skyddade transistorn resp. referenatransistorn arbetar.

Ett bra sätt att göra detta är att utnyttja en ström- källa ISl, i vilken den tillförda strömmen I3 är proportionell mot strömmen som flyter i ett motstånd, över vilket motstånd upprätthålls en potential som är proportionell mot KT/Q genom att den är lika med skillnaden mellan emitter-basspänningarna hos två transistorer som arbetar vid samma temperatur, varvid nämnda motstånd får arbeta med samma temperatur och har samma resistanstemperaturkoefficient som motstånden Rl, R2 resp. RE.

Tvåuttagsströmregulatorer av denna generella typ är närmare beskrivna i (a) den amerikanska patentskriften 3 629 691, (b) den amerikanska patentskriften 5 911 355, (c) den ameri- kanska patentskriften 5 930 172 och (d) den amerikanska patent- skriften 4 063 149 bland andra.

Fig. 9 visar en godtycklig regulator bland dessa två- uttagströmregulatorer IREG inkopplad vid ett av sina uttag till uttaget T2 i den kvasilinjära förstärkaren enligt fig. 1 och inkopplad vid sitt andra uttag till ingångsanslutningen 51 hos en strömspegelförstärkare CMA samt vidarekopplad genom dennas ingångskrets till nämnda strömspegelförstärkares gemen- samma anslutning 53 och därifrån till B+-arbetspotential. Ut- gångsanslutningen 52 från förstärkaren CMA tillför en svans- ström IÄ som är proportionell mot strömmen I till de samman- kopplade emitterelektroderna hos transistorerna Ql2 och Ql3{ Man kan också bilda en spänning som är proportionell mot KT/q över ett av motstånden Rl, R2 och R3 genom att över detta motstånd pålägga en potential som är lika med skillnaden i de båda transistorernas emitter-baspotentialer. Fig. 10 visar en konfiguration som är likartad kopplingen som är be- skriven i den amerikanska patentskriften 5 629 691 för pålägg- ning av en potential som är lika med skillnaden mellan de respektive emitter-baspotentialerna VÉEQ5 och VBEQ6 hos NPN- -transistorerna Q5 och Q6 över R1.

Claims (5)

8UUU492-2 13 Fackmannen torde på grundval av den ovan givna beskriv- ningen utan svårighet kunna utforma många andra varianter av uppfinningen, och de nu följande patentkraven bör tolkas libe- ralt så att inom deras ram inkluderas alla överströmskydds- organ enligt föreliggande uppfinnings anda. Patentkrav

1. Elektronisk överströmskyddskrets med en skyddad tran- sistor (Q2, Q4) med bas- och emitterelektroder och med en emitter-basövergång mellan desamma, varjämte nämnda transis- tor är försedd med en kollektorelektrod och är ansluten för mottagning av en basdrivström och en emitter-kollektorpoten- tial, k ä n n e t e c k n a d därav, att en överströmskydds- krets för nämnda skyddade transistor innefattar en referens- transistor (Q7, Q5) med bas- och emitterelektroder med en mellan dessa anordnad emitter-basövergàng, vilken referens- transistor är försedd med en kollektorelektrod, varjämte nämnda skyddade transistor är termiskt kopplad med nämnda referenstransistor på så sätt att arbetstemperaturen hos nämnda referenstransistor bringas att ätfölja arbetstempera- turen hos nämnda skyddade transistor, organ (ISl, Q8) som an- sluter nämnda referenstransistor för att leda en ström med en förutbestämd nivå genom en kollektor-emitterbana hos transis- torn, differentialkomparatororgan (QIO, Qll; Ql2, Qlš) inkopp- lade för att Jämföra emitter-baspotentialen hos nämnda skydda- de transistor (Q2, Q4) med emitter-baspotentialen hos nämnda referenstransistor (Q7, Q5) för att åstadkomma en indikering av ett överströmtillstånd med avseende på nämnda skyddade transistor närhelst dennas emitter-baspotential ökar i en bestämd omfattning i jämförelse med emitter-baspotentialen hos nämnda referenstransistor, och organ (Ql, Q5) som är pà- verkbara såsom gensvar pà nämnda indikeringzv ett överström- tillstånd för att begränsa ytterligare ökning i basdriv- strömmen som är disponibel för nämnda skyddade transistor.

2. Överströmskyddskrets enligt krav 1, k ä n n e t e c k - n a d därav, att nämnda differentialkomparatororgan inklude- rar ett par ytterligare transistorer (QIO, Qll; Ql2, Q13) med 8000492-2 14 samma konduktivitetstyp med var sin ingångs-, utgångs- och gemensam elektrod och organ som kopplar dessa ytterligare tran- sistorer i s.k. långsvansparkonfiguration, vilka sistnämnda organ inkluderar organ (TB, T4; Tl, T2) för påläggning av emitter-baspotentialerna hos nämnda referens- och skyddade transistorer på var sin av ingångselektroderna hos nämda ytterligare transistorer, och organ (Q9, IS2) för att till- föra en s.k. svansström till en sammankoppling av de gemen- samma elektroderna hos nämda ytterligare transistorer, var- vid nämnda indikering av ett överströmtillstànd erhålls från utgångselektroden hos den av nämnda ytterligare elektroder (QlO, Ql2) som är minst strömledande då nämda överströmtill- stånd saknas.

3. Överströmskyddskrets enligt krav l, k ä n n e t e c k - n a d därav, att nämnda differentialkomparatororgan inkluderar ett motstånd (R2, Rl, R3) med första och andra ändar, organ som förbinder nämda motstånd i serie med kollektor-emitter- banan hos nämda referenstransistor för att leda ström med samma förutbestämda strömnivå, organ (TE, T4; Tl, T2; T5, T6) som ansluter nämda motstånd på så sätt att potentialfallet däröver i beroende av nämda förutbestämda strömnivà adderas till emitter-baspotentialen hos nämnda referenstransistor (Q5, Q7, Q24, Q28) för att åstadkomma en summaspänning mellan motståndets nämnda första ena ände och den ena av bas- och emitterelektroderna hos nämnda referenstransistor inklusive en förbindning mellan den andra av bas- och emitterelektroder- na hos nämda referenstransistor till den andra änden hos nämnda motstånd, ett par ytterligare transistorer (QlO, Qll; Ql2, Q13; Ql6, Qlï; Q22, Q2}; Q29, QBO) med samma konduktivi- tetstyp och med var sin ingångs-, utgångs- och gemensam elektrod, och organ som inkopplar dessa ytterligare transis- torer i s.k. långsvansparkonfiguration, varvid sistnämda organ inkluderar organ (basanslutningarna hos Qll, Ql7, Q2j, QBO) för påläggning av emitter-baspotentialen hos nämda skyddade transistor på ingångselektroden hos en av nämnda ytterligare transistorer och (Tj, T4; T5, T6) för påläggning av nämda summaspänning på ingàngselektroden hos den andra 8000492-2 15 av nämnda ytterligare transistorer, organ (Q9; IS2; Ql8, Ql9; Q9; Ql9) för tillförsel av en svansström till en sammankopp- ling av de gemensamma elektroderna hos nämnda ytterligare tran- sistorer, och organ (Ql; Qlü, Qlš; Q20, Q2l) för att uttaga nända indikering av ett överströmtillstånd från utgångs- elektroden hos den av nämnda ytterligare transistorer (QlO; Ql2; Q23; Q29) som är minst strömledande då nämnda överström- tillstånd saknas.

4. Överströmskyddskrets enligt krav 5, k ä n n e t e c k - n a d därav, att nämnda organ (ISl) som ansluter nämnda refe- renstransistor för att leda en ström med en förutbestämd nivå inkluderar ytterligare ett motstånd (Rl, R3, R2) med första och andra ändar, organ för att mellan de första och andra ändarna hos nämnda ytterligare motstånd pálägga en potential som är lika med skillnaden mellan emitter-baspotentialerna hos ett par transistorer (QS, 426), och organ (IREG) för att alstra nämnda ström med en förutbestämd nivå proportionell mot strömmen som flyter genom nämda ytterligare motstånd.

5. Överströmskyddskrets enligt krav 3, k ä n n e t e c k - n a d därav, att nämnda organ (ISl) som ansluter nämnda refe- renstransistor för att leda en ström med en förutbestämd nivå inkluderar organ (IREG) för att mellan de första och andra ändarna hos nämnda motstånd (Rl, RB, R2) pàlägga en poten- tial som är lika med skillnaden mellan emitter-baspotentia- lerna hos ett par transistorer (Q5, Q6).