DE3032675C2

DE3032675C2 - Tonfrequenz-Leistungsverstärker-Schaltung.

Info

Publication number: DE3032675C2
Application number: DE3032675A
Authority: DE
Inventors: Nobutaka Amada; Shigeki Toyokawa Inoue
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1979-08-31
Filing date: 1980-08-29
Publication date: 1982-11-04
Also published as: US4345215A; JPS622722B2; JPS5642409A; DE3032675A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Tonfrequenz-Leistungsverstärkerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine solche Tonfrequenz-Leistungsverstärkerschaltung ist bekannt aus beispielsweise der US-PS 39 95 228. F i g. 1 zeigt deren Prinzipschaltbild. Dabei bilden zwei Emitterfolger-Ausgangstransistoren Qi und Q₂ und Treibertransistoren Qs und Q₆ zum Treiben (Ansteuern) der Ausgangstransistoren Q\ und Q2 eine Gegen takt-B-Schaltung. Die Spannung Vbe, die die Gesamtsumme der Basis-Emitter-Spannungen Vbei und Vbe 2 der beiden Ausgangstransistoren Q\ und Qi und der Basis-Emitter-Spannungen Vbes, Vbe« der beiden Treibertransistoren Qi, A₆ ist, wird von zwei Vb^Vervielfachertransistoren Q₃ und Qt erzeugt.

Diese Verstärkerschaltung unterscheidet sich von herkömmlichen Gegentakt-B-Ausgangsschaltungen dadurch, daß der diesen eigene Nachteil, daß durch ständig sich wiederholendes Ein-Ausschalten der Ausgangstransistoren in den negativen und positiven Phasen eines Signals eine Schaltverzerrung hervorgerufen wird, vermieden ist Die Ausgangstransistoren Qi, Q₂ und die Treibertransistoren Qs, Qs werden ohne einem einem Eingangsanschluß V/n zugeführten Eingangssignal von der erzeugten Vorspannung leitend gehalten. Zur Erzeugung einer den vier Transistoren Qi, Qi, Qs, Qt zugeführten Ruhe-Vorspannung wird der aufgrund der Basis-Emitter-Spannungen Vbej und Vbe4 der beiden Vervielfachertransistoren, die parallel zu einem Widerstand R₂ angelegt werden, in dem Widerstand R₂ fließender Strom zwei weiteren Widerständen Rt und A3 zugeführt, wodurch an jedem der drei Widerstände Ri, R₂ und Rj ein Spannungsabfall erhalten wird.

Die Arbeitsweise der bekannten Verstärkerschaltung wird im folgenden näher erläutert Dem Eingang V_/N wird ein positives Eingangssignal zugeführt Der Emitterstrom des Ausgangstransistors Qi steigt daher an, wodurch wiederum der Spannungsabfall an einem Emitterwiderstand Re 1 ansteigt Ferner erhöht sich die Basis-Emitter-Spannung des Ausgangstransistors Qi geringfügig, wodurch die Spannung zwischen Knotenpunkten A und Zerhöht wird. Dadurch, daß die Spannug am Knotenpunkt X an die Spannung am Knotenpunkt Z durch eine Konstantspannungsversorgung V* geklemmt ist, d. h. daß die Spannung am Knotenpunkt X auf einen Wert festgelegt ist der der Summe einer Ausgangsspannung Vom dieser Schaltung und der Spannung der Konstantspannungsversorgung Vx entspricht, steigt der durch den Widerstand R\ fließende Strom an, wodurch der Spannungsabfall am Widerstand R\ erhöht wird, wodurch wiederum die Vorspannung zwischen dem Knotenpunkt A und einem Knotenpunkt B erhöht wird. Die Spannung an einem Knotenpunkt Y ist an die Spannung am Knotenpunkt Z durch eine Konstanlspannungsversorgung Vy geklemmt und ändert sich daher nicht mit steigender Spannung zwischen den Knotenpunkten A und Z, so daß sich die Spannung zwischen den Knotenpunkten B und Z nicht ändert. Infolgedessen fließt ohne Eingangssignal ein Ruhestrom in den Transistoren Q₂ und Qe, so daß diese nicht

gesperrt sind. Wenn also eine negative Signalspannung an den Eingang V/s angelegt wird, wird sie dadurch sofort verstärkt, so daß keine Schaltverzerrung bewirkt wird.

Die bekannte Schaltung muß die Vorspannung durch Verwendung eines Eingangssignalstroiis ändern und weist daher den Nachteil auf, daß eine zufriedenstellende hohe Ausgangsleistung nicht erzielt werden kann. Wenn die Spannung zwischen den Knotenpunkten A und Z um die Eingangssignalspannung steigt, muß der im Widerstand Äi fließende Strom erhöht werden, um den Spannungsabfall am Widerstand /?i zu erhöhen. Als dieser Erhöhungsstrom wird der Eingangssignalstrom verwendet Somit nimmt das für die Verstärkung genutzte Eingangssignal um den im Widerstand R\ fließenden Wert ab, weshalb keine hohe Ausgangsleistung erzielt werden kann. Die Schwächung des Eingangssignals bedeutet eine Verminderung der Leerlaufverstärkung des Verstärkers, so daß sich die Nachteile verringerter Gegenkopplung und erhöhter Verzerrung in einem Regelkreis ergeben.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Gegentakt-B-Verstärker der eingangs genannten Art so auszubilden, daß die Vorspannung nach Maßgabe der Eingangssignalspannung geändert wird, ohne daß das Eingangssignal geschwächt wird.

Die Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst

Die Erfindung wird durch die Merkmale der Unteransprüche weitergebildet

Durch die Erfindung wird die Spannung zwischen den Ausgangstransistoren erfaßt, beispielsweise zwischen den Gates von in der Gegentakt-B-Schaltung angeordneten MOS-Ausgangs-Feldeffekttransistoren. Die Konstantspannungstransistoren legen eine Ruhe-Vorspannung an die Ausgangstransistoren an. Die angelegte Vorspannung wird proportional dem Ausgangsstrom derart geändert, daß dem zu sperrenden Ausgangstransistor ohne Eingangssignal eine im wesentlichen konstante Vorspannung eingeprägt wird. Auf diese Weise wird ein Sperren des Gegentakt-Ausgangstransistors im B- Betrieb verhindert, wodurch eine Schaltverzerrung vermieden ist

Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert Es zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild eines bekannten Gegentakt-Verstärkers,

Fig.2 das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des Ausgangs-Leistungsverstärkers,

F i g. 3 bis F i g. 6 Schaltbilder weiterer Ausführungsbeispiele des Ausgangs-Leistungsverstärkers,

F i g. 7 das Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels des Ausgangs-Leistungsverstärkers, wobei als Ausgangstransistor ein bipolarer Transistor verwendet ist

Der bekannte Gegentakt-Verstärker gemäß F i g. 1 wurde bereits erläutert

Unter Bezugnahme auf F i g. 2 wird ein Ausführungsbeispiel einer Tonfrequenz-Leistungsverstärkerschaltung gemäß der Erfindung erläutert Dabei sind vorgesehen eine Tonfrequenzsignalquelle 1, deren eines Ende mit der Basis eines Kleinsignal-Verstärkungstransistors 2 und deren anderes Ende mit dem Minus-Anschluß einer Stromversorgung 9 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 2 ist mit dem Minus-Anschluß der Stromversorgung 9 verbunden, und sein Kollektor ist mit der Bais eines Treibertransistors 18 verbunden.

Ferner sind zwei Ausgangs-MOS-veldeffekttransistoren 4 (MOSFET) und 5 von unterschiedlichem Leitfähigkeitstyp vorgesehen, deren Sources miteinander und mit einer Last 7 verbunden sind Die Drain des MOS-Feldeffekttransistors 4 ist mit dem Plus-Anschluß der Stromversorgung 9 verbunden, und sein Gate ist mit dem Emitter eines Treibertransistors 17 verbunden. Die Drain des MOS-Feldeffekttransistors 5 ist mit dem Minus-Anschluß der Stromversorgung 9 verbunden, und

ίο sein Gate ist an den Emitter des Treibertransistors 18 angeschlossen. Der Kollektor des Treibertransistors 17 ist an den Plus-Anschluß einer Stromversorgung 8 angeschlossen, während sein Emitter über einen Emitterwiderstand 23 an die Source des Feldeffekttran-

IS sistors 4 und auch an die Basis eines ersten Spannungs-Abfühltransistors 15 angeschlossen ist Der Kollektor des Treibertransistors 18 ist an den Minus-Anschluß der Stromversorgung 9 angeschlossen, und sein Emitter ist mit der Source des Feldeffekttransistore 5 über einen Emitterwiderstand 24 angeschlossen und auch mit der Basis eines zweiten Spannungs-Abfühltransistors 16 verbunden. Der Emitter des ersten Abfühltransistors 15 und der Emitter des zweiten Abfühltransistors 16 sind miteinander über Emitterwiderstände 21 und 22 verbunden. Der Kollektor des Abkühltransistors 15 ist an die Basis des Treibertransistors 17 angeschlossen, und sein Emitter ist mit der Basis eines ersten Konstantspannungstransistors 13 verbunden. Der Kollektor des Abfühltransistors 16 ist mit der Basis des Treibertransistors 18 und sein Emitter ist mit der Basis eines dritten Konstantspannungstransistors 14 verbunden. Der Emitter des Abfühltransistors 15 ist mit dem Kollektor des Konstantspannungstransistors 13 über den Widerstand 21 verbunden, und der Emitter des Abfühltransistors 16 ist über den Widerstand 22 an den Kollektor des Konstantspannungstransistors 14 angeschlossen. Der Emitter des Konstantspannungstransistors 13 ist an die Basis des Treibertransistors 17 über einen Widerstand 25 und auch an die Basis eines zweiten Konstantspannungstransistors 19 angeschlossen. Der Kollektor des Konstantspannungstransistors 13 ist mit dem Kollektor des Konstantspannungstransistors 19 verbunden. Der Emitter des Konstantspannungstransistors 14 ist mit der Basis des Treibertransistors 18 über einen Widerstand 26 und auch mit der Basis eines vierten Konstantspannungstransistors 20 verbunden. Der Kollektor des Konstantspannungstransistors 14 ist an den Kollektor des Konstantspannungstransistors 20 angeschlossen. Der Emitter des Konstantspannungstransistors 19 ist an die Basis des Treibertransistors 17 und an eine Konstantstromquelle 3 angeschlossen. Der Kollektor des Konstantspannungstransistors 19 ist an den Kollektor des Konstantspannungstransistors 20 angeschlossen. Der Emitter des Konstantspannungstransistors 20 ist an die Basis des Treibertransistors 18 und gleichzeitig an den Kollektor des Kleinsignal-Verstärkungstransistors 2 angeschlossen.

Wenn bei dieser Schaltung kein Eingangssignal vorliegt, wird zwischen die Basis des Treibertransistors 17 und die Basis des zweiten Treibertransistors 18 eine Spannung 4 Vbe + V₂i + V22, die gleich der Summe der Basis-Emitter-Spannungen 4 Vender vier Konstantspannungstransistoren 13,14,19 und 20 und der Spannungen V21 und Vn an den beiden Emitterwiderständen 21 und 22 ist, zugeführt, so daß die Treibertransistoren 17, 18 und die MOS-Feldeffekttransistoren 4, 5 in Durchlaßrichtung vorgespannt sind. Damit fließt in diesen Transistoren ein Ruhestrom. Unter diesen Bedingungen

sei angenommen, daß ein Tonfrequenzsignal von der Signalquelle 1 her angelegt wird. Dieses Signal wird am Transistor 2 verstärkt und am Kollektor des Transistors 2 erzeugt. Es wird nun der Fall erläutert, daß ein Signal mit positiver Halbperiode am Kollektor des Transistors 2 erzeugt wird. Die am Kollektor des Transistors 2 erscheinende Signalspannung mit positiver Halbperiode wirkt als Durchlaßvorspannung für den Treibertransistor 17 und den MOS-Feldeffekttransistor 4 und als

nungsanstieg zwischen Basis und Emitter des Abfühltransistors 16, so daß der Emitterstrom des Abfühltransistors 16 steigt, wodurch der Spannungsabfall am Widerstand 22 erhöht wird. Der erhöhte Emitterstrom des Abfühltransistors 16 iwrd unter der Bedingung zugeführt, daß der Strom, der bis dahin in die Konstantspannungstransistoren 14 und 20 geflossen ist, in den Abfühltransistor 16 verzweigt wird. Auf diese Weise erhöht sich der Spannungsabfall am Widerstand

stors 18 um den Betrag der Eingangssignalspannung so erhöht werden, daß an den Treibertransistor 18 eine Durchlaßvorspannung angelegt wird.

Wenn an die Basis des Treibertransistors 17 ein positives Signal angelegt wird, steigt der Emitterstrom des Treibertransistors 17, und die Emitterspannung des Treibertransistors 17 steigt ebenfalls. Infolgedessen steigt die Gate-Source-Spannung des Feldeffekttransi-

Sperrvorspannung für den Treibertransistor 18 und den io 22 um den Betrag der Steigerung der Gate-Source-MOS-Feldeffekttransistor 5. Das heißt, die positive Spannung des Feldeffekttransistors 4 und der Basis-Eingangssignalspannung erhöht die Basisspannung der Emitter-Spannung des Treibertransistors 17 während Treibertransistoren 17 und 18 positiv. Daher muß, um einer positiven Halbperiode des Eingangssignals, so daß den Einschaltzustand des Treibertransistors 18 aufrecht- die Spannung zwischen den Basen der Treibertransistozuerhalten, die Spannung zwischen der Basis des 15 ren 17 und 18 ansteigt Somit wird an den Treibertransi-Treibertransistors 17 und der Basis des Treiberiransi- sior 18 und den Feldeffekttransistor 5 eine Vcrwärts-

spannung angelegt wodurch ein Sperren des Transistors verhindert wird. Da der erhöhte Emitterstrom des Abfühltransistors 16 zugeführt wird, während der in den Konstantspannungstransistoren 14 und 20 fließende Strom geteilt wird, fließt im Abfühltransistor 16 kein Signal, so daß eine Dämpfung des Eingangssignals verhindert wird.

Dies gilt auch für die negative Halbperiode des stors 4 sowie auch dessen Sourcestrom, so daß an der 25 Eingangssignals. In diesem Fall erhöht der Anstieg des Last 7 ein verstärktes Ausgangssignal induziert wird. Emitterstroms des Treibertransistors 18 den Span-Dieser Signalverstärkungsvorgang gleicht demjenigen nungsabfall am Widerstand 24, wodurch der Emittereines normalen Verstärkers. Anschließend wird die strom des Abfühltranistors 15 erhöht wird, so daß der Vorspannung erläutert Mit steigendem Emitterstrom Spannungsabfall am Widerstand 21 zunimmt was eine des Treibertransistors 17 erhöht sich der Spannungsab- JO Erhöhung der Spannung zwischen 'den Basen der fall am Widerstand 23 ebenfalls, wodurch die Spannung Treibertransistoren 17 und 18 zur Folge hat Der zwischen der Basis des Abfühltransistors 15 und der erhöhte Emitterstrom des Abfühltransistors 15 wird Basis des Abfühltransistors 16 erhöht wird. Wenn die deshalb zugeführt weil der in den Konstantspannungs-Spannung zwischen den Basen der Abfühltransistoren transistoren 13 und 19 fließende Strom in den 15 und 16 ansteigt steigt auch die Spannung zwischen 35 Abfühltransistor 15 abgezweigt wird,
dem Emitter des Abfühltransistors 15 und dem Emitter Eine weitere Verbesserung der Ausgangsleistungs-

des Abfühltransistors 16, und zwar deshalb, weil die verstärkerschaltung nach F i g. 2 ist in F i g. 3 angege-Spannung zwischen den Emittern der Abfühltransisto- ben. In der Schaltung nach F i g. 2 werden die ren 15 und 16 gleich der Spannung zwischen den Basen Basis-Emitter-Spannungen der beiden Konstantspander beiden Abfühltransistoren 15 und 16, abzüglich der 40 nungstransistoren 13 und 19, abzüglich der Basis-Emit-Basis-Emitter-Spannung VßEiedes Abfühltransistors 16, ter-Spannung des Treibertransistors 17, zwischen Basis

und Emitter des Abfühltransistors 15 angelegt so daß der im Transistor fließende Strom sehr hoch ist was es unmöglich macht einen hohen Widerstandswert für den 45 Widerstand 21 zu wählen. Dies ist auch bei dem Abfühltransistor 16 und dem Widerstand 22 der Fall. Die Summe der Ströme, die in den Transistoren 13,15 und 19 oder 14, 16 und 20 fließen, ist jedoch durch die Konstantstromquelle 3 festgelegt, und wenn daher der 50 Widerstandswert der Widerstände 21 und 22 klein ist erfährt der in den Konstantspannungstransistoren 14 und 20 oder i3 und 13 fließende Strom zum Zeitpunkt der Signalzufuhr eine große Änerung, was wiederum eine Änderung der Basis-Emitter-Spannung bewirkt 55 Wenn dieser Zustand nicht berichtigt wird, ist es schwierig, den erwünschten Betrieb zu erzielen. Wenn dagegen der Wert der Widerstände 21 und 22 nicht zu groß ist, ist der Spannungsabfall an diesen Widerständen 21, 22 zu groß, wodurch sich das Problem eines Summe der Basis-Emitter-Spannungen Vbe/jund Vbe» go übermäßig hohen Ruhestroms in den Treibertransistoder Konstantspannungstransistoren 13 bzw. 19 und ist ren 17,18 und den Feldeffekttransistoren 4 und 5 ergibt

In der Schaltang nach Fig.3 ergibt sich dieses Problem nicht Ein dritter Emitterwiderstand 27 ist zwischen den Emitter des Treibertransistors 17 und den ersten Emitterwiderstand 23 geschaltet, und der Verbindungspunkt zwischen diesen ist an die Basis des ersten Abfühltransistors 15 angeschlossen. Ein vierter Emitterwiderstand 28 ist zwischen den Emitter des

ist Die Spannung zwischen den Basen der beiden Treibertransistoren 17 und 18 ist gleich der Summe der Spannung zwischen den Emittern der Abfühltransistoren 15 und 16, der Basis-Emitter-Spannungen Vbeis, Vbe 19 der beiden Konstantspannungstransistoren 13,19 und der Basis-Emitter-Spannungen Vbe 14, Vbe20 der beiden Konstantspannungstransistoren 14, 20. Diese Basis-Emitter-Spannungen sind konstant und daher erhöht sich die Spannung zwischen den Basen der Treibertransistoren 17 und 18 um den Betrag der Spannungserhöhung zwischen den Emittern der Abfühitransistoren 15 und 16. Dieser Spannungsanstieg ergibt sich durch den erhöhten Spannungsabfall am Widerstand 22. Dieser Vorgang wird nachstehend erläutert

Obwohl der Anstieg des Emitterstroms des Treibertransistors 17 die Spannung zwischen den Basen der Abfühltransistoren 15 und 16 erhöht, ist die Emitter-Kollektor-Spannung des Abfühltransistors 15 gleich der

konstant Andererseits erhöht der Anstieg des Signalstroms des Treibeltransistors 17 dessen Basis-Emitter-Spannung Vbe it, so daß die Basis-Emitter-Spannung des Abfühltransistors 15 abfällt and dadurch den Emitter-Strom des Abfühltransistors 15 vermindert Somit repräsentiert der Spannungsanstieg der Basen der Abfühltransistoren 15 und 16 unmittelbar den Span-

anderen Treibertransistors 18 und den zweiten Emitterwiderstand 24 geschaltet, und der Verbindungspunkt zwischen ihnen ist an die Basis des zweiten Abfühltransistors 16 angeschlossen. Bei dieser Schaltungsauslegung vermindert der Spannungsabfall an den Widerständen 27 und 28 die Spannung zwischen Basis und Emitter der Abfühltransistoren 15 und 16, wodurch ein übermäßig hoher Ruhestrom in den Treibertransistoren 17, 18 und den Feldeffekttransistoren 4, 5 vermieden wird.

Diese Schaltung ist jedoch so ausgelegt, daß der Spannungsabfall an den Widerständen 27 und 28 zum Zeitpunkt des Signaleingangs zunimmt, so daß die Basis-Emitter-Spannung der Abfühltransistoren 15 und 16 sehr stark vermindert werden kann, wodurch die Gefahr besteht, daß die Abfuhltrsnsistoren 15, 15 gesperrt werden. Der Spannungsabfall an den Widerständen 27 und 28 darf nicht sehr hoch sein.

Dieses bei der Schaltung nach Fig.3 auftretende Problem wird bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 4 überwunden, bei dem Dioden 29 und 30 zu den Widerständen 27 und 28 parallelgeschaltet sind. Insbesondere, wenn in den Dioden 29 und 30 ein Durchlaßstrom fließt, sind die Spannungen zwischen Anode und Kathode der Dioden 29 und 30 im wesentlichen unveränderlich, so daß die Spannung an den Widerständen 27 und 28 durch die Durchlaßspannung der Dioden 29 und 30 festgelegt ist Somit wird ein Sperren der Abfühltransistoren 15 und 16 verhindert.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig.5 sind die Widerstände 27 und 28 von Fig.4 durch steuerbare Widerstände 3f und 32 ersetzt Diese Schaltung kann den Vorspannungsstrom und den Ruhestrom gegenüber Änderung in den die Vorspannungsstufe bildenden Transistoren regeln bzw. steuern. Dabei wird zwischen die Gates der MOS-Feldeffekttransistoren 4 und 5 die Summe der Basis-Emitter-Spannungen der vier Konstantspannungstransistoren 13, 14, 19 und 20 und des Spannungsabfalls an den Widerständen 21 und 22, vermindert um die Basis-Emitter-Spannungen der beiden Treibertransistoren 17 und 18, angelegt und ein der resultierenden Spannung entsprechender Ruhestrom fließt in den Ausgangs-Feldeffekttransistoren 4 und 5. Um den gewünschten Betrieb abgeglichen durchführen zu können, ist es erwünscht daß die in den Abfühltransistoren 15 und 16 fließenden Ströme einander gleich sind. Zu diesem Zweck kann der im Abfühltransistor 15 fließende Vorspannungsstrom durch den steuerbaren Widerstand 31 eingestellt werden, und gleichermaßen kann der im Abfühltransistor 16 fließende Vorspannungsstrom in erwünschter Weise durch den steuerbaren Widerstand 32 eingestellt werden, wodurch die beiden Ströme einander gleich gemacht werden. Auf diese Weise ist der Ruhevorstrom der Treibertransistoren 17,18 und der Feldeffektransistoren 4,5 auf einen vorbestimmten Wert festlegbar.

Trotz dieses Vorteils ist die angegebene Schaltung insofern relativ komplex, als der Vorspannungsstrom und der Ruhevorspannungsstrom gleichzeitig eingestellt werden müssen.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig.6 wird die Einstellung des Vorstroms des Abfühltransistors 15,16 und des Ruhevorstroms des Ausgangstransistors 4, 5 vereinfacht Dabei sind in der Stufe vor den Treibertransistoren 17 und 18 Transistoren 33 und 34 zusätzlich vorgesehen, so daß nur der Vorstrom der Abfühltransistoren 15 and 16 durch (steuerbare) Widerstände 35 und 36 eingestellt wird. Der Emitter des Transistors 33 ist mit der Basis des Treibertransistors 17 verbunden, und der steuerbare Widerstand 35 ist zwischen den Emitter des Transistors 33 und den Emitter des Treibertransistors 17 geschaltet. Ferner ist der Emitter des Transistors 34 mit der Basis des Treibertransistors 18 verbunden, und ist der steuerbare Widerstand 36 zwischen den Emitter des Transistors 34 und den Emitter des Treibertransistors 18 geschaltet. Ein steuerbarer Widerstand 37 ist zwischen den Kollektor

ίο des Konstantspannungstransistors 19 und den Kollektor des Konstantspannungstransistors 20 geschaltet. Die steuerbaren Widerstände 35 und 36 stellen die Vorströme der Abfühltransistoren 15 und 16 ein, und der steuerbare Widerstand 37 stellt die Spannung zwischen den Basen der Transistoren 33 und 34 ein, so daß der Ruhevorstrom der Treäbertransistoren 17, 18 und der Feldeffekttransistoren 4 und 5 eingestellt wird. In dieser Schaltung sind der Ruhevorstrom der Feldeffekttransistoren 4,5 und der Vorstrom der Abfühltransistoren 15, 16 leicht einstellbar.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig.7 sind die MOS-Feldeffekttransistoren durch Bipolartransistoren als Ausgangstransistoren 4,5 ersetzt Die Ausgangstransistoren sind ein NPN-Transistor4und ein PNP-Transistör 5, deren jeder im Emitterfolgermodus arbeitet Die Basis-Emitter-Spannungen Vbe4 und Vbes der Bipolar-Ausgangstransistoren 4 und 5 sind kleiner als die Gate-Source-Spannung Vas des MOS-Feldeffekttransistors, und daher unterscheidet sich die Emitterstufe der Abfühltransistoren 15 und 16 von derjenigen der vorhergehenden Ausführungsbeispiele. Insbesondere ist der Emitterwiderstand 21 des Abfühltransistros 15 an die Basis des Abfühltransistors 16 angeschlossen, und ist der Emitterwiderstand 22 des Abfühltransistors 16 an die Basis des Abfühltansistors 15 angeschlossen. Der Grund hierfür ist, daß, wenn die beiden Widerstände 21 und 22 reihengeschaltet sind, die zwischen die Basen der Ausgangstransistoren 4 und 5 in Abwesenheit eines Signals angelegte Spannung sehr hoch ist und der Ruhevorstrom der Ausgangstransistoren 4 und 5 sehr groß wird, so daß der Arbeitspunkt der Ausgangstransistoren 4 und 5 sich von demjenigen für S-Betrieb zu demjenigen für Λ-Betrieb ändert, wodurch die Leistungs-Nutzungsrate unerwünschterweise vermindert wird. Bei der Schaltung nach F i g. 7 sind dagegen die Widerstände 21 und 22 parallelgeschaltet so daß zwischen die Basen der Ausgangstransistoren 4 und 5 in Abwesenheit eines Signals keine sehr (zu) hohe Spannung angelegt wird, wodurch der B-Betrieb

so gewährleistet ist

Nachstehend wird die Arbeitsweise dieser Schaltung erläutert Wenn ein positives Eingangssignal angelegt wird und die Emitterspannung des Treibertransistors 17 ansteigt steigt die zwischen Basis und Emitter des Abführtransistors 16 zugeführte Spannung, so daß der Emitterstrom ansteigt, wodurch der Spannungsabfall am Widerstand 22 größer wird. Der Anteil der erhöhten Spannung am Widerstand 22 wird an die Basis des Konstantspannungstransistors 13 über die Basis-Emit-

eo ter-Stecke des Abfühltransistors 16 und den Widerstand 21 angelegt Infolgedessen steigt die Spannung zwischen den Basen der Konstantspannungstransistoren 13 und 14, wodurch die Spannung zwischen den Basen der Treibertransistoren 17 und 18 ansteigt Ein dem Ruhevorstrom äquivalenter Strom fließt im Ausgangstransistor 5, wodurch ein Sperren dieses Transistors 5 verhindert wird.
Aus der vorstehenden Erläuterung ist ersichtlich, daß

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mit der angegebenen Schaltung eine ebenso hohe Leistung wie bei einer Λ-Schaltung ohne Schaltverzerrungen erzielbar ist, ohne daß aber der Wirkungsgrad der ß-Schaltung nachteilig beeinflußt und das Eingangssignal geschwächt (gedämpft) wird, was die Zufuhr eines

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großen Ausgangssignals zur Last ermöglicht. Da die Leerlaufverstärkung des Verstärkers nicht vermindert wird, kann die Gegenkopplung erhöht werden, wodurch nicht nur Schaltverzerrungen, sondern auch andere Störungen vermindert werden.

Hierzu 3 Blatt Zeichnuncen

Claims

Patentansprüche:

1. Tonfrequenz-Leistungsverstärkerschaltung, mit zwei komplementären Gegentakt-Ausgangstransistoren mit je einer Eingangs- und einer Ausgangselektrode.

zwei Treibertransistoren, die jeweils in Emitterfolgerschaltung an die Eingangselektroden der beiden Gegentakt-Ausgangstransistoren angeschlossen sind, und ι ο

zwei zwischen die Emitter der beiden Treibertransistoren reihengeschalteten Widerständen,
gekennzeichnet durch
zwei die Emitterspannung der Treibertransistoren (17,18) abfohlende Transistoren (15,16), von denen is jeder einen Emitterwiderstand (21 bzw. 22) besitzt, und

zwischen die Basen der Treibertransistoren (17,18) angeordnete Konstantspannungstransistoren (13, 19,14,20), die mit ihren Basis-Emitterstrecken sowie mit den Emitterwiderständen (21, 22) der Abfühltransistoren (15,16) in Reihe geschaltet sind, wobei jeweils der erste Konstantspannungstransistor (13 bzw. 14) mit seiner Basis mit dem Emitter des zugehörigen Abfühltransistors (15 bzw. 16) verbunden ist, und wobei die Anordnung so getroffen ist, daß die Kollektoren sämtlicher Konstantspannungstransistoren (13, 19, 14, 20) miteinander verbunden sind.

2. Tonfrequenz-Leistungsverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Feldeffekttransistoren als Ausgangstransistoren (4, 5) die Emitter-Widerstände (21, 22) miteinander reihengeschaltet sind.

3. Tonfrequenz-Leistungsverstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitterwiderstände (21,22) über einen einstellbaren Widerstand (37) miteinander verbunden sind, der zwischen die Kollektoren der je einem der Abfühltransistoren (15 bzw. 16) zugeordneten Konstantspannungstransistoren (13,19 bzw. 14, 20) angeordnet ist (F i g. 6).

4. Tonfrequenz-Leistungsverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei bipolaren Transistoren als Ausgangstransistoren (4, 5) jeder Emitterwiderstand (21,22) am anderen Ende mit der Basis des jeweils anderen Abfühltransistors (16 bzw. 17) verbunden ist (F i g. 7).

5. Tonfrequenz-Leistungsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß je ein Emitterwiderstand (27, 28,31,32) zwischen den Emitter jedes Treibertransistors (17, 18) und der Basis des zugehörigen Abfühltransistors (15,16) geschaltet ist

6. Tonfrequenz-Leistungsverstärkerschaltung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Diode (29 bzw. 30) parallel zum Emitterwiderstand (27,28, 31,32).

7. Tonfrequenz-Leistungsverstärkerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß je ein weiterer Transistor (33,34) emitterseitig mit der Basis eines Treibertransistors (17,18) verbunden ist und je ein steuerbarer Widerstand (35,36) zwischen den Emitter des weiteren Transistors (33, 34) und den Emitter des Treibertransistors (17,18) geschaltet ist (F i g. 6).