DE2833921C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer ladungsgekoppelten Steuerschaltung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.

Solche Steuerschaltungen werden zum Betreiben ladungsgekoppelter Schaltungsanordnungen verwendet, die im folgenden gemäß international gebräuchlicher Abkürzung mit CCD (= Charge Coupled Devices) bezeichnet werden und in jüngster Zeit vielseitig in der Signalverarbeitungstechnik eingesetzt werden. In vielen dieser Fälle ist das Eingangssignal für die CCD-Anordnung ein Analogsignal, das sich gegenüber dem Bezugsspannungswert in der einen oder der anderen Richtung ändern kann. Hierzu muß man der Eingangselektrode der CCD-Anordnung eine Gleichvorspannung solchen Werts geben, daß, wenn das Eingangssignal dem Bezugspegel (z. B. 0 Volt) entspricht, eine gegebene Ladungsmenge als sogenannte "Vorspannungsladung" in die erste Potentialmulde der Anordnung geschoben wird. Bei einer solchen Vorspannung führt jede Änderung des Eingangssignals in der einen Richtung gegenüber dem Bezugssignal dazu, daß eine größere Ladungsmenge in die erste Potentialmulde geschoben wird, und umgekehrt.

Für ein wechselstromgekoppeltes Signal mit symmetrischen Auslenkungen (z. B. für eine Sinuswelle) ist der optimale Wert für die "Vorspannungsladung" gleich der Hälfte der vollen Kapazität jeder Potentialmulde im CCD-Signalregister. Bei dieser Vorspannung ist der Dynamikbereich für die Eingangssignalladung maximal, weil hier die Vorspannungsladung in der Mitte zwischen dem oberen und dem unteren Grenzwert liegt, d. h. zwischen dem Sättigungspunkt (volle Mulde) und dem Sperrpunkt (leere Mulde) im CCD-Register.

Im Falle komplexerer asymmetrischer Analogsignale wie z. B. den beim Fernsehen verwendeten Videosignalen ist es im allgemeinen zweckmäßig, am Eingang der CCD-Anordnung anstelle einer einfachen wechselstromgekoppelten Eingangsschaltung eine Schaltung zum Halten des Gleichstrompegels (d. h. eine Klemmschaltung) vorzusehen, um den Dynamikbereich, der in der CCD- Anordnung zur Verarbeitung des maximalen Spitze-Spitze-Werts der Eingangssignalspannung erforderlich ist, zu vermindern. So ändert sich z. B. bei einem Fernsehsignalgemisch der mittlere Pegel, den das Signal gegenüber der Spitze der Synchronimpulse hat, abhängig vom Bildinhalt. Dies ist in den noch später zu erläuternden Fig. 11a und 11b zu erkennen, welche den möglichen großen Unterschied des mittleren Pegels bei zwei verschiedenen Szenen veranschaulichen. Wenn man für ein Signal dieser Form eine wechselstromgekoppelte Eingangsschaltung verwenden würde, wäre zur Verarbeitung einer Videoeingangsspannung des gegebenen Spitze-Spitze-Werts ein Dynamikbereich erforderlich, der nahezu doppelt so groß sein müßte wie im Falle der Verwendung einer gleichstromwerthaltenden Eingangsschaltung. Im letztgenannten Fall kann nämlich die optimale "Vorspannungsladung" im CCD-Register nahe an dem Wert für eine volle oder eine leere Mulde liegen, je nach der Polarität der verwendeten Klemmschaltung.

Die vorstehend beschriebenen Signalverarbeitungsschaltungen werden normalerweise in integrierter Bauweise ausgeführt, und im Interesse der Wirtschaftlichkeit und aus anderen Gründen ist es wünschenswert, die CCD-Anordnung mit ihren Zusatzschaltungen z. B. den Taktsteuereinrichtungen, Verstärkern, usw. auf ein und demselben Schaltungsplättchen auszubilden. Soweit bekannt, benötigte man jedoch bis heute zur Regulierung der oben erwähnten Gleichvorspannung eine außerhalb des Schaltungsplättchens liegende Einstellschaltung wie z. B. ein Potentiometer oder dergleichen. Bei kommerzieller Massenfabrikation und -einsatz ist die Notwendigkeit einer solchen Regulierung höchst unerwünscht, einmal wegen der Kosten der externen Schaltung und wegen der Kosten für die Durchführung der Anfangsjustierung, und zum anderen wegen möglicher Folgeprobleme hinsichtlich Drift und Alterung, die irgendwann eine spätere Nachjustierung des Vorspannungswerts erforderlich machen können.

Aus einem Aufsatz von S. Chou "Design of a 16 384-Bit Serial Charge-Coupled Memory Device", der im IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-11, No. 1, Februar 1976, Seiten 10-18 veröffentlicht wurde, ist eine ladungsgekoppelte Steuerschaltung der eingangs genannten Art bekannt, bei welcher dem elektrisch schwebenden Gebiet in dem Halbleitersubstrat Ladung wahlweise mit einer ersten oder einer zweiten festen Geschwindigkeit zugeführt wird, je nach dem Zustand eines besonderen Schalters. Die jeweilige Wahl richtet sich nach dem relativen Wert der algebraischen Summe zweier Veränderlicher, von denen die eine als abhängige Veränderliche der Spannungspegel des elektrisch schwebenden Gebiets ist und die andere als unabhängige Veränderliche durch eine vorgegebene Bezugsgröße gebildet wird. Die Folge ist, daß jede Änderung der unabhängigen Veränderlichen durch eine Änderung des mittleren Werts des Spannungspegels des elektrisch schwebenden Gebiets kompensiert wird. Außerdem werden diejenigen Änderungen des besagten Spannungspegels, die durch kontinuierlich auftretende Ladungsentnahme aus dem elektrisch schwebenden Gebiet verursacht sind, durch einen "pendelnden" Betrieb des obengenannten Schalters kompensiert, wodurch der Spannungspegel des elektrisch schwebenden Gebiets ständig über und unter seinen Mittelwert schwingt. Der Zweck dieser bekannten Steuerschaltung besteht darin, den mittleren Spannungspegel auf einen gewollten Wert einzustellen, und zwar entsprechend einem "äußeren" Bezugswert.

Die Aufgabe der Erfindung besteht demgegenüber darin, eine ladungsgekoppelte Steuerschaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, mit welcher sich der Wert der Gleichvorspannung in CCD-Anordnungen automatisch regeln läßt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch Merkmale gelöst, wie sie im Patentanspruch 1 gekennzeichnet sind.

Bei der erfindungsgemäßen Steuerschaltung ändert sich die Geschwindigkeit, mit welcher dem elektrisch schwebenden Gebiet Ladung zugeführt (oder entnommen) wird, kontinuierlich und als Funktion allein des Spannungspegels dieses Gebiets, der seinerseits von der Relation zwischen Entnahme- und Zufuhrgeschwindigkeit abhängt. Die genannte Funktion ist so, daß Zufuhr- und Entnahmegeschwindigkeit gleich gehalten werden und somit der mittlere Spannungspegel des elektrisch schwebenden Gebiets konstant bleibt. Dieser mittlere Spannungswert kann außerdem dazu verwendet werden, auch den Wert der an einer Eingangselektrode eines CCD-Signalregisters angelegten Gleichvorspannung zu steuern.

Die Worte "elektrisch schwebend" sollen bedeuten, daß dem so benannten Halbleitergebiet kein festdefiniertes Potential angelegt ist.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung, zu denen auch ladungsgekoppelte Schaltungsanordnungen gehören, welche die erfindungsgemäße Steuerschaltung enthalten, sind in Unteransprüchen beschrieben.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung näher erläutert.

Fig. 1 zeigt einen Schnitt durch eine CCD-Anordnung mit einem Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Steuerschaltung;

Fig. 2 zeigt den Verlauf von Signalen, die beim Betrieb der Anordnung nach Fig. 1 verwendet werden;

Fig. 3 zeigt in einer graphischen Darstellung die Beziehung zwischen der an die erste CCD-Elektrode der Anordnung gelegten Spannung und dem Wert der Eingangsladung in dem bei der Anordnung nach Fig. 1 verwendeten CCD- Signalregister;

Fig. 4 zeigt schematisch eine Schaltung zur Erzeugung einer Bezugsspannung V _R , wie sie in der Anordnung nach Fig. 1 verwendet wird;

Fig. 5 veranschaulicht anhand von Flächenpotentialprofilen die Arbeitsweise eines Teils der Anordnung nach Fig. 1;

Fig. 6 ist eine Draufsicht auf einen Teil der Anordnung nach Fig. 1;

Fig. 7 zeigt einen Schnitt durch ein anderes Ausführungsbeispiel einer CCD-Anordnung;

Fig. 8 ist eine Draufsicht auf einen Teil der Anordnung nach Fig. 7;

Fig. 9 zeigt den Verlauf von Signalen, die beim Betrieb der Anordnung nach den Fig. 7 und 8 verwendet werden;

Fig. 10 veranschaulicht an Hand von Flächenpotentialprofilen die Arbeitsweise der Anordnung nach den Fig. 7 und 8;

Fig. 11a und 11b zeigen Fernseh-Gesamtsignale für zwei verschiedene Szenen;

Fig. 12 ist ein Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels einer Rückkopplungsschaltung, die in einer erfindungsgemäßen CCD-Anordnung verwendet werden kann;

Fig. 13 ist ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 14 bis 16 zeigen teils in Blockform und teils im Detail Ausführungsbeispiele der Erfindung, in denen Strahlung wie z. B. Licht als eine Eingangsgröße verwendet wird;

Fig. 17 zeigt teils in Blockform und teils im Detail ein wiederum anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung.

In den verschiedenen Figuren werden jeweils die gleichen Bezugszeichen für gleiche Teile verwendet.

Die in Fig. 1 dargestellte CCD-Anordnung enthält ein CCD-Signalregister 10, ein erstes CCD-Referenzregister 12 und ein zweites CCD-Referenzregister 14. Jedes dieser Register ist in einer Ausführungsform dargestellt, die mit Zweiphasensteuerung und verdecktem Kanal arbeitet und Gateelektroden aus Polysilizium enthält, welche auf zwei unterschiedlichen Niveaus liegen. Die dargestellte Ausführungsform ist nur als Beispiel zu verstehen, denn die CCD-Anordnungen können entweder mit Oberflächenkanal oder mit verdecktem Kanal ausgebildet sein, sie können entweder P-leitende oder N-leitende Substrate aufweisen, und sie können mit einer beliebigen Anzahl von Phasen gesteuert werden. Außerdem sind auch andere Elektrodenstrukturen wie z. B. einlagige oder dreilagige Ausführungsformen möglich, und anstelle von Polysiliziumelektroden können auch solche aus Metall oder Kombinationen aus Metall- und Polysiliziumelektroden verwendet werden.

Das Signalregister 10 und das erste Referenzregister 12 enthalten Eingangsschaltungen, die nach dem Prinzip des "fill and spill" ("Einfüllen und Abgießen") arbeiten, wie es in der US-Patentschrift 39 86 198 beschrieben ist. Im Signalregister 10 enthält diese Schaltung eine Quellenelektrode (Sourceelektrode) S ₁, die aus einem N⁺-Diffusionsgebiet in einem P-leitenden Siliziumsubstrat besteht, ferner eine erste Gateelektrode G ₁ und eine zweite Gateelektrode G ₂. Im vorliegenden Fall und auch im Falle der anderen Figuren werden zwei sich überlappende Lagen von Elektroden verwendet, und diese Elektroden haben gegenüber dem Substrat denselben Abstand (z. B. etwa 100 nm), der durch eine Isolierschicht z. B. aus Siliziumdioxid gebildet wird.

Nach den Elektroden G ₁ und G ₂ folgen die Mehrphasenelektroden 16, 18; 20, 22; usw. Die Elektroden 16 und 18 bilden eine Elektrodengruppe für die Phase 1 (Φ ₁-Elektroden) wobei die Elektrode 18 den gleichen Abstand vom Substrat hat wie die Elektrode 16 und immer auf einem positiveren Potential liegt als die Elektrode 16. Die Einrichtung zur Spannungsvernetzung der Elektrode 18 gegenüber der Elektrode 16 ist schematisch als Batterie 24 dargestellt. Wie an sich bekannt erzeugt das in dieser Weise betriebene Elektrodenpaar 16, 18 eine asymmetrische Potentialmulde im Substrat, um dafür zu sorgen, daß die Ladung in nur einer Richtung weitergegeben wird. Das Elektrodenpaar 20, 22 ist ähnlich dem Paar 16, 18, es wird jedoch nicht mit der Spannung der Phase 1 sondern mit der zur Phase 2 gehörenden Spannung (Φ ₂-Spannung) angesteuert. Natürlich können die asymmetrischen Potentialgruben auch durch andere Mittel gebildet werden (z. B. durch automatisch ausgerichtete ionenimplantierte Barrieren, wie es in Fig. 7 gezeigt ist).

Das erste Referenzregister 12 ist im wesentlichen genauso aufgebaut wie der erste Teil des Signalregisters 10, und seine verschiedenen Elektroden tragen auch die gleichen Bezugszeichen, nur daß ihnen zu Unterscheidungszwecken der Buchstabe "a" nachgestellt ist. Diese beiden Register bilden ebenso wie das zweite Referenzregister 14 jeweils eine CCD-Anordnung mit verdecktem Kanal, einem P-leitenden Siliziumsubstrat 24 und einer sehr dünnen N-leitenden Siliziumschicht 26 an der Oberfläche des P-Substrats. Zwischen dem Substrat 24 und der N-leitenden Schicht 26 existiert ein PN-Übergang 28. Die Gesamtheit der in Fig. 1 dargestellten Struktur kann auf einem gemeinsamen Substrat 24 integriert sein.

Die Ausgangsschaltung des ersten Referenzregisters 12, die auch Teil der Eingangsschaltung des zweiten Referenzregisters 14 ist, enthält ein schwebendes N⁺-Diffusionsgebiet FD. Diesem Gebiet folgt ein Elektrodenpaar 32, 34, das durch eine der Phase 1 zugeordnete Bezugsspannung Φ _1R angesteuert wird. Diesem Elektrodenpaar folgt eine mit der Phase 2 angesteuerte Elektrode 36, und auf diese folgt eine N⁺-Draindiffusion D. Die Draindiffusion ist mit einer Quelle positiver Spannung +V _DD verbunden.

Die Anordnung enthält außerdem eine Gegenkopplungsschaltung mit einem Differenzverstärker 38, der integriert sein kann und dessen invertierender Eingang 40 mit dem schwebenden Diffusionsgebiet und dessen nichtinvertierender Eingang 42 mit einer Quelle für eine Referenzspannung V _R verbunden ist. Zwischen dem invertierenden Eingang und einem auf Bezugsspannung liegenden Punkt (z. B. Masse) ist ein integrierender Kondensator 44 angeordnet. In vielen Anwendungsfällen kann dieser Kondensator ein MOS-Kondensator sein (z. B. gebildet durch die Kapazität zwischen dem unten liegenden Halbleiter und einer Gateelektrode, die mit ihrem einen Rand den Rand eines N⁺-Diffusionsgebiets überlappt und die außerdem über einer Inversionsschicht liegt, welche unter der Gateelektrode in einem P-leitenden Substrat erzeugt wird); es kann aber auch eine andersartige integrierte Kondensatorstruktur verwendet werden, die sich auf dem selben Schaltungsplättchen wie die übrigen Elemente der Anordnung integrieren läßt. Der Ausgang des Differenzverstärkers führt zur ersten Elektrode G _1a des ersten Referenzregisters 12 und ist außerdem über einen Widerstand 46 mit der ersten Elektrode G ₁ des Signalregisters 10 verbunden. Das Eingangssignal V _IN , das ein Analogsignal sein kann, wird über einen Kodensator 48 ebenfalls der ersten Gateelektrode G ₁ zugeführt. Der Widerstand 46 dient zur Entkopplung der Signalquelle 49 vom Differenzverstärker 38 und vom ersten Referenzregister 12.

Die Fig. 3 zeigt in allgemeiner Form die Eingangskennlinie des Signalregisters 10. V ₁ ist die an die erste Gateelektrode G ₁ gelegte Gleichvorspannung. Man erkennt, daß mit positiver werdender Spannung V ₁ weniger Ladung in die Einfüll- und Abgieß-Potentialmulde (d. h. in die Potentialmulde unter der Elektrode G ₂) eingespeichert wird. Dies wird weiter unten noch ausführlicher erläutert werden. Es ist erwünscht, daß die Spannung V ₁ auf irgendeinen vorbestimmten Wert V _x eingestellt ist und während des Ruhezustandes auf praktisch diesem Wert gehalten wird. Falls das Eingangssignal V _IN ein Analogsignal mit asymmetrischen Auslenkungen ist, dann sollte V _x zweckmäßigerweise auf einem solchen Wert liegen, daß die CCD-Anordnung in der Mitte ihres linearen Bereichs arbeitet. Dies ist der Punkt 50 in Fig. 3, und dieser Punkt wird einer Ladung entsprechen, welche die Potentialmulde unter der Elektrode 18 auf die Hälfte ihres Fassungsvermögens füllt.

Die hier beschriebene Schaltung macht diese Betriebsart möglich. Sie gestattet es nämlich, den Arbeitspunkt 50 an jede gewünschte Stelle längs der Kennlinie nach Fig. 3 zu legen. Für den Fall eines symmetrischen Eingangssignals kann der Arbeitspunkt 50 einer Vorspannungsladung entsprechen, welche die Mulde unter der Elektrode 18 halb füllt (oder einer Vorspannungsladung irgendeines anderen Werts, je nachdem, welcher Teil der Kennlinie linear ist und wo der lineare Bereich liegt, d. h. wo V _x liegen soll). Für irgendwelche anderen Signalformen wie z. B. ein asymmetrisches Signal kann der gewünschte Arbeitspunkt näher an den Sättigungspunkt oder den Sperrpunkt gelegt werden, je nach Richtung der Asymmetrie des Eingangssignals gegenüber der Bezugsbasislinie des Signals und außerdem abhängig von der jeweiligen Form der Kennlinie. Für das asymmetrische Fernsehsignalgemisch nach den Fig. 11a und 11b kommt man zur Verarbeitung des Spitzenwerts des Videosignals mit einem wesentlich kleineren Dynamikbereich aus, wenn man den Arbeitspunkt nahe an das eine Ende des linearen Bereichs in Fig. 3 legt. Würde man das Signal nach den Fig. 11a und 11b über eine einfache Wechselstromkopplung an die CCD-Anordnung legen, dann bräuchte man zur Verarbeitung beider Signale einen Dynamikbereich in der Größe |Δ V ₁|+ Δ V ₂|≈2Δ V _Sp . Falls jedoch das Signal auf den negativsten Wert (d. h. auf den Pegel des Synchronimpulses) geklemmt wird, dann ist der benötigte Dynamikbereich nur Δ V _Sp .

Die Arbeitsweise der Schaltung läßt sich besser verstehen, wenn man die Fig. 1, 2 und 5 betrachtet. Die Fig. 2 zeigt die Betriebsspannungen. Die Zweiphasenspannungen Φ ₁ und Φ ₂ sind symmetrisch. V _S ist die den Sourceelektroden S ₁ und S ₂ angelegte Spannung, und Φ _1R ist die Referenztaktspannung, die phasengleich mit Φ ₁ ist, jedoch eine größere Amplitude als Φ ₁ hat, und die dem Elektrodenpaar 32, 34 angelegt wird. Die dargestellten Spannungswellen sind nur ein Beispiel, d. h. es sind auch andere Formen möglich. So kann die Steuerschaltung genausogut bei CCD- Anordnungen angewendet werden, die mit Wellenformen für sogenannten "Schubtakt" (push-clock) oder "Falltakt" (drop-clock) arbeiten.

Zum Zeitpunkt t ₀ ist Φ ₁ niedrig und Φ ₂ hoch, so daß gemäß Fig. 5 eine Potentialbarriere 60 unter der Elektrode 16 a des ersten Referenzregisters und eine Potentialmulde 62 unter der Φ ₂-Elektrode 20 a liegt. V _S ist zu diesem Zeitpunkt relativ negativ, so daß die Diffusion S ₂ als Quelle für Ladungsträger (Elektronen) dient und diese Ladungsträger über die Potentialbarriere 64 unter der ersten Elektrode G _1a und in die Potentialmulde 66 unter der Elektrode G _2a fließen. Dies ist der "Einfüll"-Teil des Einfüll- und Abgießzyklus. Zum Zeitpunkt t ₁ hat sich die an die Diffusion S ₂ gelegte Spannung V _S von ihrem relativ negativen Wert auf einen relativ positiven Wert geändert. Die Diffusion S ₂ arbeitet nun als Drain (Senke oder Abfluß für Ladungsträger). Die überschüssige Ladung in der Potentialmulde 66 fließt über die Barriere 64 in die Diffusion S ₂.

Die in der Potentialmulde 66 verbleibende Ladung ist mit Q _G2 bezeichnet. Aus der Fig. 5 ist zu entnehmen, daß die Höhe der Barriere 64 die Menge der Vorspannungsladung Q _G2 bestimmt.

Wenn die Barriere höher wird (V ₁ weniger positiv), dann wird Q _G2 größer, und umgekehrt.

Zum Zeitpunkt t ₂ ist Φ ₁ hoch geworden, Φ ₂ ist niedrig geworden, und Φ _1R ist ebenfalls hoch geworden. Es sei angemerkt, daß Φ _1R positiver ist als Φ ₁. Wenn Φ ₁ hoch ist, dann hat sich die vorher in der Mulde 66 befundene Ladung Φ _G2 in die Potentialmulde 68 unter der Φ ₁-Elektrode 18 a verschoben. Zum Zwecke der Erläuterung sei angenommen, daß zu einer früheren Zeit entsprechend dem Zeitpunkt t ₄ (der noch erläutert werden wird) Ladung in das schwebende Diffusionsgebiet FD geschoben worden war. Dabei war die Menge dieser Ladung abhängig vom Vorspannungswert V ₁ an der ersten Elektrode G _1a . Zum Zeitpunkt t ₂, wenn Φ _1R hoch ist, sind die in dem schwebenden Diffusionsgebiet gewesenen Ladungsträger (Elektronen) in die Potentialmulde 70 unter der Elektrode 34 gelangt. Dieses Einfüllen ist Teil eines Einfüll- und Abgießprozesses, wie man bald erkennen wird.

Zum Zeitpunkt t ₃ ist Φ _1R auf seinen niedrigen Wert zurückgekehrt, so daß sich die Tiefe der Potentialmulde 70 vermindert hat. Die Überschußladung in dieser Mulde ist zurück in das schwebende Diffusionsgebiet FD abgegossen worden, wie es im Potentialprofil d der Fig. 5 veranschaulicht ist. Der gerade beschriebene Vorgang läuft also im Endergebnis darauf hinaus, daß eine feste Ladungsmenge Q _REF aus dem schwebenden Diffusionsgebiet FD entnommen wird. Bei der dargestellten Ausführungsform ist das Potential unter der Elektrode 32 zum Zeitpunkt t ₃ gleich dem Potential unter der Elektrode 36 zum Zeitpunkt t ₃. Man könnte fragen, ob in diesem Fall nicht etwas Ladung aus der Mulde 70 vorzeitig in das Draingebiet D überfließen würde. Versuche haben jedoch gezeigt, daß zum Zeitpunkt, wo das Flächenpotential unter der Elektrode 32 den gleichen Wert wie das Potential unter der Elektrode 36 erreicht, praktisch alle "abzugießende" Ladung die Mulde 70 verlassen hat und in das schwebende Diffusionsgebiet FD geflossen ist, so daß praktisch nichts mehr übrig bleibt, was über die gleich hohe Barriere unter die Elektrode 36 fließen könnte. Einen sauberen Betrieb kann man ferner noch dadurch sicherstellen, daß man die Neigung der nacheilenden Flanke (d. h. des Übergangs von hoch nach niedrig) der Φ _1R -Welle passend wählt. Es ist auch möglich, die Versetzungsspannung zwischen den Elektroden 32 und 34 so zu wählen, daß die Höhe der Barriere unter der Elektrode 32 zum Zeitpunkt t ₃ niedriger ist als unter der Elektrode 36.

Zum Zeitpunkt t ₄ ist die in der Potentialmulde 68 gesammelte Ladung in das schwebende Diffusionsgebiet FD geflossen, weil Φ ₂ nun relativ positiv und Φ ₁ relativ negativ ist. Außerdem ist zu diesem Zeitpunkt die zuvor entnommene Referenzladung Q _REF zum Draingebiet D geschoben worden.

Der in Fig. 1 dargestellte Kondensator 44, der mit dem schwebenden Diffusionsgebiet verbunden ist, integriert die in diesem Gebiet vorhandene Gesamtladung. Wenn die aus dem Gebiet FD genommene Ladung Q _REF genauso groß ist wie die an diesem Gebiet empfangene Ladung Q _G2 , dann bleibt die Spannung V _c am Kondensator 44 konstant. Wenn Q _REF größer ist als Q _G2, dann wird die Spannung V _c positiver (in Wirklichkeit weniger negativ). Wenn Q _REF kleiner ist als Q _G2, dann wird die Spannung V _c negativer.

Der Spannungsbereich von V _c , über den die Schaltung richtig arbeitet, ist ziemlich groß und kann bei einer speziellen Konstruktion etwa 6 Volt betragen. Dieser Bereich ist eine Funktion der relativen Amplituden von Φ _1R und Φ ₂, wie noch gezeigt werden wird. V _c muß innerhalb eines solchen Bereichs liegen, daß das schwebende Diffusionsgebiet FD als Drain für das Referenzregister 12 wirkt und gleichzeitig als Source (Quelle) für den Einfüll- und Abgießeingang des Referenzregisters 14. Gemäß Fig. 5 liegt der Bereich von V _c zwischen einerseits der Potentialbarriere unter der Gateelektrode 18 a, wenn Φ ₁ seinen negativsten Wert hat, und andererseits der Potentialbarriere unter der Gateelektrode 32, wenn Φ _1R seinen positivsten Wert hat.

Die mit dem Differenzverstärker 38 gebildete Gegenkopplung hat den Zweck, den bei V _c liegenden Gleichstromwert auf einen bei V ₁ liegenden, mit der verwendeten Eingangsstufe kompatiblen Gleichstromwert zu verschieben und eine Signalinvertierung von V _c auf V ₁ für die Gegenkopplung zu bewirken. Die Anforderungen an die Leistungsfähigkeit dieses Differenzverstärkers sind nicht kritisch. So ist z. B. bei einer typischen Ausführungsform eine Spannungsverstärkung von 5 bis 10 ausreichend, und die Offsetspannung am Eingang kann bis 0,5 Volt betragen, ohne den Betrieb der Schaltung zu beeinträchtigen. Die Schaltung zur Erzeugung von V _R liefert einen Spannungswert, der anfänglich nahe der Mitte des Bereichs von V _c liegt, so daß eine gewisse Drift in der Spannung V _R toleriert werden kann. Wenn die Gegenkopplungsschaltung ihren stationären Zustand erreicht hat, dann ist die Spannung V _c am Kondensator nahezu gleich V _R (minus irgendeiner Eingangs-Offsetspannung am Differenzverstärker), und V ₁ erreicht einen konstanten Wert. Dieser konstante Wert ist so, daß das nächste zu bemessende und anschließend in das schwebende Diffusionsgebiet zu schiebende Ladungspaket genau gleich ist der festen Ladungsmenge Q _REF , die aus dem schwebenden Diffusionsgebiet entnommen worden ist. Es sei z. B. angenommen, daß die feste Ladungsmenge genau halb so groß ist wie die Ladungskapazität der Mulde 68 unter der Elektrode 18 a. Wenn dann die Gegenkopplungsspannung V ₁ einen stabilen Wert erreicht, wird die periodisch zur Mulde 68 geschobene Ladung Q _G2 diese Mulde exakt auf die Hälfte ihrer Kapazität füllen. Diese Spannung V ₁ wird auf die Gateelektrode G ₁ im Signalregister 10 rückgekoppelt. Somit ist beim Fehlen eines Eingangssignals V _IN die periodisch zwischen der Φ ₁-Elektrode 18 geschobene Ladung ebenfalls gleich der Hälfte der Kapazität der Mulde 18. Hierbei ist natürlich vorausgesetzt, daß das CCD-Signalregister 10 im wesentlichen identisch mit dem ersten CCD-Referenzregister 12 ist, und zwar in jeder Hinsicht einschließlich der Elektrodenabmessungen, der Dicke des Oxids über dem Kanal, der Kanalbreite, usw. Alle diese Voraussetzungen sind ohne weiteres zu erfüllen, wenn alle Einrichtungen auf demselben Substrat integriert werden.

Es sei nun angenommen, daß die aus dem schwebenden Diffusionsgebiet FD entnommene Ladungsmenge größer ist als die Ladungsmenge, die in diesem Gebiet eingeschoben wird, d. h. daß am schwebenden Diffusionsgebiet mehr Elektronen entnommen als hinzugefügt werden. Dies hat zur Folge, daß die mittlere Spannung am Kondensator positiver wird. Dies wiederum führt dazu, daß die Ausgangsspannung V ₁ des Differenzverstärkers negativer wird. Die Folge ist eine Erhöhung der Potentialbarriere 64, so daß nach dem nächsten Abgießzyklus (Zeitpunkt t ₁ in Fig. 5) mehr Ladung Q _G2 in der Mulde 66 vorhanden sein wird. Diese erhöhte Ladungsmenge wird anschließend zum schwebenden Diffusionsgebiet FD übertragen. Dieser Prozeß geht so lange weiter, bis ein Punkt erreicht ist, bei dem die in das schwebende Diffusionsgebiet eintretende Ladung gleich ist der aus diesem Gebiet entnommenen Ladung, denn zu diesem Zeitpunkt wird die mittlere Spannung V _c am Kondensator gleich V _R sein, und die Spannung V ₁ stabilisiert sich dann auf einen festen Wert (den Wert V _x in Fig. 3).

Nun sei angenommen, daß das zweite Referenzregister 14 aus dem schwebenden Diffusionsgebiet weniger Ladung entnimmt als diesem Gebiet vom ersten Referenzregister 12 zugeführt wird. Dies läßt das schwebende Diffusionsgebiet negativer werden (es werden mehr Elektronen empfangen als fortgenommen), so daß die mittlere Spannung V _c am Kondensator 44 negativer wird. Hierdurch wird die Ausgangsspannung V ₁ des Differenzverstärkers positiver, womit die Potentialbarriere 64 niedriger gemacht wird. Dies wiederum vermindert die Ladungsmenge, die in der Mulde 66 während der nächsten Einfüll- und Abgießperiode gespeichert wird und die anschließend vom ersten Referenzregister 12 zum schwebenden Diffusionsgebiet geschoben wird. Auch hier stabilisiert also die Gegenkopplungsschaltung die Spannung V ₁ auf den Wert V _x nach Fig. 3, so daß die gewünschte Ladungsmenge zum schwebenden Diffusionsgebiet gelangt. Dies regelt automatisch die Spannung, die an die erste Gateelektrode G ₁ des Signalregisters 10 gelegt wird.

Weiter oben wurde erwähnt, daß V _R innerhalb eines gewissen Bereichs schwanken kann. Änderungen von V _R innerhalb dieses Bereichs verschieben die Position V _x (Fig. 3) nicht. Solange V _R innerhalb dieses Bereichs bleibt, wird im Gleichgewicht die Spannung V _c nahe an V _R bleiben, und V ₁ wird auf demjenigen konstanten Wert bleiben, für den die Schaltung ausgelegt worden ist und bei dem Q _G2 = Q _REF .

In der hier beschriebenen Anordnung stellt die Gegenkopplungsspannung V ₁ die Vorspannungskomponente der Ladung Q _G2 immer so nach, daß sie genau gleich Q _REF ist. Um einen gewünschten Vorspannungswert V ₁ zu erhalten, wird daher die Anordnung so ausgelegt, daß die Größe der Mulde 70 (zum Zeitpunkt t ₃) gleich irgendeinem gewünschten Bruchteil der Maximalkapazität der Mulden wird, die unter den Mehrphasenelektroden im Signalregister liegen (wie z. B. unter der Elektrode 18). Es sei hier angenommen, daß die Mulde unter der Elektrode G _2a gleiche Größe wie die Mulde unter der Elektrode G ₂ des CCD-Signalregisters 10 hat. In der Fig. 6 ist ein Beispiel veranschaulicht, wie die Mulde 70 ein Bruchteil so groß wie die Mulde unter der Elektrode 18 gemacht werden kann, nämlich dadurch, daß man die Breite des CCD-Kanals reduziert, während die Länge L der Elektrode 34 die gleiche bleibt wie die Länge der entsprechenden vorhergehenden Elektroden (vergleiche auch Fig. 5). Im Interesse einer schnellen Ladungsweitergabe wird im allgemeinen die Länge L aller Elektroden so klein gemacht, wie es die bei der Herstellung der CCD-Anordnung angewandten photolithographischen Verfahren erlauben. Daher ist es im allgemeinen nicht möglich, die Größe einer Potentialmulde durch Verminderung von L zu verkleinern. Die Kanalbreite kann jedoch leicht verkleinert werden. Bei dem hier beschriebenen Beispiel, wo die Potentialmulde 70 zum Zeitpunkt t ₃ halb so groß wie die mögliche Maximalgröße einer Potentialmulde unter der Elektrode 18 sein soll, wird die Kanalbreite im zweiten CCD-Referenzregister 14 halb so groß wie im ersten CCD-Referenzregister 12 gemacht, wie es in Fig. 6 gezeigt ist.

Es sind auch andere Strukturen möglich, um die Größe der Potentialmulden im zweiten CCD-Referenzregister 14 zu kontrollieren. Eine Möglichkeit besteht darin, die Ladung aus dem Diffusionsgebiet FD in zwei auseinanderlaufende CCD-Kanäle zu schieben. Diese beiden Kanäle können derartige geometrische Abmessungen (Breiten) haben, daß die Ladung in irgendeinem gewünschten Verhältnis zwischen ihnen aufgeteilt wird, z. B. 50 Prozent in jedem Kanal (im Falle gleicher Kanalbreiten und gleicher Elektrodenlängen) oder jedes andere gewünschte Verhältnis. Die Ladung in dem einen dieser Kanäle kann dann zum schwebenden Diffusionsgebiet FD rückübertragen (zurückverschoben) werden, und die Ladung im anderen Kanal kann durch Einschieben in ein Draingebiet fortgenommen werden. In diesem Fall ist die zum Draingebiet fortgeleitete Ladung die Größe Q _REF .

Es wäre auch möglich, die Größe der Potentialmulde oder der Elektrode 34 durch Steuerung der Spannungsversetzung zwischen den Elektroden 32 und 34 zum Zeitpunkt t ₃ zu ändern. Anders ausgedrückt: Die "Offsetspannung" zwischen den Elektroden 32 und 34 können anders als die Offsetspannung zwischen den Elektroden der Φ ₁-Elektrodenpaare bemessen werden. Dies ist jedoch im allgemeinen nicht so bequem wie die Einstellung der Muldenkapazität durch Änderung der Elektrodenfläche.

Zur Erzeugung der Referenzspannung V _R können verschiedene Schaltungen verwendet werden. Eine praktische Schaltung hierzu, die sich auf dem Schaltungsplättchen mit integrieren läßt, ist in Fig. 4 dargestellt. Sie besteht aus einem mit verdecktem Kanal arbeitenden Verarmungs-Transistor, der eine Sourceelektrode 80, eine Drainelektrode 82 und eine Gateelektrode 84 enthält. Die Sourceelektrode und die Drainelektrode sind N⁺-Diffusionen im Substrat, und der Kanal des Transistors wird durch den verdeckten Kanal 26′ gebildet, der vergleichbar mit dem verdeckten Kanal der CCD-Anordnung ist. Dieser verdeckte Kanal ist eine Schicht N-leitenden Siliziums über dem P-leitenden Siliziumsubstrat 24. An die Drainelektrode ist eine Quelle für eine Betriebsspannung V _DD angeschlossen. Zwischen der Drainelektrode 82 und einem Bezugspotential (z. B. der negativste Teil von Φ ₁), das hier als Masse dargestellt ist, liegt ein Spannungsteiler R ₂, R ₃, dessen Abgriff 86 mit der Gateelektrode 84 verbunden ist. Zwischen der Sourceelektrode 80 und Masse liegt eine Stromquelle 88, z. B. ein Widerstand oder ein Feldeffekttransistor, der in einer Schaltung als Last arbeitet.

Der aus den Widerständen R ₂ und R ₃ bestehende Spannungsteiler ist so ausgelegt, daß im Betrieb der mit der Gateelektrode 84 verbundene Knotenpunkt 86 auf etwa +3V vorgespannt ist. Der Transistor wird im Sättigungsbereich betrieben und wird durch die einen relativ kleinen Strom liefernde Stromquelle 88 in Leitrichtung um etwa 0,5V über seine Schwellenspannung V _T hinaus vorgespannt. Dies bringt die Sourcediffusion 80 auf eine Spannung V _R , die um +3V - 0,5V = 2,5V positiver ist als das Potentialminimum des verdeckten Kanals unter der Speicher-Gateelektrode 18 a, wenn Φ ₁ auf Massepotential (dem niedrigsten Wert von Φ ₁) liegt, wie es für den Zeitpunkt t ₀ in den Fig. 2 und 5 gezeigt ist. Dies legt die Spannung V _R nahe an die Mitte ihres zulässigen Betriebsbereichs.

Die Gegenkopplungsschaltung kann auch auf andere Weise realisiert werden als mit dem in Fig. 1 dargestellten Differenzverstärker. So kann die Gegenkopplungsschaltung z. B. eine Spannungspegelverschiebungsschaltung aufweisen, um die mittlere Spannung des schwebenden Diffusionsgebiets FD auf einen zweiten Spannungspegel zu verschieben, der kompatibel mit dem an der Elektrode G ₁ geforderten Pegel ist und sich wesentlich von der Spannung bei FD unterscheidet, ohne daß hierzu die Spannungsverstärkung eines Differenzverstärkers notwendig ist. Eine Schaltung dieser Art ist in Fig. 12 dargestellt und wird später noch beschrieben.

In der DE-OS 28 00 843 ist die Übertragungsfunktion der Eingangsschaltung einer mit verdecktem Kanal ausgelegten CCD-Anordnung erläutert. Die dort beschriebene Eingangsschaltung hat eine Kennlinie, die bei niedrigen Eingangssignalpegeln relativ nichtlinear und bei höheren Eingangssignalpegeln linear ist. In gewissen Fällen, beispielsweise in CCD- Verzögerungsleitungen zum Verzögern analoger Signale wie z. B. Fernsehbildsignale, ist eine derartige Eingangskennlinie sehr unvorteilhaft, da dann relativ schwache Signale verzerrt werden. Für solche Fälle ist es daher günstiger, wenn die Eingangs-Übertragungsfunktion so linear wie möglich verläuft.

Das im oberen Teil der Fig. 7 dargestellte CCD-Signalregister 10 a, dessen Draufsicht in Fig. 8 gezeigt ist, arbeitet nach demselben Prinzip wie das in der oben genannten DE-OS beschriebene CCD-Register. Bei dem Register nach Fig. 7 ist jedoch die CCD-Struktur etwa anders als bei dem Register nach der DE-OS. Die Anordnung nach Fig. 7 enthält unter den Gateelektroden der zweiten Lage selbstausgerichtete Barrieren- Implantate wie z. B. 85 und 87, um den Potentialmulden die notwendige Asymmetrie zu geben, damit die Ladungsweitergabe in nur einer Richtung mit zweiphasiger Taktsteuerung möglich ist. Typische Herstellungsparameter für eine mit verdecktem N-Kanal ausgelegte CCD-Anordnung dieser Struktur sind

• 1. Substrat: P-leitend mit einem spezifischen Widerstand von 30 bis 50 Ω · cm;
• 2. N-leitende verdeckte Schichten: Phosphorimplantation mit einer Dosis von 1,3 · 10¹²/cm² und einer Energie von 150 keV, Tiefe der Übergangszone X _j = 0,75 Micron;
• 3. P-leitende Barrieren-Implantate: Bor, Dosis = 4 · 10¹¹/cm², Energie = 100 keV.

Wie das Register nach der DE-OS enthält auch die CCD-Anordnung 10 a Elektroden G ₁, G ₂ und G ₃ vor der ersten Mehrphasenelektrode. Diese Elektroden werden in solcher Weise beaufschlagt, daß in der Potentialmulde unter der Elektrode G ₂ stets ein festes Ladungsniveau Q _F (Fig. 10) gespeichert bleibt. Dieses feste Ladungsniveau wirkt als Vorspannung auf die Eingangs-Übertragungskennlinie der CCD-Anordnung, um die Schaltung so einzustellen, daß sie nur im linearen Bereich ihrer Kennlinie arbeitet. Diesem festen Ladungsniveau Q _F ist eine zusätzliche Ladung Q _{(B + S)} überlagert, die aus einer Vorspannungskomponente plus einer Signalladung besteht. Diese zusätzliche Ladung wird anschließend aus der Potentialmulde unter der Elektrode G ₂ gleichsam "abgerahmt" und dem CCD-Register entlang weiterübertragen. Der CCD-Kanal verjüngt sich anschließend in seiner Breite um ein solches Maß, daß die erste Potentialmulde im schmaleren Kanalbereich von der maximal zu erwartenden Vorspannungs- plus Signalladung Q( _{B + S)} vollgefüllt wird.

Die vorstehend beschriebene Arbeitsweise ist an den Substratpotentialprofilen in Fig. 10 abzulesen, und zwar in Verbindung mit den Wellenformen der Betriebssignale gemäß Fig. 9. Zum Zeitpunkt t _B bewirkt die an die Diffusion S ₁ gelegte Spannung V _S , daß diese Diffusion als Quelle für Ladungsträger (Elektronen) arbeitet, und diese Ladungsträger fließen in die Potentialmulde 90 unter der Elektrode G ₂. Zum Zeitpunkt t _C hat die Spannung V _S einen positiveren Wert, der ausreicht, die Diffusion S ₁ als Drain (Senke oder Abfluß für Ladungsträger) wirken zu lassen, wodurch überschüssige Ladung aus der Potentialmulde 90 zurück in die Diffusion abgegossen wird. In der Potentialmulde 90 bleibt ein festes Ladungsniveau Q _F und eine Vorspannungs- plus Signalladung Q _{(B + S)}. Diese letztgenannte Ladungsmenge enthält eine Gleichspannungskomponente Q _B , deren Wert von der an die Gateelektrode G ₁ gelegten Spannung V ₁ abhängt. D. h., diese Vorspannungskomponente ist abhängig von der Höhe der Potentialbarriere 92 beim Fehlen eines Eingangssignals. Im Falle eines symmetrischen Eingangssignals V _IN stellt die Spannung V ₁ eine solche Potentialbarriere 92 her, daß die Vorspannungskomponente der Ladung Q _{(B + S)} die Mitte des Linearbereichs der Eingangskennlinie trifft. Dies mag z. B. der Hälfte der Kapazität der Potentialmulde unter der Elektrode 94 im Hauptteil des CCD-Kanals entsprechen, d. h. des verschmälerten Teils des CCD-Kanals, wie er in Fig. 8 dargestellt ist. Für ein asymmetrisches Eingangssignal kann die Spannung V ₁ so eingestellt werden, daß sich ein Arbeitspunkt ergibt, der je nach Richtung der Asymmetrie im Eingangssignal nahe dem einen oder nahe dem anderen Ende des Linearbereichs der Eingangskennlinie der CCD-Anordnung liegt.

Zum Zeitpunkt t _D , wenn die der Gateelektrode G ₃ angelegte Spannung V ₃ ihren positivsten Wert hat und wenn Φ ₁ ebenfalls den positivsten Wert hat, ist die Ladung Q _{(B + S)} aus der Mulde 90 in die Potentialmulde 96 übergeflossen, die nun unter der Φ ₁-Elektrode 98 entstanden ist. Anders ausgedrückt: Die Ladung Q _{(B + S)} ist aus der Potentialmulde 90 "abgerahmt" worden, und das feste Ladungsniveau Q _F ist dort zurückgeblieben. Die Ladung Q _{(B + S)} wird anschließend in der üblichen Weise entlang der CCD-Anordnung weitergereicht.

Die vorstehend beschriebene Technik kann dazu angewendet werden, den Wert von V ₁ so zu steuern, daß die Vorspannungskomponente Q _B der Ladung Q _{(B + S)} einen beliebigen gewünschten Wert annimmt. Das vollständige System hierzu ist in Fig. 7 gezeigt. Es enthält ein erstes CCD-Referenzregister 12 a, das mit dem Register 12 in Fig. 1 vergleichbar ist, jedoch nun im wesentlichen identisch mit dem Eingangsteil des CCD-Signalregisters 10 a ist. D. h., seine Elektroden, die mit den gleichen Bezugszeichen wie die Elektroden des Register 10 a (jedoch mit einem nachgestellten "a") bezeichnet sind, haben im wesentlichen dieselbe Konstruktion und Abmessungen wie die Elektroden des Registers 10 a. Ansonsten funktionieren die Register 12 a und 14 a in der gleichen Weise wie die entsprechenden Register 12 und 14 nach Fig. 1. Der Kondensator 44 a integriert den Ladungswert des schwebenden Diffusionsgebiets FD, und der Differenzverstärker 38 a arbeitet in der gleichen Weise wie die Differenzverstärker 38 nach Fig. 1. Die Schaltung regelt die Spannung V ₁ automatisch auf einen festen Wert, indem sie die Menge der Ladung Q _B , die zum schwebenden Diffusionsgebiet FD geschoben wird, genau gleich mit der festen Ladungsmenge Q _REF macht, die vom zweiten CCD-Referenzregister 14 a aus dem Diffusionsgebiet fortgenommen wird. Unter diesen Bedingungen wird V _C im wesentlichen gleich V _R , und die Schaltung stabilisiert sich.

Wie im Falle der Fig. 1 so können auch hier andere Gegenkopplungsschaltungen als die gezeigte Ausführungsform verwendet werden, um die Regelung durchzuführen, d. h. um V ₁ auf einen solchen Wert zu regeln, daß die zum Diffusionsgebiet FD geschobene Ladung gleich der aus diesem Gebiet fortgenommenen Ladung ist. Unter diesen Bedingungen ist natürlich die über den Widerstand 46 an die erste Gateelektrode G ₁ gelegte Spannung V ₁ auf dem gewünschten, automatisch geregelten Wert.

Bei den hier beschriebenen beiden Ausführungsbeispielen der Erfindung werden Eingangsschaltungen verwendet, die nach dem Prinzip des "Einfüllens und Abgießens" arbeiten. Die beschriebene Steuerschaltung ist ebenso auf andere herkömmliche CCD-Eingangsschaltungen anwendbar, z. B. auf CCD-Anordnungen, die mit sogenannter Stromeingabe arbeiten und worin eine Eingangs-Sourcediffusion vorgesehen ist, die auf einem festen Potential gehalten wird, ferner eine erste Gateelektrode, die während jedes Arbeitszyklus einen Steuerimpuls empfängt, und eine zweite Gateelektrode, die sowohl eine Gleichvorspannung als auch ein Wechselstromsignal empfängt, das kapazitiv auf diese Elektrode gekoppelt wird. Die der zweiten Elektrode angelegte Gleichvorspannung kann nach einer ähnlichen Methode geregelt werden, wie sie vorstehend beschrieben wurde; jedoch sollte in diesem Fall die Gegenkopplungsschaltung keine Signalinvertierung wie oben durchführen. Für diesen Fall läßt sich die erforderliche richtige Gegenkopplung z. B. dadurch erreichen, daß man den invertierenden und den nichtinvertierenden Eingang des Differenzverstärkers miteinander vertauscht.

Die beschriebene Steuerschaltung läßt sich auch auf CCD-Eingangsschaltungen anwenden, die mit der sogenannten Spannungseingabe arbeiten, bei welcher die Sourceelektrode das Eingangssignal empfängt, die erste Gateelektrode während jedes Taktzyklus einen Steuerimpuls empfängt und die zweite Gateelektrode eine Gleichspannung empfängt und als Eingangsspeichermulde wirkt. In diesem Fall wird die Gegenkopplungsspannung über einen signalentkoppelnden Widerstand auf die Sourcediffusion gegeben, und das Wechselsignal wird kapazitiv auf die Sourcediffusion gekoppelt. Die Gegenkopplungsschaltung kann hier genauso ausgebildet sein, wie es für die ersten beiden Ausführungsformen dargestellt ist, nur daß V ₁ in diesem Fall die Gleichvorspannung an der Sourcediffusion regelt.

Bei den bisher beschriebenen verschiedenen Ausführungsbeispielen wird während beabstandeter erster Zeitintervalle Ladung zum schwebenden Diffusionsgebiet FD geschoben, und während beabstandeter zweiter Zeitintervalle, die mit den ersten Zeitintervallen verschachtelt sind, wird Ladung aus dem schwebenden Diffusionsgebiet entnommen. Da jedoch der integrierende Kondensator die Spannung des schwebenden Diffusionsgebiets während eines beliebigen Betriebszyklus nahezu konstant hält, ist es möglich, die Schaltung in einer anderen Weise zu betreiben. So ist es möglich, während des Entfernens der Ladung Q _REF aus dem schwebenden Diffusionsgebiet gleichzeitig die Ladung Q _G2 diesem Gebiet zuzuführen. Für eine solche Betriebsweise wäre an das Elektrodenpaar 32, 34 (Fig. 1) oder 32 a, 34 a (Fig. 7) eine Spannung Φ _2R zu legen, welche in der gleichen Beziehung zu Φ ₂ steht wie die Spannung Φ _1R zu Φ ₁. In diesem Fall wäre natürlich Φ ₂ durch Φ ₁ als Steuerspannung für die Elektrode 36 oder 36 a zu ersetzen.

Es ist bereits erwähnt worden, daß man für die Gegenkopplungsschaltung für die beschriebenen CCD-Anordnungen eine Pegelverschiebungsschaltung anstelle eines Differenzverstärkers verwenden kann. Eine geeignete Pegelverschiebungsschaltung ist in Fig. 12 dargestellt, und zwar für den Fall ihres Anschlusses an eine Anordnung gemäß Fig. 7, wobei die Spannungen so gewählt sind, daß sie sich für ein Videosignalgemisch eignen, wie es in den Fig. 11a und 11b gezeigt ist. Diese pegelverschiebende Gegenkopplungsschaltung enthält außerdem eine Schaltung zum Klemmen des Videosignals auf den Pegel der am weitesten negativ ausschlagenden Synchronimpulse.

Die Schaltung nach Fig. 12 enthält einen Stromspiegelverstärker, der aus MOS-Transistoren 102 und 104 vom Anreicherungstyp gebildet ist und Anreicherungs-MOS-Transistoren 101 und 103 als Lastelemente hat. Dem Stromspiegelverstärker sind Transistoren 105 und 106 nachgeschaltet, die eine invertierende Verstärkerstufe bilden. Dem invertierenden Verstärker folgen Transistoren 107 und 109, die Klemmschaltungen bilden. Weitere Transistoren 108, 110 und 112 bilden gemeinsam einen zweiten Stromspiegelverstärker mit einem als Diode geschalteten Eingangstransistor 112, der den Eingangsstrom für den Stromspiegel empfängt, ferner mit einem Schaltungspunkt 114, der den gemeinsamen Anschluß des Stromspiegels bildet, und mit Schaltungspunkten 116 und 118, welche die Ausgangsanschlüsse des Stromspiegels darstellen. Die Stromspiegeltransistoren 108 und 110 dienen als Stromquellen für die Klemmtransistoren 107 und 109. Ein Transistor 111 bildet eine Stromquelle für den Eingangstransistor 112 des Stromspiegels. Für den Transistor 111 wird ein Bauelement vom Verarmungstyp verwendet, weil ein solches Element eine konstantere Stromquelle als ein Element vom Anreicherungstyp bildet.

Im Betrieb ist die Gateelektrode des Transistors 103 mit dem schwebenden Diffusionsgebiet FD und mit dem integrierenden Kondensator 44 a verbunden. Sie empfängt eine Spannung, die von der im integrierenden Kondensator 44 a gespeicherten mittleren Ladung abhängt. Die Übertragungsfunktion vom Knoten 120, wo die Spannung V _c erscheint, zum Knotenpunkt 124 ist invertierend und hat im typischen Fall einen Verstärkungsfaktor von etwa 3. Wenn die Spannung V _c am Knotenpunkt 120 gleich der Spannung V _DD ist, die beim vorliegenden Beispiel zu +16 Volt gewählt ist, dann liegen die beiden Knotenpunkte 119 und 122 auf demselben Spannungswert, der ungefähr +3,7 Volt beträgt. Dieser Spannungswert ist eine Funktion von wobei K ₁₀₁ das Verhältnis der Kanallänge zur Kanalbreite des Transistors 101 ist und K ₁₀₂ das entsprechende Verhältnis für den Transistor 102 ist.

Im Betrieb ist der in die Drainzone des Transistors 104 fließende Strom i ₄ ein Spiegelbild des in die Drainzone des Transistors 102 fließenden Stroms i ₂. Der Transistor 103 arbeitet als Sourcefolger, und der Transistor 104 dient als Stromquelle. Die Spannung am Knotenpunkt 122 folgt den Änderungen von V _c mit einem typischen Verstärkungsfaktor von 0,8. Das Signal am Knotenpunkt 122 wird durch den MOS-Transistor 106 weiterverstärkt, der einen verhältnismäßig bemessenen Lasttransistor 105 aufweist. Dieser invertierende Verstärker hat typischerweise einen Verstärkungsfaktor von 3,8. Somit ist die gesamte Spannungsverstärkung vom Knotenpunkt 120 zum Knotenpunkt 124 etwa gleich 3. Bei dem in Fig. 12 dargestellten Beispiel, wo V _c = 15,6V ist und innerhalb des Arbeitsbereichs für V _c liegt, hat die Spannung am Knotenpunkt 116 den Wert +3,0 Volt. Der Arbeitsbereich für V _c liegt typischerweise etwa zwischen 11 und 20 Volt und paßt für eine Signaleingabe nach dem sogenannten Prinzip "hochtreiben und abstreifen", "fan and skim", bei der die Elektrode G ₃ in Fig. 7 von Massepotential auf +3 Volt gepulst wird.

Die Geometrien der stromspiegelbildenden Transistoren 108, 110, 112 sind so bemessen, daß die Transistoren 108 und 110 als Stromquellen für schwache Ströme wirken, um die Transistoren 107 und 109 zu klemmen. Beim dargestellten Beispiel liefert der Transistor 111 einen Strom von 0,1 mA an den Eingangstransistor 112 des Stromspiegels, und die von den Stromquellen 106 und 108 gezogenen Ströme i ₈ und i ₁₀ betragen 0,01 mA. (Typische Maße für die Geometrien der Transistoren in der Schaltung nach Fig. 12 werden weiter unten angegeben). Der wirkliche Wert der Ströme i ₈ und i ₁₀ ist nicht kritisch. Der Wert des Stroms beeinflußt den vom Eingangssignal V _IN vorgefundenen Eingangswiderstand. Dieser Eingangswiderstand sollte nicht größer sein als 100 Kiloohm, so daß der Wert der Eingangskoppelkapazität C _IN zwischen der Signalquelle und der Gateelektrode G ₁ des Signalregisters 10 a nicht allzu groß zu sein braucht sondern nur so hoch, daß die niedrigste interessierende Frequenz der Videoinformation doch durchgelassen wird.

Die am Knotenpunkt 116 am Ausgang des Klemmtransistors 107 entwickelte Klemmspannung wird der Gateelektrode G _1a des Referenzregisters 12 a angelegt. Sie bringt diese Elektrode auf eine Vorspannung von +3 Volt, die gleich ist mit der vom Klemmtransistor 109 an die Gateelektrode G ₁ des Signalregisters 10 a gelegte 3-Volt- Vorspannung, wenn kein Eingangssignal vorhanden ist, d. h. wenn V _IN = 0. Der Klemmpegel ist bezogen auf die Spannung am Knotenpunkt 124. Beim dargestellten Beispiel ist dieser Wert gleich +4,7 Volt, wobei angenommen wird, daß die Schwellenspannung V _T des Anreicherungs-Transistors 105 gleich 1,7 Volt ist. Wenn die Gateelektrode des Tansistors 107 auf 4,7 Volt geklemmt wird, dann wird seine Sourceelektrode (Knotenpunkt 114) auf 4,7 V - V _T = 3 Volt geklemmt.

Der Klemmtransistor 109 klemmt die Gateelektrode G ₁ auf den gleichen Wert von +3 Volt, wie es der Transistor 107 für die Gateelektrode G _1a tut. Dieser Wert entspricht dem Spannungspegel am negativsten Teil der Synchronimpulse nach Fig. 11. Wenn die Gateelektrode G ₁ in dieser Weise vorgespannt wird, dann sollte die Größe der Elektrode 34 a in Fig. 7 so bemessen sein, daß die aus dem schwebenden Diffusionsgebiet fortgenommene Ladung Q _REF einer vollen Ladungsmulde nahekommt. Anders ausgedrückt: Die Vorspannungskomponente Q _B der Ladung in der Potentialmulde 90 nach Fig. 10 sollte nahezu den Rest der vollen Mulde über dem festen Ladungsniveau Q _F belegen, d. h., der Arbeitspunkt 50 in Fig. 3 liegt nahe am Sättigungsbereich der Kennlinie. Diese Forderung ist darin begründet, daß das Nutzsignal aus positiven Ausschlägen gegenüber dem Klemmpegel besteht und daß wie oben erwähnt ein positiver Signalausschlag die Menge der Ladung in der Grube 90 vermindert. Kurz gesagt: Wenn die Gateelektrode G ₁ positiver wird, dann wird die Barriere 92 (Fig. 10) niedriger, und die Ladungsmenge, die nach Beendigung des Abgießprozesses in der Mulde 90 verbleibt, ist dann kleiner.

Zwischen dem gemeinsamen Gateanschluß 113 des Stromspiegels 108, 110, 112 und dem Massepunkt der Schaltung ist ein Kondensator C _A eingefügt. Dieser Kondensator soll als Nebenschluß für hohe Frequenzen wirken, um zu verhindern, daß hochfrequente Videokomponenten zur Gateelektrode G _1a des Referenzregisters 12 a durchgekoppelt werden. Wenn dieser Kondensator nicht vorhanden wäre, dann könnten von der Eingangssignalquelle V _IN kommende Signalkomponenten über die Ausgangsklemme 118 des Stromspiegelverstärkers zum gemeinsamen Gateelektrodenanschluß 113 und von dort zur Ausgangsklemme 116 des Stromspiegelverstärkers und dann weiter zur Gateelektrode G _1a gekoppelt werden.

Die nachstehende Tabelle gibt einige typische Werte für Transistordimensionen und Stromstärken in der Schaltung nach Fig. 12 an. Natürlich sind diese Werte nur als Beispiel zu verstehen, denn es sind auch andere Dimensionierungen möglich.

Bei den verschiedenen Ausführungsbeispielen der Erfindung, die bis hierher beschrieben wurden, arbeitet das Referenzregister 14 synchron mit dem Referenzregister 12. Alle Steuerspannungen V _S , Φ ₁, Φ ₂ und Φ _1R haben also die gleiche Frequenz. Ferner wird die vom Register 12 erzeugte steuerbare Ladungsmenge während erster beabstandeter Zeitintervalle zum schwebenden Diffusionsgebiet FD geschoben, und die Fortnahme der festen Ladungsmengen aus dem Diffusionsgebiet mittels des Referenzregisters 14 geschieht während beabstandeter zweiter Zeitintervalle, die zwischen den ersten beabstandeten Zeitintervallen liegen. Die Fig. 13 zeigt ein Ausführungsbeispiel, das als Frequenzdiskriminator verwendet werden kann und worin das Referenzregister 12 (oder 12 a) nichtsynchron mit dem Referenzregister 14 (oder 14 a) arbeitet.

Beim Betrieb der in Fig. 13 dargestellten Schaltung arbeitet das Referenzregister 12 mit einer festen Frequenz, d. h. die verschiedenen Steuerspannungen V _S , Φ ₁ und Φ ₂ sind dieselben und bleiben fest. Ein ankommendes Signal einer Frequenz f _IN wird auf wellenformende Schaltungen 100 gegeben und veranlaßt diese Schaltungen, die Steuerspannungen Φ _1R′ und Φ _2′ für das Referenzregister 14 (oder 14 a) zu erzeugen. Die Spannung Φ _1R′ wird den gleichen Elektroden (z. B. 32 und 34) angelegt, die im Falle der Fig. 1 die Spannung Φ _1R empfangen. Die Spannung Φ _2′ wird derjenigen Elektrode angelegt (z. B. 36), die im Falle der Fig. 1 die Spannung Φ ₂ empfängt. Φ _1R′ und Φ _2′ haben zueinander dieselbe Beziehung wie die Spannungen Φ _1R und Φ ₂ in Fig. 2 oder die Spannungen Φ _1R und Φ ₂ in Fig. 9, je nachdem, ob Register wie 12 und 14 oder Register wie 12 a und 14 a verwendet werden. Die Frequenz dieser Wellen ist jedoch abhängig von der Frequenz f _IN des Eingangssignals. Dieses Signal kann z. B. eine Folge von Impulsen mit einer Folgefrequenz f _IN sein.

Das Arbeitsprinzip der Schaltungsanordnung nach Fig. 13 ist ähnlich wie das bereits beschriebene Prinzip. Das Referenzregister 12 (oder 12 a) liefert während beabstandeter erster Zeitintervalle steuerbare Ladungsmengen zum schwebenden Diffusionsgebiet. Das Referenzregister 14 (oder 14 a) nimmt während beabstandeter zweiter Zeitintervalle feste Ladungsmengen aus dem schwebenden Diffusionsgebiet. Diese zweiten Zeitintervalle sind im allgemeinen nicht mit den ersten Zeitintervallen verschachtelt. Die Menge der während eines gegebenen Zeitintervalls der Dauer Δ T aus dem schwebenden Diffusionsgebiet genommenen Ladung hängt von der Frequenz f _IN des Eingangssignals ab, d. h. je höher die Frequenz ist, desto mehr Ladung wird entnommen.

Die Gegenkopplungsschaltung 101 kann irgendeine der oben beschriebenen Ausführungsformen sein und enthält einen integrierenden Kondensator 44 (oder 44 a), der innerhalb des Blocks 101 dargestellt ist. Die Gegenkopplungsschaltung regelt die auf die Elektrode G _1a des Referenzregisters 12 (oder 12 a) rückgekoppelte Spannung auf einen solchen Wert, daß die steuerbare Ladungsmenge, die während eines gegebenen Intervalls Δ T dem schwebenden Diffusionsgebiet zugeführt wird, gleich der festen Ladungsmenge wird, die während dieses selben Zeitintervalls Δ T aus dem schwebenden Diffusionsgebiet genommen wird (unter der Voraussetzung, daß T eine vernünftige Anzahl von Perioden von f _IN umfaßt). Zur gleichen Zeit legt die Gegenkopplungsschaltung eine Vorspannung über die Leitung 102 an das Signalregister 10. Somit erzeugt das Signalregister während jeder Taktperiode Vorspannungsladung einer Menge, die proportional der Frequenz f _IN des Eingangssignals der wellenformenden Schaltungen 100 ist. Bei der hier beschriebenen Schaltungsanordnung empfängt das Signalregister 10 kein (mit dem Signal V _IN in Fig. 1 vergleichbares) Eingangssignal sondern nur das über die Leitung 102 zugeführte Vorspannungssignal. Die Ausgangsspannung V _OUT ist daher ein Maß für die Eingangssignalfrequenz f _IN und kann gefühlt und/oder zu Frequenzregelungszwecken verwendet werden.

Die Fig. 14 zeigt ein widerum anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung. Hier ist vom ersten Referenzregister 12 nur noch der das schwebende Diffusionsgebiet FD enthaltende Teil übriggeblieben. Das zweite Referenzregister 14 ist das gleiche wie bei den vorher beschriebenen Ausführungsbeispielen. Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 14 als Anordnung mit Oberflächenkanal dargestellt.

Die den Kondensator 44 und den Differenzverstärker 38 enthaltende Gegenkopplungsschaltung liefert ihr Ausgangssignal an eine Leuchtdiode 106. Diese wirft ihr Licht entweder direkt oder mittels eines schematisch bei 108 dargestellten optischen Systems auf das schwebende Diffusionsgebiet FD. Diese Gegenkopplung erfolgt in einem solchen Sinne, daß die beim Auftreffen der Photonen am schwebenden Diffusionsgebiet erzeugten Ladungsträger in ihrer Anzahl gleich werden der Anzahl der vom zweiten Referenzregister 14 aus dem Diffusionsgebiet genommenen Ladungsträger, so daß in gleicher Weise wie bei den vorher beschriebenen Ausführungsbeispielen ein Gleichgewichtszustand hergestellt wird. Bei Anordnung der Schaltung ähnlich dem Bild in Fig. 13, d. h. bei Verwendung eines Eingangssignals f _IN , das im vorliegenden Fall zum Zwecke der Erläuterung als frequenzmoduliertes Signal angenommen wird, wird das von der Leuchtdiode 106 erzeugte Licht amplitudenmoduliert. Es kann eine zweite Leuchtdiode 110 vorgesehen werden, um einen Lichtausgang zu liefern, der entsprechend der Frequenzmodulation des elektrischen Eingangssignals der wellenformenden Schaltungen 100 amplitudenmoduliert ist.

Die Fig. 15 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 14. Hier beleuchtet die Leuchtdiode den Substratbereich unter der Φ ₁-Elektrode 18 a des ersten Referenzregisters 12, von dem nur ein Teil dargestellt ist. Die dadurch im Substrat erzeugten Ladungsträger addieren sich zu den Trägern, die von der Sourceelektrode S ₁ (nicht dargestellt) eingebracht werden und durch die Φ ₁-Spannung zur Potentialmulde unter der Elektrode 18 a geschoben werden. Der in Fig. 15 nicht mehr dargestellte Rest der Schaltung ist ähnlich wie die Schaltung nach Fig. 14 und enthält das zweite Referenzregister 14, die wellenformenden Schaltungen 100, usw. Die Arbeitsweise ist derjenigen der Schaltungen nach Fig. 14 insofern gleich, daß das erste Referenzregister an das schwebende Diffusionsgebiet eine Anzahl von Ladungsträgern liefert, die gleich ist mit der durch das zweite Referenzregister entnommenen Ladungsträgerzahl, wie es bereits erläutert wurde.

In der Fig. 16 ist ein wiederum anderes Ausführungsbeispiel gezeigt, das ein frequenzmoduliertes Ausgangssignal als Antwort auf einen amplitudenmodulierten Lichteingang erzeugen kann. Das amplitudenmodulierte Eingangslicht wird über ein optisches System 108 auf das schwebende Diffusionsgebiet gegeben. Das erste Referenzregister 12 fehlt. Das zweite Referenzregister 14 ist vorhanden und schematisch dargestellt. Der Differenzverstärker 38 liefert sein Signal an einen spannungsgesteuerten Oszillator 160, der ein Signal mit einer Ausgangsfrequenz liefert, die durch die vom Differenzverstärker erzeugte Spannung bestimmt ist. Dieses Signal steuert die wellenformenden Schaltungen 100, welche die Steuerspannungen Φ _1R′ und Φ _2′ für das zweite Referenzregister 14 erzeugen. Diese Spannungen haben solche Frequenzen, daß das zweite Referenzregister 14 aus dem schwebenden Diffusionsgebiet FD eine Ladungsmenge nimmt, die gleich derjenigen Ladungsmenge ist, welche als Antwort auf den amplitudenmodulierten Lichteingang zum schwebenden Diffusionsgebiet geliefert wird. Man erkennt, daß die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators, welche die Ausgangsgröße des Systems darstellt, entsprechend der Amplitudenmodulation des Lichteingangs des Systems frequenzmoduliert ist. Das System nach Fig. 16 stellt also einen Umsetzer zur Umwandlung eines amplitudenmodulierten Eingangssignals in ein frequenzmoduliertes Ausgangssignal dar, wobei das Eingangssignal in Form von Licht oder anderer Strahlung vorliegt, für die das schwebende Diffusionsgebiet empfindlich ist.

Bei der Erläuterung derjenigen Ausführungsbeispiele, die ein erstes Referenzregister 12 enthalten, wurde dieses Register hinsichtlich seiner physikalischen und elektrischen Eigenschaften als gleich mit dem Eingangsende des Signalregisters 10 beschrieben. Für die Kanalbreiten bedeutet dies, daß die Breite W ₁₂ des Kanals des Registers 12 gleich der Breite W ₁₀ des Kanals im Signalregister 10 ist. Die Breite beim Referenzregister 14 ist so bemessen, daß die richtige Referenzladung Q _REF erzeugt wird. Die Größe dieser Referenzladung bestimmt den Wert der Gleichspannung des Signalregisters. Bei einem der beschriebenen Beispiele wird die Breite des Kanals im Register 14 halb so groß gewählt wie die Kanalbreite des Registers 12. In diesem Fall wird das Signalregister auf einen Arbeitspunkt vorgespannt, der nahe der Mitte des linearen Arbeitsbereichs liegt. Für die Kanalbreiten gilt also in mathematischer Ausdrucksweise:

W ₁₄ = 1/2W ₁₂ = 1/2W ₁₀ (1)

Es können jedoch auch andere Kanalbreitenverhältnisse verwendet werden, um den gleichen Effekt zu erzielen. Der gleiche Effekt wie vorstehend beschrieben kann auch erzielt werden, wenn die Kanalbreite des Signalregisters 10 gleich derjenigen des Referenzregisters 14 ist, vorausgesetzt daß die Kanalbreite im Register 12 doppelt so groß wie die Kanalbreite in den Registern 10 und 14 ist. Mathematisch ausgedrückt:

Das heißt, auch bei dieser Beziehung zwischen den Kanalbreiten wird das Signalregister 10 auf etwa die Mitte seines linearen Arbeitsbereichs vorgespannt, also etwa auf den Arbeitspunkt 50 in Fig. 3.

Die dem Signalregister 10 zugeführte Vorspannungsladung Q _B läßt sich allgemein folgendermaßen ausdrücken:

Wenn man die Ladung einer vollen Mulde, d. h. die bei Sättigung (Fig. 3) des Signalregisters 10 vorhandene Ladung, mit Q _F bezeichnet, dann gilt:

Durch Einsetzen der Gleichung (4) in die Gleichung (3) erhält man den allgemeinen Ausdruck für das Breitenverhältnis der Kanäle der Register 14 und 12 in Beziehung zur Ladungsmenge einer vollen Mulde:

An Hand der Gleichung (5) kann der Konstrukteur das Kanalbreitenverhältnis für jeden gewünschten Wert der Vorspannungsladung errechnen. Wenn man z. B. eine Vorspannungsladung Q _B erhalten will, die gleich einem Drittel der Volladung einer Mulde ist, dann sollte das Verhältnis gleich 1/3 sein, unabhängig von W ₁₀. (Es ist jedoch aus anderen Gründen oft zweckmäßig, W ₁₀ genauso groß zu machen wie W ₁₂.)

Bei mehreren der bisher beschriebenen Ausführungsbeispiele empfängt das schwebende Diffusionsgebiet FD Ladung während diskreter beabstandeter Zeitintervalle. Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 17 empfängt das schwebende Diffusionsgebiet Ladung kontinuierlich. Ansonsten ist die Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 17 ähnlich derjenigen des Frequenzdiskriminators nach Fig. 13. Der Unterschied zwischen der Schaltung nach Fig. 13 und der Schaltung nach Fig. 17 besteht darin, daß in letzterer anstelle des ersten Referenzregisters eine spannungsgesteuerte Stromquelle 110 vorhanden ist. Diese Stromquelle besteht aus einem Transistor mit einer Sourceelektrode S ₁, die dem Sourcegebiet der CCD-Anordnung entspricht, ferner einer Gateelektrode G ₁ und einer Drainelektrode, die das schwebende Diffusionsgebiet FD darstellt. Die Gegenkopplungsschaltung 101 steuert die an die Gateelektrode G ₁ gelegte Spannung und somit den Strom, der kontinuierlich zum schwebenden Diffusionsgebiet geliefert wird. Das zweite Referenzregister, das hier als CCD-Anordnung 14 mit Oberflächenkanal dargestellt ist, entnimmt Ladung während beabstandeter Intervalle, die mit einer Periode wiederkehren, welche der Frequenz f _IN des an die wellenformenden Schaltungen 100 gelegten Signals entspricht. Ebenso wie im Falle der Fig. 13 ist auch hier eigens ein Kondensator 44 in der Gegenkopplungsschaltung gezeigt, da das Vorhandensein eines solchen Kondensators erwünscht ist, um die Ladung am schwebenden Diffusionsgebiet zu integrieren.

Die Schaltung 104 bildet den Ausgangstransistor S ₂, D ₂, G _C eines Stromspiegelverstärkers. Der Eingangstransistor ist die Stromquelle 110, und die Gate-Drain-Verbindung dieses Eingangstransistors wird durch die Gegenkopplungsschaltung 101 gebildet. Der Ausgangsstrom dieses Stromspiegels, der an der Leitung 107 zur Verfügung steht, ist ein Spiegelbild des dem schwebenden Diffusionsgebiet FD zugeführten Stroms. Dieser Ausgangsstrom wird am Widerstand R ₁ in eine Spannung V _OUT umgesetzt, die direkt proportional zu f _IN ist.

Die Schaltung nach Fig. 17 ist zwar als CCD-Anordnung mit Oberflächenkanal dargestellt, sie kann jedoch auch eine CCD-Schaltung mit verdecktem Kanal sein, ähnlich wie die in den anderen Figuren gezeigten Ausführungsbeispiele.

Claims (18)

1. Ladungsgekoppelte Steuerschaltung mit einem Halbleitersubstrat, in dem ein elektrisch schwebendes Gebiet eines gegenüber dem Substrat entgegengesetzten Leitungstyps angeordnet ist, mit einer ersten Übertragungseinrichtung zur Übertragung von Ladung in dieses Gebiet, einer zweiten Übertragungseinrichtung zur Übertragung von Ladung aus diesem Gebiet und einer Einstelleinrichtung mit einer Gegenkopplungsschaltung, deren Eingang mit dem elektrisch schwebenden Gebiet verbunden ist und deren Ausgang die von einer der beiden Übertragungseinrichtungen übertragene Ladung zur Regelung des Spannungspegels des elektrisch schwebenden Gebiets steuert, dadurch gekennzeichnet, daß eine der beiden Übertragungseinrichtungen (z. B. 14, 14 a) während jeder Gruppe sich wiederholender Gruppen von Zeitintervallen (T ₀-T ₄) eine feste Ladungsmenge (Q _REF ) überträgt und daß die Gegenkopplungsschaltung (38, 38 a, 101) während jeder der besagten Gruppen von Zeitintervallen in der anderen Übertragungseinrichtung (z. B. 12, 12 a) die Ladungsmenge (Q _G2), die von dieser Einrichtung übertragen wird, als Funktion des Spannungspegels des elektrisch schwebenden Gebiets (FD) im Sinne einer Konstanthaltung dieses Spannungspegels nachstellt.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Übertragungseinrichtung eine im Substrat gebildete Quelle für Ladungsträger (S ₂) und eine Gateelektrode (G _1a ) aufweist, die nahe der Ladungsträgerquelle liegt und mit dem Ausgang der Gegenkopplungsschaltung verbunden ist, um die Menge der von der Ladungsträgerquelle gelieferten Ladung einzustellen.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Übertragungseinrichtung eine für ein kontinuierliches Fließen der Ladung in das elektrisch schwebende Gebiet (FD) sorgende Anordnung (106, 108 in Fig. 14, 15; 108 in Fig. 16; 110 in Fig. 17) enthält.

4. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Übertragungseinrichtung (12, 12 a in Fig. 1, 7) dem elektrisch schwebenden Gebiet (FD) Ladung während jedes einer Vielzahl beabstandeter diskreter erster Zeitintervalle (t ₀ für Fig. 1; t _a für Fig. 7) zuführt.

5. Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Übertragungseinrichtung ferner auf Signale ansprechende Elektroden (18 a, 20 a in Fig. 1; 98 a, 100 a in Fig. 7) aufweist, um dem elektrisch schwebenden Gebiet während jedes einer Vielzahl beabstandeter diskreter erster Zeitintervalle Ladung zuzuführen.

6. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung mit einer Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 2, 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein als ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung (CCD) ausgebildetes Signalregister (10, 10 a) vorgesehen ist, das eine Sourceelektrode (S ₁) und eine Gateelektrode (G ₁) zum Ankoppeln eines Eingangssignals enthält, und daß der Ausgang der Gegenkopplungsschaltung mit dieser Gateelektrode des Signalregisters verbunden ist.

7. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Gegenkopplungsschaltung an die Gateelektrode des Signalregisters eine Gleichvorspannung solchen Pegels legt, daß von der Sourceelektrode des Signalregisters eine Vorspannungsladung eingebracht wird, die gleich derjenigen Ladungsmenge ist, die von der Übertragungseinrichtung in das elektrisch schwebende Gebiet der Steuerschaltung eingebracht wird.

8. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenkopplungsschaltung einen Differenzverstärker (38, 38 a in den Fig. 1, 7, 14, 15, 16) mit zwei Eingängen aufweist, deren einer mit dem elektrisch schwebenden Gebiet gekoppelt ist, und daß ferner eine Einrichtung (Fig. 4) vorgesehen ist, um eine auf einem Referenzwert liegende Spannung an den anderen Eingang des Differenzverstärkers zu legen.

9. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenkopplungsschaltung eine Pegelverschiebungsschaltung (Fig. 12) aufweist.

10. Steuerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Pegelverschiebungsschaltung einen Stromspiegelverstärker (101-112) mit einer Eingangsklemme (120), einer Ausgangsklemme (116) und einer Bezugsklemme (114) aufweist und daß das elektrisch schwebende Gebiet mit der Eingangsklemme des Stromspiegelverstärkers verbunden ist, um ein Eingangssignal an die Pegelverschiebungsschaltung anzulegen, und daß die Ausgangsklemme des Stromspiegelverstärkers der Ausgang der Gegenkopplungsschaltung ist.

11. Steuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Übertragungseinrichtung eine Anordnung (14 in den Fig. 1, 7, 13) aufweist, um die Ladung aus dem elektrisch schwebenden Gebiet während zweiter Zeitintervalle (t ₂, t ₃ in Fig. 1; t _B , t _C in Fig. 7) herauszunehmen, die mit den beabstandeten ersten Zeitintervallen verschachtelt sind.

12. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Übertragungseinrichtung für die Zuführung einer steuerbaren Ladungsmenge an das elektrisch schwebende Gebiet eine Lichtquelle (106 in den Fig. 14, 15) enthält.

13. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Übertragungseinrichtung aus einem ersten CCD- Register (12, 12 a) besteht, das auf dem Substrat integriert ist, um während jedes einer Vielzahl beabstandeter erster Zeitintervalle Ladung in das elektrisch schwebende Gebiet einzuschieben;
daß die zweite Übertragungseinrichtung aus einem zweiten CCD-Register (14, 14 a) besteht, das auf dem Substrat integriert ist, um während jedes einer Vielzahl beabstandeter zweiter Zeitintervalle eine feste Ladungsmenge aus dem elektrisch schwebenden Gebiet herauszunehmen, wobei jedes der zweiten Zeitintervalle während einer Periode erscheint, in der Ladung im elektrisch schwebenden Gebiet vorhanden ist und bevor eine weitere steuerbare Ladungsmenge während des nachfolgenden ersten Zeitintervalls in das elektrisch schwebende Gebiet geschoben wird;
daß die Gegenkopplungsschaltung auf die mittlere Spannung am elektrisch schwebenden Gebiet anspricht, um die vom ersten CCD-Register während jedes ersten Zeitintervalls in dieses Gebiet geschobene Ladungsmenge so zu steuern, daß sie gleich ist der festen Ladungsmenge, die aus dem besagten Gebiet während jedes zweiten Zeitintervalls durch das zweite CCD- Register herausgenommen wird.

14. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung mit einer Steuerschaltung nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch ein drittes CCD-Register (10) mit einer Signaleingangsschaltung, die eine auf ein Eingangssignal ansprechende Elektrodenanordnung (G ₁) enthält, um eine Signalladung in das dritte CCD-Register einzubringen, und eine die Gegenkopplungsschaltung mit der Elektrodenanordnung des dritten CCD-Registers verbindende Einrichtung (46) zum Einbringen einer Vorspannungsladung in das dritte CCD-Register gleichzeitig mit dem Einbringen der Signalladung in dieses Register.

15. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das in der ersten Signalübertragungseinrichtung vorhandene erste CCD-Register eine Eingangsschaltung enthält, die im wesentlichen gleich der Eingangsschaltung des dritten CCD-Registers ist.

16. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das dritte CCD-Register Signaleingangsschaltungen eines Typs enthalten, die nach dem sogenannten Einfüll- und Abgießprinzip arbeiten.

17. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß jede der Signaleingangsschaltungen ein im Substrat gebildetes Diffusionsgebiet (S ₁, S ₂) aufweist, dessen Leitungstyp demjenigen des Substrats entgegengesetzt ist, sowie gegenüber dem Substrat isolierte erste und zweite Elektroden (G _1a , G ₁ und G _2a , G ₂), wobei die erste Elektrode nahe diesem Diffusionsgebiet und zwischen diesem Diffusionsgebiet und der zweiten Elektrode liegt und das Eingangssignal der ersten Elektrode des dritten CCD-Registers zugeführt wird, und daß diejenige Einrichtung (46), welche den Ausgang der Gegenkopplungsschaltung mit der Elektrodenanordnung des dritten CCD-Registers verbindet, eine Gleichvorspannung an die erste Elektrode des dritten CCD-Registers legt und daß der Ausgang der Gegenkopplungsschaltung diese Gleichvorspannung an die erste Elektrode des ersten CCD-Registers legt.

18. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß jede der Eingangsschaltungen des ersten und des dritten CCD-Registers ferner folgendes aufweist: eine neben der zweiten Elektrode liegende dritte Elektrode (G _3a , G ₃); eine Einrichtung (V _S , V ₂, V ₃) zum Schieben von Ladung aus dem Substratbereich unter der zweiten Elektrode durch den Substratbereich unter der dritten Elektrode; eine Einrichtung (V _S auf hohe Spannung gegenüber V ₁, V ₂), die das Potential der dritten Elektrode während der Verschiebung der Ladung aus dem Substratbereich gesteuert, daß unter der zweiten Elektrode eine feste Ladungsmenge zurückbleibt.