DE3128331A1 - "c-mos-oszillatorschaltung" - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft eine C-MOS-Oszillatorschaltung.
Sie bezieht sich insbesondere auf eine Oszillatorschaltung zur Verwendung in einer Quarzarmbanduhr. Auf diesem Gebiet
besteht gegenwärtig die Tendenz,einerseits zu versuchen, soweit als irgend möglich den Leistungsverbrauch der
integrierten elektronischen Schaltungen abzusenken, um eine Betriebsautonomie dieser Uhren für mehrere Jahre zu
gewährleisten, obgleich diese nur Batterien geringen Volumens und demgemäß geringer Energiekapazität enthalten können.
Andererseits versucht man aus ökonomischen Gründen, Schaltkreise zu konzipieren, die weitgehend unempfindlich sind
gegen unvermeidliche Schwankungen während der Herstellungsverfahren.
Ein wichtiger Parameter für alle MOS-Schaltkreise ist
der Wert der Transistor-Schwellenspannung. Wenn die Differenzen zwischen den Schwellenspannungen der Transistoren
ein-und desselben Schaltkreises normalerweise extrem gering sind (in der Größenordnung von hundertstel Volt), ist dies
jedoch nicht der Fall für Differenzen zwischen den Schwellungsspannungen von Transistoren von einem Schaltkreis zum anderen.
Hier können diese Differenzen nämlich mehrere zehntel Volt erreichen. Um ein Minimum an Ausschuß während der Fabrikation
zu erzielen, ist es sehr wichtig, daß die Funktion der Schaltkreise
durch derartige Variationen nicht infrage gestellt wird.
Die meisten gegenwärtig marktüblichen elektronischen Uhren haben als Zeitbasis einen Quarz von 3276 8 Hz. Ihr
Frequenzteiler ebenso wie das System» erforderlich zum Antrieb eines Schrittmotors oder zum Steuern einer Digitalanzeige
/bestehen aus C-MOS Schaltkreisen. Diese Technik eignet sich sehr gut für alle jene Schaltkreise, in denen
die Transistoren praktisch als Schalter im " ELn-Aus-Betrieb"
arbeiten. Dies war jedoch gegenwärtig nicht der Fall beim Oszillatorkreis, bei dem es sich um eine analog arbeitende
Schaltung handelt, obwohl es vom ökonomischen Standpunkt höchst wünschenswert wäre, die Oszillatorschaltung mit
denselben Verfahren integrieren zu könnnen, die für die übrigen Schaltkreise der Uhr erforderlich sind.
Um Quarzoszillatoren mit sehr niedrigem Verbrauch zu realisieren, wurden beispielsweise Widerstände verwendet,
insbesondere Dioden aus polykristallinem Silicium, die relativ hohe Widerstände ausbilden können. Schichten von Silicium
werden mittels des CVD-Verfahrens auf der Siliciumdioxydschicht
niedergeschlagen und dann p-dotiert und η-dotiert, um Dioden auszubilden, deren Kennlinien sich mehr oder weniger
denjenigen von Widerständen annähern. Diese Kennlinien sind schwierig zu reproduzieren , und die Notwendigkeit,auf Widerstände
zurückzugreifen, bildet demgemäß einen erheblichen Nachteil.
Eine C-MOS"Oszillatorschaltung, die gegenwärtig weit
verbreitet ist, ist in der FR-PS 2.110.109 offenbart.
Das aktive Element wird von einem Inverter gebildet, gespeist von einer Gleichspannungsquelle. Ein Polarisationswiderstand
hinreichend großer Resistenz (über 10 M«i zum Begrenzen der Verluste ist zwischen den Ausgang und den
Ύ -
Eingang des Inverters gelegt, parallel zum Quarzresonator. Zwei Kapazitäten sind zwischen eine Klemme der Spannungsquelle und den Eingang bzw. Ausgang des Inverters gelegt.
Eine dieser Kapazitäten ist variabel, um die Schwingungsfrequenz einregulieren zu können. Neben der Tatsache, daß
sie einen Widerstand enthält, weist diese Oszillator-Schaltung, die folgenden Nachteile auf % Da die Steilheit
der Transistoren mit der Amplitude ihrer Steuerspannung
erheblich anwächst, erfolgt die Amplitudenbegrenzung durch eine Übersteuerung der Transistoren. Daraus ergibt
sich ein erhöhter Verbrauch. Dariiberhinaus erhöht bekanntlich die Übersteuerung die Phasenverschiebung zwischen den Ausgangs-
und Eingangsspannungen "der aktiven Trasistoren, was die Frequenzstabilität des Oszillators verringert.
Damit dariiberhinaus der Oszillator anschwingt* ist es erforderlich, daß die beiden Transistoren gleichzeitig
durchschalten, was für die Schaltung eine Speisespannung erforderlich macht, die höher liegt, als die Summe der
Schwellenspannungen beider Transistoren. Dies bedingt ernsthafte Beschränkungen hinsichtlich der zulässigen
Toleranzen für die Schwellenspannungen der Transistoren, wenn die Speisespannung niedrig ist, wie dies bei einer
elektronischen Uhr zutrifft.
Bei den meisten gegenwärtigen elektronischen Uhren kann die Schwellenspannung der verwendeten Transistoren
in den digitalen Schaltkreisen zwischen etwa 0<,3 Volt
und VO-&V liegen, wobei Vp die Spannung der Batterie bezeichnet
und &V die Minimalabweichung zwischen der Steuerspannung und dar Schwellenspannung der Transistoren in
den Frequenzteilerschaltkreisen.
4 -
/to
Wenn die Schwellenspannung unter 0/3 Volt läge, könnten die Ströme infolge des Betriebs mit geringer Inversion der
Transistoren der Gesamtheit der Schaltungen die Ursache für einen unzulässigen Energieverbrauch sein. Für diesen Oszillator
muß demgemäß die Summe der Schwellenspannunqen der beiden Transistortypen zwischen 0,6 Volt und Vp -2AV liegen. Für
eine Speisespannung von z. B. 1,2 Volt und mit der Annahme, daß eine Diffeimz /\V von 0,1 Volt hinreicht, um das Anschwingen
sicherzustellen, kann die Summe der Schwellenspannungen der Transistoren vom Typ P und vom Typ N zwischen 0,6 und 1 Volt
liegen, was viel engere Toleranzen für die Herstellung des Oszillators erfordert als für die digitalen Schaltkreise.
Für die letzteren kann selbst bei Zulassung von £^V bei 0,2
Volt die Schwellenspannung jedes Transistortyps zwischen
0,3 und 1 Volt liegen.
Eine Lösung, die es ermöglicht, in einem gewissen Maße die Übersteuerung der Transistoren zu vermeiden und infolgedessen
den Stromverbrauch zu verringern, ist in der CH-PS 596.598 beschrieben. Der in dieser Patentschrift beschriebene Oszillatorkreis,
dargestellt in Fig. 1 f weist jedoch die beiden anderen Nachteile der oben erwähnten FR-PS auf,
nämlich, daß die Schaltung einen Widerstand R aufweist, und daß die Anforderungen hinsichtlich der Toleranzen für die
Schwellenspannungen der Transistoren ebenso erheblich sind. Während des Einschaltens nämlich wird die Kapazität Cp
entladen und die Steuerelektroden der Transistoren T1 und T2 liegen auf gleichem Potential. Da diese Transistoren unter
diesen Bedingungen gleichzeitig durchschalten müssen, muß die Speisespannung höher liegen als die Summe ihrer Schwellenspannungen.
Ein weiterer Nachteil resultiert aus der Tatsache, daß der die Transistoren T^ und T4 durchfließende Strom
im eingeschwungenen Zustand von den Schwellenspannungswerten
ΛΑ
abhängt, d. h.,daß die Steuerbedingungen ihrerseits in diesem Falle in gewissem Maße von den Schwellenspannungen abhängen.
Schließlich offenbart die" CH-Patentanmeldung 613.357G
einen Oszillator, bei dem die beiden komplementären Transistoren
getrennt polarisiert werden in der Absicht, die Energieumsetzung zu verringern. In diesem in Fig. 2
dargestellten Oszillator sind die Steuerelektroden der Transistoren
T-] und T2 vom Typ P bzw. Typ N mit der negativen Klemme bzw.
positiven Klemme der Speisespannungsquelle über Widerstände R<l bzw, R2 verbunden. Zwei Koppelkondensatoren C und C
verbinden die Steuerelektroden von T<\ und T2 mit einer Klemme
des Quarzresonators Q, dessen andere Klemme mit dem Ausgang des Inverters verbunden ist.
Eine solche Lösung erlaubt im Prinzip die Herabsetzung der Speisespannung auf einen Wert etwas oberhalb der höchsten
Schwellenspannung beider Transistoren, vermeidet jedoch nicht das Problem der Übersteuerung der Transistoren, und der Stromverbrauch
bleibt relativ hoch. Daneben weist dieser Oszillator auch Widerstände auf.
Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Oszillatorschaltung,
die es gestattet, jegliche Übersteuerung der aktviven Transistoren zu vermeiden, so daß ein niedriger Energieverbrauch
erziel^bar ist, wobei die Schaltung ohne besondere Vorsichtsmaßnahmen
mit den ihr zugeordneten digitalen Schaltkreisen integriert werden kann.
Die erfindungsgemäß vorgesehene Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 definiert. Demgemäß umfaßt die
Oszillatorschaltung eine Eingangsklemme und eine Ausgangsklemmen
wischen die ein Resonator gelegt werden kann. Eine erste und eine zweite Speiseklemme können an den
positiven bzw. negativen Pol einer Gleichspannungsversorgüngsquelle angeschlossen werden. Die Schaltung umfaßt ferner
Sf--
ISL
einen ersten und einen zweiten MOS-Transistor mit P-bzw. N-Kanal,
deren Sourceanschlüsse an der ersten bzw. zweiten Speiseklemme liegen/ und deren Drainanschlüsse miteinander verbunden sind
sowie mit der Ausgangsklemme. Ein Ausgangskondensator ist zwischen die Ausgangsklemme und eine der Speiseklemmen gelegt;
und es sind Komponenten vorgesehen, um die Polarisierung der Transistoren unabhängig voneinander sicherzustellen. Diese
Komponenten umfassen einerseits einen dritten MOS-Transistor mit P-Kanal/ der mit seinem Gate und seinem Drain an dem
Gate des ersten Transistors liegt und dessen Source mit dem Drain des letzteren verbunden ist. Eine erste Stromquelle
ist zwischen das Gate des ersten Transistors und die zweite Speiseklemme gelegt/ und ein erster kapazitiver Spannungsteiler
liegt zwischen der Eingangsklemme und der ersten Speiseklemme, wobei die Mittelanzapfung mit dem Gate des ersten Transistors
verbunden ist. Die erwähnten Komponenten umfassen andererseits einen vierten MOS-Transistor mit N-Kanal, der mit seinem Gate
und seinem Drain an dem Gate des zweiten Transistors liegt, während sein Sourceanschluß mit dem Drain des letzteren verbunden
ist. Eine zweite Stromquelle ist zwischen das Gate des zweiten Transistors und die erste Speiseklemme gelegt,
und ein zweiter kapazitiver Spannungsteiler liegt zwischen der Eingangsklemme und der zweiten Speiseklemme, während seine
Mittelanzapfung mit dem Gate des zweiten Transistors verbunden ist.
Wenn es beabsichtigt ist, einen Resonator niedriger Frequenz (beispielsweise etwa 32 KHz) anzuschließen, umfaßt
die Oszillatorschaltung gemäß der Erfindung vorzugsweise einen Hilfsschältkreis,um das Anschwingen sicherzustellen.
Weitere bevorzugte Ausgestaltungen des Gegenstandes der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert. Die
daraus resultierenden Vorteile ergeben sich aus der nachfolgenden Erläuterung von Ausführungsbeispielen, die nachstehend
unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen im einzelnen erläutert werden.
7 -
/13
Fig. 1 und 2 zeigen die Schaltschemata bekannter Oszillatorschaltungen;
Fig. 3 zeigt das Schaltbild einer ersten Ausführungsform
der Oszillatorschaltung gemäß der Erfindung;
Fig. 4 ist ein Schaltschema für einen Schaltkreis, der
verwendet werden kann, um die Stromquellen der Schaltung nach Fig. 3 zu steuern;
Fig. 5 ist ein Erläuterungsdiagramm;
Fig. 6 zeigt das Schema der Oszillatorschaltung gemäß Fig. 3, ergänzt um einen Hilfsschaltkreis zum Auslösen der
Schwingung in einer ersten Ausführungsform und
Fig. 7 ist das Schaltschema einer Oszillatorschaltung gemäß Fig. 3, ergänzt um einen Hilfsschaltkreis zum Auslösen
des Anschwingens in einer zweiten Ausführungsform.
Die Fig. "T und 2 wurden einleitend bei der Diskussion des Standes der Technik bereits erörtert .
Der in Fig. 3 dargestellte Oszillator gemäß der Erfindung umfaßt einen P-Transistor T1 und einen N-Transistor T2, deren
Drainanschlüsse miteinander verbunden sind. Die Sourceanschlüsse von Ti und T2 liegen an den Speiseklemmen P bzw, M der Schaltung,
über die eine Gleichspannungsversorgungsquelle gelegt ist, im allgemeinen eine Batterie. Der positive Pol der Speisespannungsquelle
ist mit dem Punkt P verbunden»
Der Quarzresonator Q liegt zwischen dem gemeinsamen Punkt b der Drains von T1 und T2 und einem Punkt a, der einerseits
verbunden ist mit dem Gate von T1 über einen Kondensator C3
und mit dem Gate von T2 über einen Kondensator C3, dessen
Kapazität im wesentlichen gleich der von C^ ist. Zwei weitere
Kapazitäten C14 und C4, im wesentlichen gleicher Größe, verbinden
die Gates von T1 und T2 mit den Klemmen P bzw. M.
Die Ausgangskapazität C2 wird von einem variablen Kondensator
gebildet, der zwischen dem Punkt b und der Klemme M liegt, parallel mit der Eingangskapazität eines an den Oszillator
angeschlossenen Schaltkreises, beispielsweise eines Frequenzteilers. Diese Eingangskapazität ist in der Figur gestrichelt
angedeutet.
8 -
AM
Der Oszillator umfaßt ferner einen dritten Transistor T3 vom Typ P, dssen Gate und Drain mit dem Gate von T1
verbunden sind/ und dessen Source mit dem Drain von T-] verbunden ist. In ähnlicher Weise liegt ein vierter Transistor
T4 vom Typ N mit seinem Sourceanschluß am Drain von T2 und
mit seinem Gate und seinem Drain an dem Gate von T2.
Das Gate von T-j ist ferner verbunden mit dem Drain
eines Transistors Tg vom Typ N, dessen Source mit der Klemme
M verbunden ist. Dieser Transistor, gesteuert von einer Gleichspannung nahe seiner Schwellenspannung, bildet eine
Stromquelle zum Liefern eines sehr niedrigen Stromes (einige Nanoampere). In ähnlicher Weise ist das Gate
des Transistors T9 mit der Speisequelle P über die
Stromquelle verbunden, welche von dem Transistor Tc mit P-Kanal gebildet wird.
Man kann zum Steuern der Stromquellen T5 und T6
an sich bekannte Schaltkreise verwenden, wie jenen, der in Fig. 4 dargestellt ist, und sogenannte Stromspiegelschaltkreise
verwendet. In dieser Schaltung haben die Transistoren T7 und T9 den gleichen Typ wie der
Transistor T5/ d. h. P-Kanal, während die Transistoren
T|q und T-| 2 / wie der Transistor Tg vom N-Kanal-Typ sind.
Der Strom 10/ der die Transistoren T7 und T10 durchfließt,
wird festgelegt durch die Speisespannung und die Kennlinien des Transistors T7, insbesondere durch das Verhältnis zwischen
der Breite und der Länge seines Kanals. Ty wird demgemäß
mit einem Kanal gefertigt, der eine viel größere Länge als Breite aufweist, um einen Strom Ig geringster Höhe zu
erreichen.
Man weiß darüberhinaus, daß die Drain-Ströme von Transistoren des gleichen Leitfähigkeitstyps, die in
ein und demselben Schaltkreis integriert sind und im Sättigungsbereich arbeiten, in erster Annäherung
proportional sind zu ihrem Dimensionsverhältnis W-^/L^, wobei
W^ bzw. L^ die Breite bzw. Länge des Transistorkanals definieren.
Der vom Transistor Tg eingeprägte Strom Ig ist demgemäß gegeben
LW ' -I6 " I0 . 10 . 6
W., n L,-
10 6.
In ähnlicher Weise wird der vom Transistor T^ eingeprägte
Strom I_ .
10 L12 W
Diese Ströme liegen in der Größenordnung von Nanoampere.
Schließlich umfaßt die Oszillatorschaltung nach Fig. 3 einen Transistor Tg vom N-Typ, geschaltet zwischen den Punkt
a und die Klemme M, dessen Gate mit demjenigen von T, verbunden ist. Dieser Transistor dient aussschließlich dazu,
das Dauerpotential des Punktes a festzulegen.
Anstatt einen Transistor zu verwenden, könnte man an den Punkt a eine unabhängige p-oder n- Zone klemmen.
Fig. 3 zeigt, daß die Oszillatorschaltung zwei Elementarkreise T1, T3, T6, C3, C4, bzw. T2, T4, T5, C3, C4 umfaßt,
welche abgesehen vom Leitfähigkeitstyp des Transistors identisch sind hinsichtlich Aufbau und Verschaltung der Komponenten, wobei
die den beiden Schaltkreisen zugeordneten Komponenten einen symmetrischen Platz relativ zum Resonator Q einnehmen. Man
kann sich demgemäß für die Beschreibung der Arbeitsweise der Oszillatorschaltung auf den einen oder anderen dieser
Elementarkreise beziehen> die in analoger Weise arbeiten,
beispielsweise auf den Schaltkreis mit dem Transistor T2-
- 10 -
Beim Anschalten, der Speisequelle schwingt der Oszillator
an, sobald die Eingangsgleichspannungen der Transistoren T-| und
T- hinreichend die Schwellenspannung überschritten haben, für
die die Schwingungsbedingungen erfüllt sind. Die Amplitudenbegrenzung der Schwingung erfolgt wie nachstehend erläutert:
Man kann zeigen, daß die Polarisationsspannung V. des
Transistors T2 ziemlich genau gegeben ist durch
vao - VDmin- vd + VT4 * 1 ln 1
wobei V-j . der augenblickliche Minimalwert der Spannung
Source-Drain des Transistors T_ ist, V, die Amplitude der Steuerspannung des Transistors T„ ist, V1-. die extrapolierte
Schwellenspannung des Transistors T. ist,/3 ein Koeffizient
ist, definiert als der Kehrwert des Produkts aus der thermodynamischen Spannung IL1 und dem Imissionskoeffizienten η des
Transistors, wobei der Wert in der Größenordnung von 20 - 30 V je nach der Dotierung des Transistorsubstrats und der
Dicke der Gateoxidschicht ist, i der von der Stromquelle T eingeprägte Strom ist und i . der Stromwert des Transistors
T. ist entsprechend seiner extrapolierten Schwellenspannung.
Die Steuerspannung V,, welche während eines Bruchteils
der Periodendauer des Eingangssignals die extrapolierte Schwellenspannung des Transistors T„ übersteigt, ist
V'd - Vd + Vdo - VT2.
Da die extrapolierten Schwellenspannungen der Transistoren T. und T_ gleich sind, erhält man für diese Spannung durch
Ersetzen von V3 durch seinen Wert
do
do
V=V +1 1S? d Dmin ~ In -r=-
A X04.
- 11 -
Man kann den TransistorT4 und die Stromquelle T,- mit
ihrer Steuerung leicht derart dimensionieren, daß i«. im
wesentlichen gleich i, ist. Der Ausdruck J_ ^n is wird demgemäß praktisch null.
Die Tatsache, daß die Steuerspannung, welche die Schwellenspannung
des Transistors T übersteigt, unabhängig vom Wert der letzteren gleich der Minimalspannung des Drains dieses
Transistors ist, ist sehr wichtig, denn genau für diesen Fall gilt ρ daß jegliche Übersteuerung vermieden wird. Diese quasiidealen
Steuerbedingungen stellen sich automatisch ein. Die bestimmende Steilheit für die Verstärker, welche von den
Transistoren T, und T3 mit ihrer Belastung gebildet werden,,
verringert sich nämlich stark mit der Verringerung von v Dmjjn»
d. h. mit der Erhöhung der Ausgangsspannung,und die Begrenzunq
dieser letzteren erfolgt demgemäß ohne irgendeine Übersteuerung der Transistoren.
Um alle unerwünschten Einflüsse der n-p Sperrschichten, zugeordnet den Transistoren,T. und T , zu vermeiden, muß
der Spannungsteiler C-/C. so dimensioniert werden, daß
Vd41'2 <VT + VDmin>
wird, worin ν_ der kleinste Schwellenspannungswert ist,
der in der Produktion erwartet werden kann.
Fig* 5 zeigt die Spannungen V^, V , V, an den Punkten
b, ct d der Schaltung in Abhängigkeit von der Zeit. V„N
bezeichnet die Schwellenspannung des N-Kanal Transistors.
Bei Verwendung von entsprechend dimensionierten Komponenten kann man mit dem Oszillator gemäß der Erfindung eine Ausgangsspannung
erreichen» deren Spitze-Spitze-Wert etwa 90 Prozent der Versorgungsgleichspannung erreicht. Da die Transistoren
praktisch nicht übersteuert werden, bleibt der Stromverbrauch
- 12 -
sehr niedrig, trotz der relativ hohen Amplitude des Ausgangssignals. Wenn man den Wirkungsgrad <·] des Oszillators
als Verhältnis zwischen der vom Quarz dissipierten Leistung P und der Speiseleistung P der Transistoren T1 und T2,
welche den eigentlichen Oszillatorantriebskreis bilden, definiert, kann man zeigen, daß dieser Wirkungsgrad etwa
beträgt:
f\ = ^Cj *» 2^b ^0,9.
P V
e ρ
e ρ
Dies ergibt sich beispielsweise mit folgenden Daten:
Versorgungsspannung V = 1,2 V
Quarz: Schwingfrequenz 32768 Hz
Quarz: Schwingfrequenz 32768 Hz
Statische Kapazität: 1 pF Ausgangskapazität: C? : 10 pF
Eingangskapazität C, = 2 ' : 1 ° PF
Amplitude der Ausgangsspannung: V, : 0,55
V.
Die im Quarz dissipierte Leistung beträgt 2OnW, was für
den oben angegebenen Wirkungsgrad einen Speisestrom von etwa 20 nA bedeutet. Zu diesem Strom kommen hinzu die Ströme der
Stromquellen, die 1 bis 2 nA betragen können^und der Strom I_
(Fig. 4) für die Steuerung dieser Quellen. Mit einem Strom IQ in der Größenordnung von 10 nA kann man ohne weiteres einen
Stromverbrauch in der Größenordnung von nur einigen zehn Nanoampere erzielen.
Da die Transistoren T1 und T? getrennt polarisiert werden,
braucht die Versorgungsspannung nicht größer zu sein als der höchste Schwellenspannungswert der Transistoren. Dies ermöglicht
sehr breite Toleranzen für die Schwellungsspannungswerte, die von 0,3 bis 1 V reichen können, für eine Versorgungsspannung
von etwa 1,2 V. Dank diesem Umstand und der Tatsache, daß er keinen Widerstand enthält, ist der Oszillator in hohem Maße
unempflindlich gegenüber Veränderungen der Fabrikationsparameter,
und kann ohne besondere Vorsichtsmaßnahmen integriert werden,
- 13 -
unter Verwendung nur derselben Verfahrensschritte, wie sie üblicherweise bei der Fertigung von digitalen C-MOS"Schaltkreisen
für eine elektronische Uhr eingesetzt werden.
Der beschriebene Oszillator kann auch durchaus für Resonatoren mit hoher Frequenz (einige MHz) verwendet werden, ebenso wie für
niedrige Frequenzen in der Größenordnung von 32 kHz. Im Falle eines Resonators mit niedriger Frequenz jedoch kann unter bestimmten
Umständen kein Anschwingen stattfinden, und zwar aus folgenden Gründen; beim Anschließen der Versorgungsspannüngsquelle können
die an den Gates der Transistoren T. und T3 liegenden Gleichspannungen
sehr schnell relativ hohe Werte relativ zu der Schwellenspannung erreichen. Diese Transistoren werden demgemäß von einem
ziemlich hohen Strom durchflossen und bilden jeweils, unter Transformation der Quarzbelastung auf den Ausgang, einen in Klasse
A polarisierten Verstärker." Wegen der niedrigen dynamischen differentlellen Widerstände, die dann von den Transistoren
T3 und T. dargestellt werden, können möglicherweise die Phasenbedingungen,
welche für das Anschwingen erforderlich sind, nicht erfüllt sein.
Dieses Phänomen, das insbesondere vorliegen kann, wenn es sich um Kapazitäten geringen Wertes handelt, um den Verbrauch
zu begrenzen, kann vermieden werden, indem man den Oszillator mit einem Hilfsschaltkreis verbindet, wie er etwa in Fig. 6
dargestellt ist.
Man erkennt in dieser Figur wieder den eigentlichen Oszillator aus Fig. 3, wobei die verschiedenen Komponenten
mit den gleichen Bezugszeichen kenntlich gemacht sind. Darüberhinaus
kann man feststellen, daß der Hilfsschaltkreis für das Anschwingen die gleiche Symmetrie bezüglich der die Punkte a
und b verbindenden Linie aufweist, wie der eigentliche Oszillatorkreis.
Die vier Transistoren, die sich oberhalb dieser Linie befinden, sind vom P-Typ, während die vier korrespondierenden
Transistoren unterhalb der Linie vom N-Kanal-Typ sind.
- 14 -
Der Anschwingschaltkreis umfaßt zwei Transistoren T.o und
I 8
T1Q, deren Gates mit dem gemeinsamen Anschlußpunkt b der
Drains der Transistoren T und T_ verbunden sind, und deren
Sourceanschlüsse mit den Klemmen M bzw. P der Schaltung verbunden sind.
Stromquellen T17 und T_- sind zwischen den Drainanschluß
von Τ.» und die Klemme P bzw. zwischen den Drainanschluß von T g
und die Klemme M gelegt.
Die Gates der Stromquellen T17 und T30 sind mit jenen
der Quellen Tc bzw. T- verbunden. Jeder der Transistoren
D D
T18 und T19 bildet mit seiner zugeordneten Stromquelle
einen Spannungsverstärker. Zwei Kapazitäten C1. bzw. Cn.
sind zwischen Drain und Source von T18 bzw. Drain und Source
von T19 gelegt.
Der Anschwingschaltkreis umfaßt ferner einen Transistor T13 in Diodenschaltung, dessen Drain mit dem Gate von Transistor
T1 verbunden ist,und einen Transistor T11. zwischen Source von
T1-. und Klemme P. Die Steuerelektrode von T. c ist verbunden mit
dem Drain von T19. In gleicher Weise ist ein Transistor T14
in Diodenschaltung vorgesehen und ein Transistor 16, dessen
Gate mit dem Drain von T18 verbunden ist; T14 und T1 ß liegen
zwischen dem Gate von T_ und der Klemme M.
Beim Anliegen der Versorgungsspannungsquelle befinden sich alle diese Transistoren in einem Betriebszustand geringer
Inversion. Die Transistoren T18 und T g sind zunächst praktisch
gesperrt; der Verbindungspunkt e wird auf das Potential der positiven Klemme der Versorgungsspannung gebracht und der
Punkt f auf das des negativen Pols. Die Transistoren T15 und
T16 sind infolgedessen leitend. Wegen der Transistoren T3
und T14 bleiben die Steuergleichspannungen der Transistoren
T^ und T? nahe deren Schwellenspannung. Die Transistoren
T13 und T14 bilden jeweils mit T1 bzw. T Stromspiegel.
- 15 -
Man kann die Transistoren T. und T13 derart dimensionieren,
daß der in T. fließende Strom beispielsweise hundert mal höher ist als der in T13; entsprechendes gilt für die
Transistoren T2 und. T^ .·-.- '
Wenn beispielsweise angenommen wird, daß sich nur der Transistor T in dem Sättigungsbereich befindet, so
steigt das Potential des Punktes b relativ zu dem des Punktes M. Sobald die Ausgangsspannung einen Wert
nahe der Schwellenspannung der N-Transistoren erreicht/ wird T-o leitend und das positive Potential des Punktes
e fällt ab, was zur Folge hat, daß der Transistor T16
gesperrt wird. Der Potentialanstieg des Verbindungspunktes d relativ zu dem des Punktes M, der darauf folgt, hat
einen inversen Effekt; er stellt sehr schnell einen Gleichgewicht ein, bei dem die Ausgangsspannung nahe der Schwellenspannung
der N-Transistoren ist, und die Transistoren T und T sich im Sättigungsbereich befinden. Ein ähnlicher
Prozeß ergibt sich für die Transistoren T3, T , T g und
T_o, wenn beim Anschließen der Versorgungsspannungsquelle
sich nur der Transistor T1 im Sättigungsbereich befindet.
Die Ausgangsspannung des Oszillators erreicht demgemäß die Schwellenspannung der P-Kanal Transistoren.
In diesem Zustand sind die Transistoren T3 und T4
gesperrt, und es ist leicht, die verschiedenen Komponenten des Schaltkreises so zu dimensionieren, daß die für die
Schwingung erforderlichen Bedingungen dann erfüllt werden.
Wenn die Schwingung ausgelöst ist und ein Gleichgewichtszustand sich eingestellt hat, werden die Transistoren
T.g und Τ., Q alternierend und periodisch in den leitenden
2ustand gebracht. Wenn die Stromquellen T17 und T30 in
ihrem Polarisationssystem T7V Tg» T1Q, T12 (Fig. 4) so
dimensioniert sind, daß Ströme von einigen Nanoampere
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eingeprägt werden, genügt es für eine Frequenz von 32 kHz der Schwingungen, daß die Werte der Kapazitäten C1- und C5
einige Picofarad betragen, um die Fluktuationen der Spannungen an den Verbindungspunkten e und f unter 0,1 Volt zu halten*
Die mittlere Spannung zwischen den Punkten e und M ist damit praktisch gleich der Versorgungsspannung V . Die Transistoren
T1,- und T16 bleiben gesperrt und die Funktion des Oszillators
im eigentlichen Betriebszustand ist demgemäß identisch mit der, wie sie oben unter Bezugnahme auf Fig. 3 erläutert wurde.
Obwohl meist ein Interesse besteht, den Oszillator so arbeiten zu lassen, daß man eine geringstmögliche Schwingungsamplitude erzielt, kompatibel mit der Steuerung des nachfolgenden
Schaltkreises, kann manchmal ein Bedürfnis für ein Ausgangssignal großer Amplitude bestehen, und für die Speisung
des Oszillators mit einer relativ hohen Spannung, größer als die Summe der Schwellenspannung der beiden Transistortypen.
In diesem Falle kann es vorkommen, daß der beschriebene Hilfsschaltkreis nicht immer in seiner symmetrischen Version
das Anschwingen ermöglicht. Es ist möglich, diesen Nachteil zu vermeiden, indem man sicherstellt, daß einer der Transistoren
T- bzw. T2 im Augenblick des Anschwingens des Oszillators
ungesättigt ist. Dies läßt sich beispielsweise dadurch verwirklichen (für den Transistor T1) daß die Source des Transistors
T1^ direkt an die Klemme P gelegt wird, während die Transistoren
T1J-/ tiq» T20 unc^ ^e Kapazität C% weggelassen werden, und
daß man diesen Transistor T1^. derart bemißt, daß er einen sehr
langen, jedoch schmalen Kanal aufweist, verglichen mit jenem des Transistors T14.
- 17 -
- V7 -
Eine weitere Lösung, ausgewertet in der Ausführungsform
des Anschwingschaltkreises gemäß Fig. 7, besteht darin,
im Augenblick des Einschaltens den Sourceanschluß des Transistors Τ., auf ein bestimmtes Potential zu bringen, das niedriger
liegt als das des positiven Pols der Versorgungsspannungsquelle, um so die Polarisationsspannung des Transistors T. zu regulieren
und infolgedessen den Anschwingstrom des Oszillators auf den gewünschten Wert. Die Schaltung nach Fig. 7, in der die der
Fig. 6 entsprechenden Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen versehen wurden, unterscheidet sich von der letztgenannten
durch die Tatsache, daß der Transistor T15 der Verstärker T1g,
T2_, die ihm zugeordnet sind, und auch der Kondensator C*
weggelassen sind, und daß der Sourceanschluß des Transistors T-3 jetzt mit dem Verbindungspunkt g verbünden ist, zwischen
dem Drain eines Transistors T21 vom P-Typ und dem Source eines
anderen Transistors T_2 ebenfalls vom P-Typ, wobei diese beiden
Transistoren T21, T22 in Serie geschaltet sind zwischen die
Klemmen P und M der Versorgungsspannungsquelle und mit ihren Gates beide an das Gate der Stromquelle T5 angeschlossen sind.
Der Transistor T21, als Stromquelle, und der Transistor T22
bilden eine Spannungsquelle.
Wenn man einen Strom iß vorsieht, eingeprägt vom Transistor
Τ., der kleiner ist als der Strom i-., » welcher den Transistor
D Z Ί
T. durchfließt, erscheint am Punkt g beim Einschalten des
Oszillators ein Potential V , das niedriger liegt, als das der Klemme P der Schaltung und in hohem Maße unabhängig ist
vom Strom i21· Man kann zeigen, daß dieses Potential V im
wesentlichen gleich ist
. ^2J - In X22 ?
W21 i22+i6f
wobei ^2i/L21 ^>zw*1 W?2^L2? ^e Akmessungsverhältnisse
Transistoren T21 bzw. T sind, I33 der Strom im Transistor
T22t, β der Kehrwert des Produkts der thermodynamischen Spannung
- 18 -
und des Emissionskoefficienten und χ ein Parameter, dessen
Größe bestimmt wird durch den "body effect", der für den
Transistor T zutrifft; mit dem Ausdruck "body effect" bezeichnet man das Phänomen, durch das ein Transistor seine
Schwellenspannung modifiziert "sieht", sobald seine Source auf ein Potential abweichend von dem des Substrats gebracht
wird.
Der Ausdruck In (i22/i_2+ig) ist dabei klein gegenüber
dem Ausdruck In W32 L21 . Das Potential V und infolgedessen
der Anschwingstrom im Transistor T1 werden demgemäß im wesentlichen
bestimmt durch die Konfiguration der Transistoren T . und T_„.
Die Bedingung, daß i, kleiner ist als i21, wird leicht
realisiert durch entsprechende Dimensionierung des Transistors T_- relativ zu den Transistoren Tn T..
Δ l 0 , Ο
Im Normalbetrieb des Oszillators wird der Transistor T13,
dessen Source demgemäß auf ein Potential gelegt ist, das etwas kleiner ist als dasjenige, das an ihm im Augenblick
des Anschwingens liegt, wobei der Strom i, demgemäß durch
den Transistor T^ fließt, dauernd von einem Strom durchflossen,
doch hat dieser sehr kleine Strom praktisch keinerlei Einfluß.
Es ist anzumerken, daß anstelle der Transistoren T1c,
tiq' T->n unc^ ^es Kondensators C>
die Transistoren T1, T1-,
l 3 ti) ->
1 D # I /
T18 und der Kondensator C1- weggelassen werden könnten, und
die Source des Transistors T14 auf ein bestimmtes Potential
gebracht werden könnte, das höher liegt als das der Klemme M
- 19 -
mit Hilfe einer Spannungsquelle, die in analoger Form realisiert würde, zu der Konfiguration aus T31 T33, dargestellt in Fig. 7
und ausgerüstet mit Transistoren vom N-Typ.
Die Erfindung ist natürlich nicht auf die dargestellten und beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Man kann
beispielsweise im Falle von höheren Frequenzen als Kondensatoren C, und C. die Kapazitäten Gate/Substrat der Transistoren T1 und
Ty verwenden, und im Falle von niedrigen Frequenzen eine Eingangskapazität vorsehen, die zwischen die Punkte a und M der Schaltung
gelegt ist, um den Platz zu verringern, der von den auf dem integrierten Schaltkreis von den Kapazitäten eingenommen wird.
Es ist nicht erforderlich, da£Ues sich um einen Quarzresonator
handelte -Diese Schaltung ermöglicht die Verwendung anderer
Typen von Resonatoren, Piezo-elektrischen oder anderen, beispielsweise
einen L-C-Kreis.
Daneben sind auch andere als die dargestellten Ausführungsformen möglich als Hilfsschaltkreise zum Anschwingenlassen
des Oszillators.
Claims (9)
1. C-MOS-Oszillatorschaltung mit geringem Leistungsverbrauch
mit einer Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme, zwischen die ein Resonator schaltbar ist, mit einer ersten
und einer zweiten Speiseklemme, die an den positiven bzw. negativen Pol einer Gleichspannungsspeisequelle anschließbar
sind, und mit einem ersten und einem zweiten MOS-Transistor mit P-bzw. N-Kanal, deren Source-Anschlüsse
mit der ersten bzw. zweiten Speiseklemme verbunden sind, und deren Drain-Anschlüsse miteinander sowie mit der Ausgangsklemme
verbunden sind, mit einer Ausgangskapazität, die zwischen die Ausgangsklemme und eine der Speiseklemmen
geschaltet ist,und mit Schaltungskomponenten zum Sicherstellen
der Polarisierung des ersten und des zweiten Transistors unabhängig voneinander, dadurch gekennzeichnet,
daß diese Schaltungskomponenten umfassen:
- Einerseits einen dritten MOS-Transistor (T3) mit mit P-Kanal, der mit seinem Gate und seinem Drain an
das Gate des ersten Transistors (T1) angeschlossen ist
und mit seiner Source an den Drain des ersten Transistors, eine erste Stromquelle (Tg), zwischen das Gate des ersten
Transistors (T1) und die zweite Speiseklemme (M) geschaltet,
und einen ersten kapazitiven Spannungsteiler (C3, C1^)1
zwischen die Eingangs klemme (a.) und die erste Speiseklemme
(P) geschaltet, während die Mittelanzapfung des Spannungsteilers
mit dem Gate des ersten Transistors (T^) verbunden
ist, und
andererseits einen vierten MOS-Transistor (T4) mit N-Kanal,
der mit seinem Gate und seinem Drain an das Gate des zweiten Transistors (T2) angeschlossen ist und dessen
Source mit dem Drain des zweiten Transistors (T2) verbunden
ist, eine zweite Stromquelle (T5), angeschlossen zwischen dem Gate des zweiten Transistors (T2) und der ersten
Speiseklemme (P) ,und einen zweiten kapazitiven Spannungsteiler (£3, C^), angeschlossen zwischen der Eingangsklemme (a) und
der zweiten Speiseklemme (M), während die Mittelanzapfung des Spannungsteilers mit dem Gate des zweiten Transistors
(T2) verbunden ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie zusätzlich einen Hilfsschaltkreis zur Sicherstellung
des Anschwingens aufweist.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsschaltkreis einen fünften MOS-Transistor
(T13) und einen sechsten MOS-Transistor (T-] 5) mit P-Kanal
umfaßt, in Serie zwischen das Gate des ersten Transistors (T-|) und die erste Speiseklemme (P) geschaltet, wobei
Gate und Drain des fünften Transistors miteinander verbunden sind, daß ein siebter MOS-Transistor (T-j 4) und ein achter
MOS-Transistor (T-] g) mit N-Kanal in Serie zwischen das
Gate des zweiten Transistors (T2) und die zweite Speiseklemme (M) gelegt sind, wobei Gate und Drain des siebten
Transistors (T-] 4) miteinander verbunden sind, und daß Steuerelemente
an den Eingang (b) der Oszillatorschaltung angeschlossen
sind zum Steuern des sechsten und achten Transistors derart, daß sie beim Ausbleiben der Schwingung durchschalten
und gesperrt werden, sobald ein stabiler Schwingungszustand
aufgebaut ist.
4. Oszillatorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Steuerelemente des sechsten und achten Transistors einerseits für die Steuerung des sechsten
Transistors (T-) 5) einen neunten MOS-Transistor (T19) mit
P-Kanal umfassen, dessen Source, Gate und Drain mit der ersten Speiseklemme (P), der Ausgangsklemme (b) der
Schaltung bzw. dem Gate des sechsten Trasistors (T-] 5)
verbunden sind, ferner eine dritte Stromquelle (20) umfassen,
die zwischen das Drain des neunten Transistors (T1 9) und
die zweite Speisequelle (M) gelegt ist, sowie eine Kapazität (C'5) umfassen, die zwischen Source und Drain des neunten
Transistors gelegt ist, und andererseits für die Steuerung des achten Transistors (T16) einen zehnten MOS-Transistor
(T-Jg) mit N-Kanal umfassen, dessen Source, Gate und Drain
mit der zweiten Speiseklemme (M),der Ausgangsklemme (b) der Schaltung bzw. dem Gate des achten Transistors (T-Jg)
verbunden sind, fernen eine vierte Stromquelle (T17) umfassen,
die zwischen die erste Speiseklemme (P) und das Drain des zehnten Transistors (T18) gelegt ist, sowie
einen Kondensator (C5) umfassen, zwischen Source und Drain des zehnten Transistors geschaltet.
5. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsschaltkreis umfaßt: einen fünften MOS-Transistor
(T13) mit P-Kanal, der mit seinem Gate und seinem Drain
an das Gate des ersten Transistors (T-j) angeschlossen ist,
eine Spannungsquelle (T21, T22) zum Setzen des Source-Anschlusses
des fünften Transistors (T13) auf ein bestimmtes Potential, das niedriger liegt, als das Potential der
ersten Speisequelle, zumindest solange, bis ein stabiler Schviingungszustand erreicht ist, einen sechsten MOS-Transistor
(T-j 4) und einen siebten MOS-Transistor (T1 5)
mit N-Kanal, in Serie zwischen das Gate des zweiten Transistors (T2) und die zweite Speiseklemme (M) geschaltet,
- 4
wobei der sechste Transistor (T-] 4) mit seinem Gate an sein
Drain angeschlossen ist, und Steuerelemente, die an den Ausgang (b) der Oszillatorschaltung angekoppelt sind zum
Steuern des siebten Transistors (T-] 5) derart, daß er
bei ausbleibenden Schwingungen durchschaltet, jedoch gesperrt wird, sobald ein stabiler Schwingungszustand sich eingestellt
6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelemente des siebten Transistors (Τις) einen
achten MOS-Transistor (T18) mit N-Kanal umfassen, dessen
Source, Gate und Drain mit der zweiten Speisequelle (M), der Ausgangsklemme (b) bzw. dem Gate des siebten Transistors
(T1g) verbunden sind, ferner eine dritte Stromquelle (T-] 7)
umfassen, zwischen die erste Speiseklemme (P) und das Drain des achten Transistors (T-] 3) gelegt, sowie eine
Kapazität (C5) umfassen, angeschlossen zwischen dem Source und dem Drain des achten Transistors.
7. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsquelle einen neunten MOS-Transistor
(T21) mit P-Kanal umfaßt, dessen Source mit der ersten Speisequelle
(P) verbunden ist und der derart steuerbar ist, daß er eine Stromquelle bildet, sowie einen zehnten MOS-Transistor
(T22)/ ebenfalls mit P-Kanal, umfassen, dessen Source, Drain
und Gate mit dem Drain des neunten Transistors (T21),mit
der zweiten Speisequelle (M) bzw. mit dem Gate des neunten Transistors (T21) verbunden sind, und daß die Source des
fünften Transistors (T-]3) mit dem Verbindungspunkt (3)
zwischen dem Drain des neunten Transistors (T21) un(3 der
Source des zehnten Transistors (T22) verbunden ist.
8. Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsschaltkreis einen fünften MOS-Transistor
(Ti 3) und einen sechsten MOS-Transistor (T-15) mit P-Kanal
umfaßt, in Serie zwischen das Gate des ersten Transistors (T1)
und die erste Speiseklemme (P) gelegt, wobei der fünfte Transistor mit seinem Gate an sein Drain angeschlossen
ist, ferner Steuerelemente, die an den Ausgang Cb) der Oszillatorschaltung angeschlossen sind, umfaßt
zum Steuern des sechsten Transistors derart, daß er bei Ausbleiben der Schwingungen durchschaltet, aber blockiert
wird, sobald ein stabiler Schwingungszustand sich eingestellt
hat, schließlich einen siebten MOS-Transistor (T-) 4)
mit N-Kanal umfasst der mit Gate und Drain an das Gate des zweiten Transistors (T2) angeschlossen istjund endlich
eine Spannungsquelle umfasst zum Klemmen der Source des siebten Transistors auf ein bestimmtes Potential oberhalb
des Potentials der zweiten Speiseklemme mindestens solange, bis ein stabiler Schwingungszustand erreicht ist.
9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelemente des sechsten Transistors (T-]5) einen
achten MOS-Transistor (T-jg) mit P-Kanal umfassen, dessen
Source, Gate und Drain mit der ersten Speisequelle (P),
der Ausgangsklemme (b) der Schaltung bzw. dem Gate des sechsten Transistors (T-] 5) verbunden sind, ferner eine
dritte Stromquelle (T20) umfassen, die zwischen das Drain
des achten Transistors (T-) 9) und die zweite Speiseklemme (M) gelegt ist, sowie schließlich eine Kapazität (C"5)
umfassen, die zwischen Source und Drain des achten Transistors
liegt.
ΙΟ» Schaltung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet,
daß die Spannungsquelle einen neunten MOS-Transistor mit N-Kanal umfaßt, dessen Source mit der zweiten Speiseklemme
verbunden ist und der derart steuerbar ist, daß er eine Stromquelle bildet, sowie einen zehnten MOS-Transistor, ebenfalls
mit N-Kanal umfaßt, dessen Source, Drain und Gate
mit dem Drain des neunten Transistors mit der ersten Speiseklemme bzw. mit dem Gate des neunten Transistors verbunden
sind/ wobei die Source des siebten Transistors mit einem
Verbindungspunkt zwischen dem Drain des neunten Transistors und der Source des zehnten Transistors verbunden ist.
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