DE3128331A1

DE3128331A1 - "c-mos-oszillatorschaltung"

Info

Publication number: DE3128331A1
Application number: DE19813128331
Authority: DE
Inventors: Jakob M. 3961 Venthone Luscher
Original assignee: Asulab AG
Current assignee: Asulab AG
Priority date: 1980-07-21
Filing date: 1981-07-17
Publication date: 1982-06-16
Also published as: DE3128331C2; JPS5752206A; US4405906A; CH640693B; CH640693GA3; JPS6322642B2

Description

Die Erfindung betrifft eine C-MOS-Oszillatorschaltung. Sie bezieht sich insbesondere auf eine Oszillatorschaltung zur Verwendung in einer Quarzarmbanduhr. Auf diesem Gebiet besteht gegenwärtig die Tendenz,einerseits zu versuchen, soweit als irgend möglich den Leistungsverbrauch der integrierten elektronischen Schaltungen abzusenken, um eine Betriebsautonomie dieser Uhren für mehrere Jahre zu gewährleisten, obgleich diese nur Batterien geringen Volumens und demgemäß geringer Energiekapazität enthalten können. Andererseits versucht man aus ökonomischen Gründen, Schaltkreise zu konzipieren, die weitgehend unempfindlich sind gegen unvermeidliche Schwankungen während der Herstellungsverfahren.

Ein wichtiger Parameter für alle MOS-Schaltkreise ist der Wert der Transistor-Schwellenspannung. Wenn die Differenzen zwischen den Schwellenspannungen der Transistoren ein-und desselben Schaltkreises normalerweise extrem gering sind (in der Größenordnung von hundertstel Volt), ist dies jedoch nicht der Fall für Differenzen zwischen den Schwellungsspannungen von Transistoren von einem Schaltkreis zum anderen. Hier können diese Differenzen nämlich mehrere zehntel Volt erreichen. Um ein Minimum an Ausschuß während der Fabrikation

zu erzielen, ist es sehr wichtig, daß die Funktion der Schaltkreise durch derartige Variationen nicht infrage gestellt wird.

Die meisten gegenwärtig marktüblichen elektronischen Uhren haben als Zeitbasis einen Quarz von 3276 8 Hz. Ihr Frequenzteiler ebenso wie das System» erforderlich zum Antrieb eines Schrittmotors oder zum Steuern einer Digitalanzeige /bestehen aus C-MOS Schaltkreisen. Diese Technik eignet sich sehr gut für alle jene Schaltkreise, in denen die Transistoren praktisch als Schalter im " ELn-Aus-Betrieb" arbeiten. Dies war jedoch gegenwärtig nicht der Fall beim Oszillatorkreis, bei dem es sich um eine analog arbeitende Schaltung handelt, obwohl es vom ökonomischen Standpunkt höchst wünschenswert wäre, die Oszillatorschaltung mit denselben Verfahren integrieren zu könnnen, die für die übrigen Schaltkreise der Uhr erforderlich sind.

Um Quarzoszillatoren mit sehr niedrigem Verbrauch zu realisieren, wurden beispielsweise Widerstände verwendet, insbesondere Dioden aus polykristallinem Silicium, die relativ hohe Widerstände ausbilden können. Schichten von Silicium werden mittels des CVD-Verfahrens auf der Siliciumdioxydschicht niedergeschlagen und dann p-dotiert und η-dotiert, um Dioden auszubilden, deren Kennlinien sich mehr oder weniger denjenigen von Widerständen annähern. Diese Kennlinien sind schwierig zu reproduzieren , und die Notwendigkeit,auf Widerstände zurückzugreifen, bildet demgemäß einen erheblichen Nachteil.

Eine C-MOS"Oszillatorschaltung, die gegenwärtig weit verbreitet ist, ist in der FR-PS 2.110.109 offenbart.

Das aktive Element wird von einem Inverter gebildet, gespeist von einer Gleichspannungsquelle. Ein Polarisationswiderstand hinreichend großer Resistenz (über 10 M«i zum Begrenzen der Verluste ist zwischen den Ausgang und den

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Eingang des Inverters gelegt, parallel zum Quarzresonator. Zwei Kapazitäten sind zwischen eine Klemme der Spannungsquelle und den Eingang bzw. Ausgang des Inverters gelegt. Eine dieser Kapazitäten ist variabel, um die Schwingungsfrequenz einregulieren zu können. Neben der Tatsache, daß sie einen Widerstand enthält, weist diese Oszillator-Schaltung, die folgenden Nachteile auf % Da die Steilheit der Transistoren mit der Amplitude ihrer Steuerspannung erheblich anwächst, erfolgt die Amplitudenbegrenzung durch eine Übersteuerung der Transistoren. Daraus ergibt sich ein erhöhter Verbrauch. Dariiberhinaus erhöht bekanntlich die Übersteuerung die Phasenverschiebung zwischen den Ausgangs- und Eingangsspannungen "der aktiven Trasistoren, was die Frequenzstabilität des Oszillators verringert.

Damit dariiberhinaus der Oszillator anschwingt* ist es erforderlich, daß die beiden Transistoren gleichzeitig durchschalten, was für die Schaltung eine Speisespannung erforderlich macht, die höher liegt, als die Summe der Schwellenspannungen beider Transistoren. Dies bedingt ernsthafte Beschränkungen hinsichtlich der zulässigen Toleranzen für die Schwellenspannungen der Transistoren, wenn die Speisespannung niedrig ist, wie dies bei einer elektronischen Uhr zutrifft.

Bei den meisten gegenwärtigen elektronischen Uhren kann die Schwellenspannung der verwendeten Transistoren in den digitalen Schaltkreisen zwischen etwa 0<,3 Volt und V_O-&V liegen, wobei V_p die Spannung der Batterie bezeichnet und &V die Minimalabweichung zwischen der Steuerspannung und dar Schwellenspannung der Transistoren in den Frequenzteilerschaltkreisen.

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/to

Wenn die Schwellenspannung unter 0/3 Volt läge, könnten die Ströme infolge des Betriebs mit geringer Inversion der Transistoren der Gesamtheit der Schaltungen die Ursache für einen unzulässigen Energieverbrauch sein. Für diesen Oszillator muß demgemäß die Summe der Schwellenspannunqen der beiden Transistortypen zwischen 0,6 Volt und Vp -2AV liegen. Für eine Speisespannung von z. B. 1,2 Volt und mit der Annahme, daß eine Diffeimz /\V von 0,1 Volt hinreicht, um das Anschwingen sicherzustellen, kann die Summe der Schwellenspannungen der Transistoren vom Typ P und vom Typ N zwischen 0,6 und 1 Volt liegen, was viel engere Toleranzen für die Herstellung des Oszillators erfordert als für die digitalen Schaltkreise. Für die letzteren kann selbst bei Zulassung von £^V bei 0,2 Volt die Schwellenspannung jedes Transistortyps zwischen 0,3 und 1 Volt liegen.

Eine Lösung, die es ermöglicht, in einem gewissen Maße die Übersteuerung der Transistoren zu vermeiden und infolgedessen den Stromverbrauch zu verringern, ist in der CH-PS 596.598 beschrieben. Der in dieser Patentschrift beschriebene Oszillatorkreis, dargestellt in Fig. 1 _f weist jedoch die beiden anderen Nachteile der oben erwähnten FR-PS auf, nämlich, daß die Schaltung einen Widerstand R aufweist, und daß die Anforderungen hinsichtlich der Toleranzen für die Schwellenspannungen der Transistoren ebenso erheblich sind. Während des Einschaltens nämlich wird die Kapazität Cp entladen und die Steuerelektroden der Transistoren T1 und T2 liegen auf gleichem Potential. Da diese Transistoren unter diesen Bedingungen gleichzeitig durchschalten müssen, muß die Speisespannung höher liegen als die Summe ihrer Schwellenspannungen. Ein weiterer Nachteil resultiert aus der Tatsache, daß der die Transistoren T^ und T4 durchfließende Strom im eingeschwungenen Zustand von den Schwellenspannungswerten

ΛΑ

abhängt, d. h.,daß die Steuerbedingungen ihrerseits in diesem Falle in gewissem Maße von den Schwellenspannungen abhängen.

Schließlich offenbart die" CH-Patentanmeldung 613.357G einen Oszillator, bei dem die beiden komplementären Transistoren getrennt polarisiert werden in der Absicht, die Energieumsetzung zu verringern. In diesem in Fig. 2

dargestellten Oszillator sind die Steuerelektroden der Transistoren T-] und T2 vom Typ P bzw. Typ N mit der negativen Klemme bzw. positiven Klemme der Speisespannungsquelle über Widerstände R<l bzw, R2 verbunden. Zwei Koppelkondensatoren C und C verbinden die Steuerelektroden von T<\ und T₂ mit einer Klemme des Quarzresonators Q, dessen andere Klemme mit dem Ausgang des Inverters verbunden ist.

Eine solche Lösung erlaubt im Prinzip die Herabsetzung der Speisespannung auf einen Wert etwas oberhalb der höchsten Schwellenspannung beider Transistoren, vermeidet jedoch nicht das Problem der Übersteuerung der Transistoren, und der Stromverbrauch bleibt relativ hoch. Daneben weist dieser Oszillator auch Widerstände auf.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Oszillatorschaltung, die es gestattet, jegliche Übersteuerung der aktviven Transistoren zu vermeiden, so daß ein niedriger Energieverbrauch erziel^bar ist, wobei die Schaltung ohne besondere Vorsichtsmaßnahmen mit den ihr zugeordneten digitalen Schaltkreisen integriert werden kann.

Die erfindungsgemäß vorgesehene Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 definiert. Demgemäß umfaßt die Oszillatorschaltung eine Eingangsklemme und eine Ausgangsklemmen wischen die ein Resonator gelegt werden kann. Eine erste und eine zweite Speiseklemme können an den positiven bzw. negativen Pol einer Gleichspannungsversorgüngsquelle angeschlossen werden. Die Schaltung umfaßt ferner

Sf--

ISL

einen ersten und einen zweiten MOS-Transistor mit P-bzw. N-Kanal, deren Sourceanschlüsse an der ersten bzw. zweiten Speiseklemme liegen/ und deren Drainanschlüsse miteinander verbunden sind sowie mit der Ausgangsklemme. Ein Ausgangskondensator ist zwischen die Ausgangsklemme und eine der Speiseklemmen gelegt; und es sind Komponenten vorgesehen, um die Polarisierung der Transistoren unabhängig voneinander sicherzustellen. Diese Komponenten umfassen einerseits einen dritten MOS-Transistor mit P-Kanal/ der mit seinem Gate und seinem Drain an dem Gate des ersten Transistors liegt und dessen Source mit dem Drain des letzteren verbunden ist. Eine erste Stromquelle ist zwischen das Gate des ersten Transistors und die zweite Speiseklemme gelegt/ und ein erster kapazitiver Spannungsteiler liegt zwischen der Eingangsklemme und der ersten Speiseklemme, wobei die Mittelanzapfung mit dem Gate des ersten Transistors verbunden ist. Die erwähnten Komponenten umfassen andererseits einen vierten MOS-Transistor mit N-Kanal, der mit seinem Gate und seinem Drain an dem Gate des zweiten Transistors liegt, während sein Sourceanschluß mit dem Drain des letzteren verbunden ist. Eine zweite Stromquelle ist zwischen das Gate des zweiten Transistors und die erste Speiseklemme gelegt, und ein zweiter kapazitiver Spannungsteiler liegt zwischen der Eingangsklemme und der zweiten Speiseklemme, während seine Mittelanzapfung mit dem Gate des zweiten Transistors verbunden ist.

Wenn es beabsichtigt ist, einen Resonator niedriger Frequenz (beispielsweise etwa 32 KHz) anzuschließen, umfaßt die Oszillatorschaltung gemäß der Erfindung vorzugsweise einen Hilfsschältkreis,um das Anschwingen sicherzustellen.

Weitere bevorzugte Ausgestaltungen des Gegenstandes der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert. Die daraus resultierenden Vorteile ergeben sich aus der nachfolgenden Erläuterung von Ausführungsbeispielen, die nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen im einzelnen erläutert werden.

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/13

Fig. 1 und 2 zeigen die Schaltschemata bekannter Oszillatorschaltungen;

Fig. 3 zeigt das Schaltbild einer ersten Ausführungsform der Oszillatorschaltung gemäß der Erfindung;

Fig. 4 ist ein Schaltschema für einen Schaltkreis, der verwendet werden kann, um die Stromquellen der Schaltung nach Fig. 3 zu steuern;

Fig. 5 ist ein Erläuterungsdiagramm;

Fig. 6 zeigt das Schema der Oszillatorschaltung gemäß Fig. 3, ergänzt um einen Hilfsschaltkreis zum Auslösen der Schwingung in einer ersten Ausführungsform und

Fig. 7 ist das Schaltschema einer Oszillatorschaltung gemäß Fig. 3, ergänzt um einen Hilfsschaltkreis zum Auslösen des Anschwingens in einer zweiten Ausführungsform.

Die Fig. "T und 2 wurden einleitend bei der Diskussion des Standes der Technik bereits erörtert .

Der in Fig. 3 dargestellte Oszillator gemäß der Erfindung umfaßt einen P-Transistor T₁ und einen N-Transistor T₂, deren Drainanschlüsse miteinander verbunden sind. Die Sourceanschlüsse von Ti und T₂ liegen an den Speiseklemmen P bzw, M der Schaltung, über die eine Gleichspannungsversorgungsquelle gelegt ist, im allgemeinen eine Batterie. Der positive Pol der Speisespannungsquelle ist mit dem Punkt P verbunden»

Der Quarzresonator Q liegt zwischen dem gemeinsamen Punkt b der Drains von T₁ und T₂ und einem Punkt a, der einerseits verbunden ist mit dem Gate von T₁ über einen Kondensator C₃ und mit dem Gate von T₂ über einen Kondensator C3, dessen Kapazität im wesentlichen gleich der von C^ ist. Zwei weitere Kapazitäten C¹4 und C4, im wesentlichen gleicher Größe, verbinden die Gates von T₁ und T2 mit den Klemmen P bzw. M. Die Ausgangskapazität C₂ wird von einem variablen Kondensator gebildet, der zwischen dem Punkt b und der Klemme M liegt, parallel mit der Eingangskapazität eines an den Oszillator angeschlossenen Schaltkreises, beispielsweise eines Frequenzteilers. Diese Eingangskapazität ist in der Figur gestrichelt angedeutet.

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AM

Der Oszillator umfaßt ferner einen dritten Transistor T3 vom Typ P, dssen Gate und Drain mit dem Gate von T₁ verbunden sind/ und dessen Source mit dem Drain von T-] verbunden ist. In ähnlicher Weise liegt ein vierter Transistor T4 vom Typ N mit seinem Sourceanschluß am Drain von T₂ und mit seinem Gate und seinem Drain an dem Gate von T2.

Das Gate von T-j ist ferner verbunden mit dem Drain eines Transistors T_g vom Typ N, dessen Source mit der Klemme M verbunden ist. Dieser Transistor, gesteuert von einer Gleichspannung nahe seiner Schwellenspannung, bildet eine Stromquelle zum Liefern eines sehr niedrigen Stromes (einige Nanoampere). In ähnlicher Weise ist das Gate des Transistors T9 mit der Speisequelle P über die Stromquelle verbunden, welche von dem Transistor Tc mit P-Kanal gebildet wird.

Man kann zum Steuern der Stromquellen T5 und T₆ an sich bekannte Schaltkreise verwenden, wie jenen, der in Fig. 4 dargestellt ist, und sogenannte Stromspiegelschaltkreise verwendet. In dieser Schaltung haben die Transistoren T7 und T₉ den gleichen Typ wie der Transistor T5/ d. h. P-Kanal, während die Transistoren T|q und T-| 2 / wie der Transistor Tg vom N-Kanal-Typ sind. Der Strom 10/ der die Transistoren T₇ und T₁₀ durchfließt, wird festgelegt durch die Speisespannung und die Kennlinien des Transistors T7, insbesondere durch das Verhältnis zwischen der Breite und der Länge seines Kanals. Ty wird demgemäß mit einem Kanal gefertigt, der eine viel größere Länge als Breite aufweist, um einen Strom Ig geringster Höhe zu erreichen.

Man weiß darüberhinaus, daß die Drain-Ströme von Transistoren des gleichen Leitfähigkeitstyps, die in ein und demselben Schaltkreis integriert sind und im Sättigungsbereich arbeiten, in erster Annäherung

proportional sind zu ihrem Dimensionsverhältnis W-^/L^, wobei W^ bzw. L^ die Breite bzw. Länge des Transistorkanals definieren.

Der vom Transistor Tg eingeprägte Strom I_g ist demgemäß gegeben

LW ' -I₆ " I₀ . 10 . 6

W., _n L,-

10 6.

In ähnlicher Weise wird der vom Transistor T^ eingeprägte Strom I_ .

10 L₁₂ W

Diese Ströme liegen in der Größenordnung von Nanoampere.

Schließlich umfaßt die Oszillatorschaltung nach Fig. 3 einen Transistor Tg vom N-Typ, geschaltet zwischen den Punkt a und die Klemme M, dessen Gate mit demjenigen von T, verbunden ist. Dieser Transistor dient aussschließlich dazu, das Dauerpotential des Punktes a festzulegen.

Anstatt einen Transistor zu verwenden, könnte man an den Punkt a eine unabhängige p-oder n- Zone klemmen.

Fig. 3 zeigt, daß die Oszillatorschaltung zwei Elementarkreise T₁, T₃, T₆, C₃, C₄, bzw. T₂, T₄, T₅, C₃, C₄ umfaßt, welche abgesehen vom Leitfähigkeitstyp des Transistors identisch sind hinsichtlich Aufbau und Verschaltung der Komponenten, wobei die den beiden Schaltkreisen zugeordneten Komponenten einen symmetrischen Platz relativ zum Resonator Q einnehmen. Man kann sich demgemäß für die Beschreibung der Arbeitsweise der Oszillatorschaltung auf den einen oder anderen dieser Elementarkreise beziehen> die in analoger Weise arbeiten, beispielsweise auf den Schaltkreis mit dem Transistor T₂-

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Beim Anschalten, der Speisequelle schwingt der Oszillator an, sobald die Eingangsgleichspannungen der Transistoren T-| und T- hinreichend die Schwellenspannung überschritten haben, für die die Schwingungsbedingungen erfüllt sind. Die Amplitudenbegrenzung der Schwingung erfolgt wie nachstehend erläutert:

Man kann zeigen, daß die Polarisationsspannung V. des Transistors T2 ziemlich genau gegeben ist durch

^vao - ^VDmin- ^vd ^{+ V}T4 * 1 ^{ln 1}

wobei V-j . der augenblickliche Minimalwert der Spannung Source-Drain des Transistors T_ ist, V, die Amplitude der Steuerspannung des Transistors T„ ist, V₁-. die extrapolierte Schwellenspannung des Transistors T. ist,/3 ein Koeffizient ist, definiert als der Kehrwert des Produkts aus der thermodynamischen Spannung IL₁ und dem Imissionskoeffizienten η des Transistors, wobei der Wert in der Größenordnung von 20 - 30 V je nach der Dotierung des Transistorsubstrats und der Dicke der Gateoxidschicht ist, i der von der Stromquelle T eingeprägte Strom ist und i . der Stromwert des Transistors T. ist entsprechend seiner extrapolierten Schwellenspannung.

Die Steuerspannung V,, welche während eines Bruchteils der Periodendauer des Eingangssignals die extrapolierte Schwellenspannung des Transistors T„ übersteigt, ist

^V'd - ^Vd ^{+ V}do - ^VT2.

Da die extrapolierten Schwellenspannungen der Transistoren T. und T_ gleich sind, erhält man für diese Spannung durch

Ersetzen von V₃ durch seinen Wert
do

V=V +1 ¹S? d Dmin ~ In -r=-

A ^X04.

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Man kann den TransistorT4 und die Stromquelle T,- mit ihrer Steuerung leicht derart dimensionieren, daß i«. im wesentlichen gleich i, ist. Der Ausdruck J_ ^_n is wird demgemäß praktisch null.

Die Tatsache, daß die Steuerspannung, welche die Schwellenspannung des Transistors T übersteigt, unabhängig vom Wert der letzteren gleich der Minimalspannung des Drains dieses Transistors ist, ist sehr wichtig, denn genau für diesen Fall gilt ρ daß jegliche Übersteuerung vermieden wird. Diese quasiidealen Steuerbedingungen stellen sich automatisch ein. Die bestimmende Steilheit für die Verstärker, welche von den Transistoren T, und T₃ mit ihrer Belastung gebildet werden,, verringert sich nämlich stark mit der Verringerung von ^v _Dmjj_n» d. h. mit der Erhöhung der Ausgangsspannung,und die Begrenzunq dieser letzteren erfolgt demgemäß ohne irgendeine Übersteuerung der Transistoren.

Um alle unerwünschten Einflüsse der n-p Sperrschichten, zugeordnet den Transistoren,T. und T , zu vermeiden, muß der Spannungsteiler C-/C. so dimensioniert werden, daß

^Vd4¹'² <^VT ^{+ V}Dmin>

wird, worin ν_ der kleinste Schwellenspannungswert ist, der in der Produktion erwartet werden kann.

Fig* 5 zeigt die Spannungen V^, V , V, an den Punkten b, c_t d der Schaltung in Abhängigkeit von der Zeit. V„_N bezeichnet die Schwellenspannung des N-Kanal Transistors.

Bei Verwendung von entsprechend dimensionierten Komponenten kann man mit dem Oszillator gemäß der Erfindung eine Ausgangsspannung erreichen» deren Spitze-Spitze-Wert etwa 90 Prozent der Versorgungsgleichspannung erreicht. Da die Transistoren praktisch nicht übersteuert werden, bleibt der Stromverbrauch

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sehr niedrig, trotz der relativ hohen Amplitude des Ausgangssignals. Wenn man den Wirkungsgrad <·] des Oszillators als Verhältnis zwischen der vom Quarz dissipierten Leistung P und der Speiseleistung P der Transistoren T₁ und T₂, welche den eigentlichen Oszillatorantriebskreis bilden, definiert, kann man zeigen, daß dieser Wirkungsgrad etwa beträgt:

f\ = ^Cj *» 2^b ^0,9.

P V
e ρ

Dies ergibt sich beispielsweise mit folgenden Daten:

Versorgungsspannung V = 1,2 V
Quarz: Schwingfrequenz 32768 Hz

Statische Kapazität: 1 pF Ausgangskapazität: C_? : 10 pF

Eingangskapazität C, = 2 ' ^{: 1} ° P^F Amplitude der Ausgangsspannung: V, : 0,55

V.

Die im Quarz dissipierte Leistung beträgt 2OnW, was für den oben angegebenen Wirkungsgrad einen Speisestrom von etwa 20 nA bedeutet. Zu diesem Strom kommen hinzu die Ströme der Stromquellen, die 1 bis 2 nA betragen können^und der Strom I_ (Fig. 4) für die Steuerung dieser Quellen. Mit einem Strom I_Q in der Größenordnung von 10 nA kann man ohne weiteres einen Stromverbrauch in der Größenordnung von nur einigen zehn Nanoampere erzielen.

Da die Transistoren T₁ und T_? getrennt polarisiert werden, braucht die Versorgungsspannung nicht größer zu sein als der höchste Schwellenspannungswert der Transistoren. Dies ermöglicht sehr breite Toleranzen für die Schwellungsspannungswerte, die von 0,3 bis 1 V reichen können, für eine Versorgungsspannung von etwa 1,2 V. Dank diesem Umstand und der Tatsache, daß er keinen Widerstand enthält, ist der Oszillator in hohem Maße unempflindlich gegenüber Veränderungen der Fabrikationsparameter, und kann ohne besondere Vorsichtsmaßnahmen integriert werden,

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unter Verwendung nur derselben Verfahrensschritte, wie sie üblicherweise bei der Fertigung von digitalen C-MOS"Schaltkreisen für eine elektronische Uhr eingesetzt werden.

Der beschriebene Oszillator kann auch durchaus für Resonatoren mit hoher Frequenz (einige MHz) verwendet werden, ebenso wie für niedrige Frequenzen in der Größenordnung von 32 kHz. Im Falle eines Resonators mit niedriger Frequenz jedoch kann unter bestimmten Umständen kein Anschwingen stattfinden, und zwar aus folgenden Gründen; beim Anschließen der Versorgungsspannüngsquelle können die an den Gates der Transistoren T. und T₃ liegenden Gleichspannungen sehr schnell relativ hohe Werte relativ zu der Schwellenspannung erreichen. Diese Transistoren werden demgemäß von einem ziemlich hohen Strom durchflossen und bilden jeweils, unter Transformation der Quarzbelastung auf den Ausgang, einen in Klasse A polarisierten Verstärker." Wegen der niedrigen dynamischen differentlellen Widerstände, die dann von den Transistoren T₃ und T. dargestellt werden, können möglicherweise die Phasenbedingungen, welche für das Anschwingen erforderlich sind, nicht erfüllt sein.

Dieses Phänomen, das insbesondere vorliegen kann, wenn es sich um Kapazitäten geringen Wertes handelt, um den Verbrauch zu begrenzen, kann vermieden werden, indem man den Oszillator mit einem Hilfsschaltkreis verbindet, wie er etwa in Fig. 6 dargestellt ist.

Man erkennt in dieser Figur wieder den eigentlichen Oszillator aus Fig. 3, wobei die verschiedenen Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen kenntlich gemacht sind. Darüberhinaus kann man feststellen, daß der Hilfsschaltkreis für das Anschwingen die gleiche Symmetrie bezüglich der die Punkte a und b verbindenden Linie aufweist, wie der eigentliche Oszillatorkreis. Die vier Transistoren, die sich oberhalb dieser Linie befinden, sind vom P-Typ, während die vier korrespondierenden Transistoren unterhalb der Linie vom N-Kanal-Typ sind.

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Der Anschwingschaltkreis umfaßt zwei Transistoren T._o und

I 8

T₁Q, deren Gates mit dem gemeinsamen Anschlußpunkt b der Drains der Transistoren T und T_ verbunden sind, und deren Sourceanschlüsse mit den Klemmen M bzw. P der Schaltung verbunden sind.

Stromquellen T₁₇ und T_- sind zwischen den Drainanschluß von Τ.» und die Klemme P bzw. zwischen den Drainanschluß von T _g und die Klemme M gelegt.

Die Gates der Stromquellen T₁₇ und T₃₀ sind mit jenen der Quellen T_c bzw. T- verbunden. Jeder der Transistoren

D D

T₁₈ und T₁₉ bildet mit seiner zugeordneten Stromquelle einen Spannungsverstärker. Zwei Kapazitäten C₁. bzw. C_n. sind zwischen Drain und Source von T₁₈ bzw. Drain und Source von T₁₉ gelegt.

Der Anschwingschaltkreis umfaßt ferner einen Transistor T₁₃ in Diodenschaltung, dessen Drain mit dem Gate von Transistor T₁ verbunden ist,und einen Transistor T₁₁. zwischen Source von T₁-. und Klemme P. Die Steuerelektrode von T. _c ist verbunden mit dem Drain von T₁₉. In gleicher Weise ist ein Transistor T₁₄ in Diodenschaltung vorgesehen und ein Transistor 16, dessen Gate mit dem Drain von T₁₈ verbunden ist; T₁₄ und T_{1 ß} liegen zwischen dem Gate von T_ und der Klemme M.

Beim Anliegen der Versorgungsspannungsquelle befinden sich alle diese Transistoren in einem Betriebszustand geringer Inversion. Die Transistoren T₁₈ und T _g sind zunächst praktisch gesperrt; der Verbindungspunkt e wird auf das Potential der positiven Klemme der Versorgungsspannung gebracht und der Punkt f auf das des negativen Pols. Die Transistoren T₁₅ und T₁₆ sind infolgedessen leitend. Wegen der Transistoren T₃ und T₁₄ bleiben die Steuergleichspannungen der Transistoren T^ und T_? nahe deren Schwellenspannung. Die Transistoren T₁₃ und T₁₄ bilden jeweils mit T₁ bzw. T Stromspiegel.

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Man kann die Transistoren T. und T₁₃ derart dimensionieren, daß der in T. fließende Strom beispielsweise hundert mal höher ist als der in T₁₃; entsprechendes gilt für die Transistoren T₂ und. T^ .·-.- '

Wenn beispielsweise angenommen wird, daß sich nur der Transistor T in dem Sättigungsbereich befindet, so steigt das Potential des Punktes b relativ zu dem des Punktes M. Sobald die Ausgangsspannung einen Wert nahe der Schwellenspannung der N-Transistoren erreicht/ wird T-o leitend und das positive Potential des Punktes e fällt ab, was zur Folge hat, daß der Transistor T₁₆ gesperrt wird. Der Potentialanstieg des Verbindungspunktes d relativ zu dem des Punktes M, der darauf folgt, hat einen inversen Effekt; er stellt sehr schnell einen Gleichgewicht ein, bei dem die Ausgangsspannung nahe der Schwellenspannung der N-Transistoren ist, und die Transistoren T und T sich im Sättigungsbereich befinden. Ein ähnlicher Prozeß ergibt sich für die Transistoren T₃, T , T _g und T__o, wenn beim Anschließen der Versorgungsspannungsquelle sich nur der Transistor T₁ im Sättigungsbereich befindet. Die Ausgangsspannung des Oszillators erreicht demgemäß die Schwellenspannung der P-Kanal Transistoren.

In diesem Zustand sind die Transistoren T₃ und T₄ gesperrt, und es ist leicht, die verschiedenen Komponenten des Schaltkreises so zu dimensionieren, daß die für die Schwingung erforderlichen Bedingungen dann erfüllt werden.

Wenn die Schwingung ausgelöst ist und ein Gleichgewichtszustand sich eingestellt hat, werden die Transistoren T.g und Τ., Q alternierend und periodisch in den leitenden 2ustand gebracht. Wenn die Stromquellen T₁₇ und T₃₀ in ihrem Polarisationssystem T₇V Tg» T_1Q, T₁₂ (Fig. 4) so dimensioniert sind, daß Ströme von einigen Nanoampere

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eingeprägt werden, genügt es für eine Frequenz von 32 kHz der Schwingungen, daß die Werte der Kapazitäten C₁- und C₅ einige Picofarad betragen, um die Fluktuationen der Spannungen an den Verbindungspunkten e und f unter 0,1 Volt zu halten* Die mittlere Spannung zwischen den Punkten e und M ist damit praktisch gleich der Versorgungsspannung V . Die Transistoren T₁,- und T₁₆ bleiben gesperrt und die Funktion des Oszillators im eigentlichen Betriebszustand ist demgemäß identisch mit der, wie sie oben unter Bezugnahme auf Fig. 3 erläutert wurde.

Obwohl meist ein Interesse besteht, den Oszillator so arbeiten zu lassen, daß man eine geringstmögliche Schwingungsamplitude erzielt, kompatibel mit der Steuerung des nachfolgenden Schaltkreises, kann manchmal ein Bedürfnis für ein Ausgangssignal großer Amplitude bestehen, und für die Speisung des Oszillators mit einer relativ hohen Spannung, größer als die Summe der Schwellenspannung der beiden Transistortypen.

In diesem Falle kann es vorkommen, daß der beschriebene Hilfsschaltkreis nicht immer in seiner symmetrischen Version das Anschwingen ermöglicht. Es ist möglich, diesen Nachteil zu vermeiden, indem man sicherstellt, daß einer der Transistoren T- bzw. T₂ im Augenblick des Anschwingens des Oszillators ungesättigt ist. Dies läßt sich beispielsweise dadurch verwirklichen (für den Transistor T₁) daß die Source des Transistors T₁^ direkt an die Klemme P gelegt wird, während die Transistoren T₁J-/ ^tiq» ^T20 ^unc^ ^^e Kapazität C% weggelassen werden, und daß man diesen Transistor T₁^. derart bemißt, daß er einen sehr langen, jedoch schmalen Kanal aufweist, verglichen mit jenem des Transistors T₁₄.

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Eine weitere Lösung, ausgewertet in der Ausführungsform des Anschwingschaltkreises gemäß Fig. 7, besteht darin, im Augenblick des Einschaltens den Sourceanschluß des Transistors Τ., auf ein bestimmtes Potential zu bringen, das niedriger liegt als das des positiven Pols der Versorgungsspannungsquelle, um so die Polarisationsspannung des Transistors T. zu regulieren und infolgedessen den Anschwingstrom des Oszillators auf den gewünschten Wert. Die Schaltung nach Fig. 7, in der die der Fig. 6 entsprechenden Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen versehen wurden, unterscheidet sich von der letztgenannten durch die Tatsache, daß der Transistor T₁₅ der Verstärker T_1g, T₂_, die ihm zugeordnet sind, und auch der Kondensator C* weggelassen sind, und daß der Sourceanschluß des Transistors T-₃ jetzt mit dem Verbindungspunkt g verbünden ist, zwischen dem Drain eines Transistors T₂₁ vom P-Typ und dem Source eines anderen Transistors T_₂ ebenfalls vom P-Typ, wobei diese beiden Transistoren T₂₁, T₂₂ in Serie geschaltet sind zwischen die Klemmen P und M der Versorgungsspannungsquelle und mit ihren Gates beide an das Gate der Stromquelle T₅ angeschlossen sind. Der Transistor T₂₁, als Stromquelle, und der Transistor T₂₂ bilden eine Spannungsquelle.

Wenn man einen Strom i_ß vorsieht, eingeprägt vom Transistor Τ., der kleiner ist als der Strom i-., » welcher den Transistor

D Z Ί

T. durchfließt, erscheint am Punkt g beim Einschalten des Oszillators ein Potential V , das niedriger liegt, als das der Klemme P der Schaltung und in hohem Maße unabhängig ist vom Strom i₂₁· ^Man kann zeigen, daß dieses Potential V im wesentlichen gleich ist

. ^2J - In ^X22 ?

^W21 ⁱ22⁺ⁱ6_f

wobei ^2i/^L21 ^^>zw*^{1 W}?2^^L2? ^^{e A}k^messungsverhältnisse Transistoren T₂₁ bzw. T sind, I₃₃ der Strom im Transistor T₂₂t, β der Kehrwert des Produkts der thermodynamischen Spannung

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und des Emissionskoefficienten und χ ein Parameter, dessen Größe bestimmt wird durch den "body effect", der für den Transistor T zutrifft; mit dem Ausdruck "body effect" bezeichnet man das Phänomen, durch das ein Transistor seine Schwellenspannung modifiziert "sieht", sobald seine Source auf ein Potential abweichend von dem des Substrats gebracht wird.

Der Ausdruck In (i₂₂/i_₂+ig) ist dabei klein gegenüber dem Ausdruck In W₃₂ L₂₁ . Das Potential V und infolgedessen

der Anschwingstrom im Transistor T₁ werden demgemäß im wesentlichen bestimmt durch die Konfiguration der Transistoren T . und T_„.

Die Bedingung, daß i, kleiner ist als i₂₁, wird leicht realisiert durch entsprechende Dimensionierung des Transistors T_- relativ zu den Transistoren T_n T..

Δ l 0 , Ο

Im Normalbetrieb des Oszillators wird der Transistor T₁₃, dessen Source demgemäß auf ein Potential gelegt ist, das etwas kleiner ist als dasjenige, das an ihm im Augenblick des Anschwingens liegt, wobei der Strom i, demgemäß durch den Transistor T^ fließt, dauernd von einem Strom durchflossen, doch hat dieser sehr kleine Strom praktisch keinerlei Einfluß.

Es ist anzumerken, daß anstelle der Transistoren T_1c,

^tiq' ^T->n ^unc^ ^^es Kondensators C> die Transistoren T₁, T₁-,

l 3 ti) -> 1 D # I /

T₁₈ und der Kondensator C₁- weggelassen werden könnten, und die Source des Transistors T₁₄ auf ein bestimmtes Potential gebracht werden könnte, das höher liegt als das der Klemme M

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mit Hilfe einer Spannungsquelle, die in analoger Form realisiert würde, zu der Konfiguration aus T₃₁ T₃₃, dargestellt in Fig. 7 und ausgerüstet mit Transistoren vom N-Typ.

Die Erfindung ist natürlich nicht auf die dargestellten und beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Man kann beispielsweise im Falle von höheren Frequenzen als Kondensatoren C, und C. die Kapazitäten Gate/Substrat der Transistoren T₁ und Ty verwenden, und im Falle von niedrigen Frequenzen eine Eingangskapazität vorsehen, die zwischen die Punkte a und M der Schaltung gelegt ist, um den Platz zu verringern, der von den auf dem integrierten Schaltkreis von den Kapazitäten eingenommen wird. Es ist nicht erforderlich, da£Ues sich um einen Quarzresonator handelte -Diese Schaltung ermöglicht die Verwendung anderer Typen von Resonatoren, Piezo-elektrischen oder anderen, beispielsweise einen L-C-Kreis.

Daneben sind auch andere als die dargestellten Ausführungsformen möglich als Hilfsschaltkreise zum Anschwingenlassen des Oszillators.

Claims

Patentansprüche

1. C-MOS-Oszillatorschaltung mit geringem Leistungsverbrauch mit einer Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme, zwischen die ein Resonator schaltbar ist, mit einer ersten und einer zweiten Speiseklemme, die an den positiven bzw. negativen Pol einer Gleichspannungsspeisequelle anschließbar sind, und mit einem ersten und einem zweiten MOS-Transistor mit P-bzw. N-Kanal, deren Source-Anschlüsse mit der ersten bzw. zweiten Speiseklemme verbunden sind, und deren Drain-Anschlüsse miteinander sowie mit der Ausgangsklemme verbunden sind, mit einer Ausgangskapazität, die zwischen die Ausgangsklemme und eine der Speiseklemmen geschaltet ist,und mit Schaltungskomponenten zum Sicherstellen der Polarisierung des ersten und des zweiten Transistors unabhängig voneinander, dadurch gekennzeichnet, daß diese Schaltungskomponenten umfassen:

- Einerseits einen dritten MOS-Transistor (T3) mit mit P-Kanal, der mit seinem Gate und seinem Drain an das Gate des ersten Transistors (T₁) angeschlossen ist und mit seiner Source an den Drain des ersten Transistors, eine erste Stromquelle (Tg), zwischen das Gate des ersten Transistors (T₁) und die zweite Speiseklemme (M) geschaltet, und einen ersten kapazitiven Spannungsteiler (C3, C¹^)₁

zwischen die Eingangs klemme (a.) und die erste Speiseklemme (P) geschaltet, während die Mittelanzapfung des Spannungsteilers mit dem Gate des ersten Transistors (T^) verbunden ist, und

andererseits einen vierten MOS-Transistor (T4) mit N^-Kanal, der mit seinem Gate und seinem Drain an das Gate des zweiten Transistors (T₂) angeschlossen ist und dessen Source mit dem Drain des zweiten Transistors (T₂) verbunden ist, eine zweite Stromquelle (T5), angeschlossen zwischen dem Gate des zweiten Transistors (T₂) und der ersten Speiseklemme (P) ,und einen zweiten kapazitiven Spannungsteiler (£3, C^), angeschlossen zwischen der Eingangsklemme (a) und der zweiten Speiseklemme (M), während die Mittelanzapfung des Spannungsteilers mit dem Gate des zweiten Transistors (T2) verbunden ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie zusätzlich einen Hilfsschaltkreis zur Sicherstellung des Anschwingens aufweist.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsschaltkreis einen fünften MOS-Transistor (T13) und einen sechsten MOS-Transistor (T-] 5) mit P-Kanal umfaßt, in Serie zwischen das Gate des ersten Transistors (T-|) und die erste Speiseklemme (P) geschaltet, wobei Gate und Drain des fünften Transistors miteinander verbunden sind, daß ein siebter MOS-Transistor (T-j 4) und ein achter MOS-Transistor (T-] g) mit N-Kanal in Serie zwischen das Gate des zweiten Transistors (T2) und die zweite Speiseklemme (M) gelegt sind, wobei Gate und Drain des siebten Transistors (T-] 4) miteinander verbunden sind, und daß Steuerelemente an den Eingang (b) der Oszillatorschaltung angeschlossen sind zum Steuern des sechsten und achten Transistors derart, daß sie beim Ausbleiben der Schwingung durchschalten und gesperrt werden, sobald ein stabiler Schwingungszustand aufgebaut ist.

4. Oszillatorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelemente des sechsten und achten Transistors einerseits für die Steuerung des sechsten Transistors (T-) 5) einen neunten MOS-Transistor (T19) mit P-Kanal umfassen, dessen Source, Gate und Drain mit der ersten Speiseklemme (P), der Ausgangsklemme (b) der Schaltung bzw. dem Gate des sechsten Trasistors (T-] 5) verbunden sind, ferner eine dritte Stromquelle (₂₀) umfassen, die zwischen das Drain des neunten Transistors (T₁ 9) und die zweite Speisequelle (M) gelegt ist, sowie eine Kapazität (C'5) umfassen, die zwischen Source und Drain des neunten Transistors gelegt ist, und andererseits für die Steuerung des achten Transistors (T₁₆) einen zehnten MOS-Transistor (T-Jg) mit N-Kanal umfassen, dessen Source, Gate und Drain mit der zweiten Speiseklemme (M),der Ausgangsklemme (b) der Schaltung bzw. dem Gate des achten Transistors (T-Jg) verbunden sind, fernen eine vierte Stromquelle (T17) umfassen, die zwischen die erste Speiseklemme (P) und das Drain des zehnten Transistors (T18) gelegt ist, sowie einen Kondensator (C5) umfassen, zwischen Source und Drain des zehnten Transistors geschaltet.

5. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsschaltkreis umfaßt: einen fünften MOS-Transistor (T₁3) mit P-Kanal, der mit seinem Gate und seinem Drain an das Gate des ersten Transistors (T-j) angeschlossen ist, eine Spannungsquelle (T21, T22) zum Setzen des Source-Anschlusses des fünften Transistors (T13) auf ein bestimmtes Potential, das niedriger liegt, als das Potential der ersten Speisequelle, zumindest solange, bis ein stabiler Schviingungszustand erreicht ist, einen sechsten MOS-Transistor (T-j 4) und einen siebten MOS-Transistor (T₁ 5) mit N-Kanal, in Serie zwischen das Gate des zweiten Transistors (T₂) und die zweite Speiseklemme (M) geschaltet,

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wobei der sechste Transistor (T-] 4) mit seinem Gate an sein Drain angeschlossen ist, und Steuerelemente, die an den Ausgang (b) der Oszillatorschaltung angekoppelt sind zum Steuern des siebten Transistors (T-] 5) derart, daß er bei ausbleibenden Schwingungen durchschaltet, jedoch gesperrt wird, sobald ein stabiler Schwingungszustand sich eingestellt

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelemente des siebten Transistors (Τις) einen achten MOS-Transistor (T₁₈) mit N-Kanal umfassen, dessen Source, Gate und Drain mit der zweiten Speisequelle (M), der Ausgangsklemme (b) bzw. dem Gate des siebten Transistors (^T1g) verbunden sind, ferner eine dritte Stromquelle (T-] 7) umfassen, zwischen die erste Speiseklemme (P) und das Drain des achten Transistors (T-] 3) gelegt, sowie eine Kapazität (C5) umfassen, angeschlossen zwischen dem Source und dem Drain des achten Transistors.

7. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsquelle einen neunten MOS-Transistor (T21) mit P-Kanal umfaßt, dessen Source mit der ersten Speisequelle (P) verbunden ist und der derart steuerbar ist, daß er eine Stromquelle bildet, sowie einen zehnten MOS-Transistor (T22)/ ebenfalls mit P-Kanal, umfassen, dessen Source, Drain und Gate mit dem Drain des neunten Transistors (T21),mit der zweiten Speisequelle (M) bzw. mit dem Gate des neunten Transistors (T21) verbunden sind, und daß die Source des fünften Transistors (T-]3) mit dem Verbindungspunkt (3) zwischen dem Drain des neunten Transistors (T21) ^un(3 der Source des zehnten Transistors (T22) verbunden ist.

8. Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsschaltkreis einen fünften MOS-Transistor (Ti 3) und einen sechsten MOS-Transistor (T-15) mit P-Kanal umfaßt, in Serie zwischen das Gate des ersten Transistors (T1)

und die erste Speiseklemme (P) gelegt, wobei der fünfte Transistor mit seinem Gate an sein Drain angeschlossen ist, ferner Steuerelemente, die an den Ausgang Cb) der Oszillatorschaltung angeschlossen sind, umfaßt zum Steuern des sechsten Transistors derart, daß er bei Ausbleiben der Schwingungen durchschaltet, aber blockiert wird, sobald ein stabiler Schwingungszustand sich eingestellt hat, schließlich einen siebten MOS-Transistor (T-) 4) mit N-Kanal umfasst der mit Gate und Drain an das Gate des zweiten Transistors (T₂) angeschlossen istjund endlich eine Spannungsquelle umfasst zum Klemmen der Source des siebten Transistors auf ein bestimmtes Potential oberhalb des Potentials der zweiten Speiseklemme mindestens solange, bis ein stabiler Schwingungszustand erreicht ist.

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelemente des sechsten Transistors (T-]5) einen achten MOS-Transistor (T-jg) mit P-Kanal umfassen, dessen Source, Gate und Drain mit der ersten Speisequelle (P), der Ausgangsklemme (b) der Schaltung bzw. dem Gate des sechsten Transistors (T-] 5) verbunden sind, ferner eine dritte Stromquelle (T₂0) umfassen, die zwischen das Drain des achten Transistors (T-) 9) und die zweite Speiseklemme (M) gelegt ist, sowie schließlich eine Kapazität (C"5) umfassen, die zwischen Source und Drain des achten Transistors liegt.

ΙΟ» Schaltung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsquelle einen neunten MOS-Transistor mit N-Kanal umfaßt, dessen Source mit der zweiten Speiseklemme verbunden ist und der derart steuerbar ist, daß er eine Stromquelle bildet, sowie einen zehnten MOS-Transistor, ebenfalls mit N-Kanal umfaßt, dessen Source, Drain und Gate

mit dem Drain des neunten Transistors mit der ersten Speiseklemme bzw. mit dem Gate des neunten Transistors verbunden sind/ wobei die Source des siebten Transistors mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Drain des neunten Transistors und der Source des zehnten Transistors verbunden ist.