DE2734008A1

DE2734008A1 - Schaltkreis zur verminderung positiver rauscheffekte

Info

Publication number: DE2734008A1
Application number: DE19772734008
Authority: DE
Inventors: Mark Benjamin Lesser
Original assignee: Rockwell International Corp
Current assignee: Boeing North American Inc
Priority date: 1976-08-25
Filing date: 1977-07-28
Publication date: 1978-03-09
Also published as: DE2734008C3; DE2734008B2; US4042833A; JPS5728978B2; JPS5327355A

Description

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Die Hrfindung betrifft einen Schaltkreis nach dem Gattungsbegriff des Anspruchs 1. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen verbesserten Zwifichenphacen-Klemmschaltkreis, der mit einem Mehrphasen-Haupt/Neben-Taktschema kompatibel ist, um die Auswirkungen des positiven Rauschens au vermindern.

Integrierte logischo Schaltkreise mit Feldeffekt-Transistoren (FET), die durch ein 4-Phasen-Haupt/Meben-Taktschema angesteuert werden, können so angeordnet werden, daß sie sechs grundlegende Logikgatter bilden. Ein Logikgatter, das allgemein als ein Logikgatter vom Typ 2 bezeichnet wird, und das vorgeladen v/ird, wenn das Mehrphasen-Taktisgnal 0 den Weri. "1" aufweist und das Entladen wird bezw. eine Bewerrung durchführt, wenn das Kehrphasen-Taktsignal 0p den Wert "1" aufweist, sowie ein zweites Logikgatter, das allgemein als Logikgatter vom Typ *l bezeichnet wird, welches während der Phase 0, vorgeladen wird und während der Phase 0^ eine Bewertung durchführt, werden als Haupt-Logikgatter insoweit durch die Fachleute bezeichnet, als jedes Gatter während der Haupt-Taktphasen 0p und O₁. jeweils eine Bewertung durchführt. Hinsichtlich einer detaillierteren Beschreibung von Haupt-Logikgattern des Typs 2 und 4 sei auf die US-PS 3,6ol,627 und auf die ältere US-Pat.-Anm. No. 659,o57 vom 18.2.1976 verwiesen.

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Positives Rauschen ist ein wo-ilbekanntes Problem, das im Zusammenhang mit den zuvor erwähnten Logikgattern vom Typ 2 und ¹J auftritt. Dies bedeutet, daß das Ausgangssignal dieser Hauptgatter den Effekten des positiven Rauschens während der Nebentaktphasen ί und 3 und während der Zwisehentaktphasen unterliegt, wenn die Hauptgatter in Formation spslchsrn. Die Zwisehentaktphasen entsprechen den Zeitintervallen zwischen dem Auftritt der ersten und zweiten Haupt taktphasen. Dieses unerwünschte Rauschen resultiert typischerweise aus der kapazitiven Kopplung zwischen den Logikgattern vom Typ 2 und vom Typ Ί mit anderen Logikgattern und t;ritt während des negativen Übergangs des Mehrphasen-Taktsignals auf. Positives Rauschen an der Ausg.ingsklemme eines Logikgatters kann zu der Abschwächung eines negativen Ausgangssignals auf einen Pegel führen, bei welchem negative und positive Ausgangssignale voneinander nicht mehr unterscheidbar sind.

In diesem Zusammenhang kann auf die US-PS¹en 3,567,968 und 3,77^,o53 verwiesen werden, die Beispiele von zum Stand der Technik gehörenden Schaltkreisen darstellen, welche die Effekte des Rauschens in Mehrphasen-Feldeffekttransistor-Logikschaltkreisnn eliminieren. Jedoch sind keine Schaltkreise bekannt, die die Effekte des positiven Rauschens sowohl während der Nsbentaktphasen als auch der Zwischentaktphacc eines I-Phacen-Ilaupt/Ne.ben-TaktSchemas reduzieren.

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Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Schaltkreis anzugehen, der auch während dieser Taktphasen die Effekte des positiven Rauschens vermindert. Die Lösung dieser Aufgabe gelingt gemäß der im Anspruch 1 gekennzeichneten Erfindung. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Die Erfindung bezieht sich daher ganz allgemein auf einen verbesserten Metal] oxydhalbleit.er-Felöoffekttransictor (MOSFET)-Kleinmschaltkreiü, der mit, einem herkömmlichen 4-Phasen-Kaupt/Neben-Taktschema kompatibel ist. Der verbesserte Klemmschaltkreis ist mit der Ausganp;sklemme eines Haupt-Logikgatters verbunden, weiches natter während einer der Taktphasen 2 oder 4 eine Bewertung durchführt. Während einer Zwischentaktphase, die dem Zeitintervall zwischen dem Auftreten der Haupt-Taktphasen entspricht, speichert die Ausgangsklemme eines Haupt-Logilcgatters Information. Ein relativ negatives Ausgangssignal ist jedoch in unerwünschter Weise anfällig gegen Effekte des positiven Rauschens während der Zwischentaktphase. Das positive Rauschen bewirkt eine Reduzierung des negativen Pegels des Ausgangssignals solange, bis dieses im wesentlichen ununterscheidbar von einem relativ positiven Signalpegel (z.B. Masse) wird. Der verbesserte Rausch-Kleirjnschaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung hält den Ausgangsanschluß eines Haupt-Logikgatters auf einem negativen Pegel (z.B. auf einem

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Schwellwertpegel, der positiver als die negative QuelJ-spannung 1st), während der Zwlschentaktphase fest, wodurch die normwidrigen Effekte des positiven Rauschens eliminiert werden, und das Ausgangssignal daran gehindert wird, während der Zeit, in der das Logikgatter Information speichert, einer Störung zu unterliegen.

Anhand eines in den Figuren der beiliegenden Zeichnung dargestellten Ausführangsbeispiels sei die Erfindung im folgenden näher erläutert.

Es zeigen:

Pig. 1 das Impulsdiagramm eines herkömmlichen ^-Phasen-Haupt/ Neben-TaktSchemas, das zur Ansteuerung des vorliegenden verbesserten KlemmschaltkreJses benutzt wird;

Fig. 2 eine Ausführung dec vorliegenden Xlemmschaltkreises, welcher an die Ausgangsklemme eines Haupt-Logikgatters angeschlossen ist, um die Effekte des positiven Rauschens zu eliminieren.

Flg. 1 zeigt das Irapulsdiagramm eines, bekannten ^-Phasen-Haupt/ Neben-Taktschemas, welches benutzt wird, um den verbesserten Zwischenphasen-Klemmschaltkreis der vorliegenden Erfindung anzusteuern. Die Impulse eines Jeden Mehrphasen-Taktsignals O₁, ß.1+2» 0-, und 0^₊Ji besitzen einen relativ hohen ("l") und einen relativ

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niedrigen ("0") Referenzsignalpegel, beispielsweise entsprechend -V Volt und Masse. 0₁₊p ^un(* ®τ+ΐι ^wer<den als Haupttaktphasen bezeichnet. Die zwischen den Haupttaktphasen auftretenden Intervalle SA und SB v/erden als Zwischentaktphasen bezeichnet, und der Referenzpegel eines Joden dieser Mehrphasen-Taktsignale weist den relativ niedrigen Wert auf.

Fig. 2 zeigt eine bevorzugte Verwirklichung des vorliegenden Zwischenphasen-Klemmscbaltkreises 13. Der Schaltkreis besteht aus p-Kanal-Metalloxyd-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET¹s) obgleich es selbstverständlich ist, daß andere geeignete Halbleitereinrichtungen ebensogut verwendet v/erden können. In einer ersten Ausführungsform ist der Klemmschaltkreis 13 an die Ausgangsklemrne eines bekannten Haupt-Loglkgatters 1 vom Typ 4 angeschlossen. Das Haupt-Logikgatter 1 umfaßt erste und zweite Feldeffekttransistoren Q₁ und Q₂. Die Steuer- und eine Leitungspfad-Elektrode des Feldeffekttransistors Q, sind miteinander verbunden und an eine Klemme eines nicht dargestellten Mehrphasen-Taktsignalgenerators angeschlossen, um das Taktsignal 0, gemäß Fig. 1 zugeführt zu erhalten. Die zweite Leitungspfadelektrode des Feldeffekttransistors Q₁ und eine erste Leitungspfadelektrode des Feldeffekttransistors Qg sind miteinander verbunden und bildan einen gemeinsamen elektrischen Anschluß lo, der die Ausgangsklemme des Logikgatters 1 bildet. Die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors

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Q₂ i<*t mit einer Klemme des Takt Signalgenerators verbunden, um das Taktsignal 0, _{+ /J} gemäß Fig. 1 zugeführt zu erhalten. Eine geeignete Steuerlogik 2 ist zwischen der zweiten Leitungspfadelektrode des Feldeffekttransistors Q₂ und einem Anschluß 3 für den Mehrphasen-Taktsignalgenerator angeordnet, wobei an dieser Klemme das Taktsignal 0, zugeführt wird. Die Logik 2 kann aus irgendeiner herkömmlichen Anordnung von Halbleitereinrichtungen bestehen, die seriell oder parallel miteinander verbunden sind, wie dies der?. Fachmann bekannt ist. Eine geeignete Eingangskle-nme des Gatters 1 ist an die Logikanordnung 2 angeschlossen.

GemSß der vorliegenden Erfindung umfaßt der verbesserte Klemmschaltkreis 13 einen Isolat*ons-Feldeffekttrans.1 stör Q,, dor mit seinen Leitungspfadelektroden zwischen den gemeinsamer: elektrischen Anschluß Io und einen ersten Referenzknotenpunkt 4 geschaltet ist. Die Steuerelektrode des Isolations-Feldeffekttransistors Q, ist mit einer Klemme des Mehrphasen-Taktsignalgenerators verbunden, um das Signal 0}₊|i zugeführt zu erhalten. Ein Klemm-Feldeffekttransistor Q^ ist mit seinen Leitungspfadelektroden zwischen den gemeinsamen elektrischen Anschluß 10 und eine geeignete Gleichspannungsquelle, die mit -V bezeichnet ist, geschaltet. Die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors Q^ ist an einen

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zweit.·»η Referenzknotenpunkt 6 angeschlossen. Ein Feldeffekttransistor Qc lüt mit seinen Leitungspfadelektroden zwischen den Referenzknotenpunkt 6 und die Spannungsquelle -V geschaltet. Die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors Q_c ist an einem Referenzknotenpunkt ¹J angeschlossen. Ein Kondensator C ist zwischen die Referenzkonotenpunkte *J und 6 geschaltet und wirkt als Bootstrap-Kondensator für den Feldeffekttransistor Q₅. Ein Feldeffekttransistor Qg ist mit seinen Leitungspfadelektroden zwischen den Referenzknotenpunkt 6 und einen Anschluß des Mehrphasen-Taktsignalgenerators geschaltot, urc das Signal 0₇ zugeführt zu erhalten, wenn os für den Taktgenerator wünschenswert 1st, einen Gleichstrom zu ziehen» Für den Fall, Jaß es für den Taktsigna]generator nicht wünschenswert 3r>i:, einen Gleichstrom zu ziehen, wird die Drainelektrode des Feldeffekttransistors Qg anderweitig an eine Referenz-Potentialquelle, z.B. Masse, angeschlossen. Die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors Qg ist mit einer Klemme des Mehrphasen-Taktsignalgenerators verbunden, um das Signal 0, _{+ i)} zugeführt zu erhalten. Ein geeigneter Lastkondensator C ist an die Ausgangsklemme des Logikgatters 1 angeschlossen.

Unter gleichzeitiger Bezugnahme auf die Fig. 1 und 2 sei nunmehr die Wirkungsweise des vorliegenden verbesserten Klemmschaltkreises 13 wie folgt beschrieben; Während des mit t, bezeichneten VorIadungs-Zeitintervalles des Logikgatters 1 legt der Taktsignal-

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generator Signale mit relativ hohem Pegel an die Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren Q₁, Q₂, Q-j und Qg. Infolgedessen gelangen die Feldeffekttransistoren Q₁, Q₂ und Qg in den leitenden Zustand. Der Feldeffekttransistor Q_ gelangt ebenfalls in den leitenden Zustand während des Vorladur.gsintervalls, da die Steuerelektrode desselben an den Referenzknotenpunkt 4 angeschlossen ist. welcher Referenzknotenpunkt ein geeignetes Freigabesignal Über die Leitungspfade der Feldeffekttransistoren Q₁ und Q-, erhält. Darüber hinaus gelangt der Klemm-Feldeffekttransistor Q₁, ebenfalls in den leitenden Zustand, da die Steuerelektrode desselben an den Heferenzknotenpunkt 6 angeschlossen ist, welchar Knotenpunkt ein geeignetes Freigabesignal über den Leitungsdraht des Feldeffekttransistors Q . erhält. Sollte die Drainelektrodc des Feldeffekttransistors Qr während der Zeit t, an Masse angeschlossen sein, so wird ein Gleichspannungs-Strcmpfad von der Spannungsquelle -V über die in Reihe geschalteten Leitungspfade der Feldeffekttransistoren Qc und Q, gebildet. Während des Vorladungs-Zeitintervalls t·, wird somit die Ausgangsklemme des Logikgatters 1 auf einen Schwellwertpegel V. vorgeladen, welcher weniger nagativ als die Quellenspannung -V ist, wobei dies über den Leitungspfad des Feldeffekttransistors CK geschieht.

Während des mit tj. bezeichneten Bewertungs-Zeitintervalls das. Haupt-Logikgatters 1 legt der Taktsignalgeneräor ein Signal mit

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relativ niedrigem Pegel an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors Q₁. Der Feldeffekttransistor Q. gelangt daher in den nicht-leitenden Zustand. Während des gleichen Intervalls t^ legt der Taktsignalgenerator Signale mit relativ hohem Pegel an die Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren Q₂, Q, und Qg, wodurch jeder dieser Transistoren im leitenden Zustand verbleibt. In einem ersten Beispiel, wenn ein Signal an die Eingangsklemme des Haupt-Logikgatters 1 angelegt wird, um die Logik 2 zu sperren, (d.h., der Taktanschluß 3 wird von dem Leitungspfad des Feldeffekttransistors Q₂ abgetrennt), verbleibt der Referenzknotenpunkt ^ auf dem Vorladungspegel (z.B. -V + V. ), wobei dies über den Leitungspfad des Feldeffekttransistors Q_v bewirkt wird. Der Feldeffekttransistor Q^ verUoibt daher im leitenden Zustand, da die Steuerelektrode desselben an den Referenzknotenpunkt ¹I angeschlossen ist. Darüber hinaus wird der Referenzknotenpunkt 6 über den Leitungspfad des Feldeffekttransistors Qg auf Masse herunter gezogen, wodurch der Bootstrap-Kondensatcr C geladen wird. Der Feldeffekttransistor Q^ gelangt daher in den nicht-leitenden Zustand, da die Steuerelektrode desselben an den Referenzknotenpunkt 6 angeschlossen ist. Der Ausgangsanschluß des Logikgatters 1 verbleibt daher in diesem ersten Beispiel während des Bewertungsintervalls t^ auf seiner Vor-ladespannung (-V + V.). Wenn die Senkenelektrode des Feldeffekttransistors Qg mit dem Anschluß 0, des Taktsignalgenerators (anstelle mit Masse) verbunden ist, so

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fließt zusätzlich ein Gleichstrom zu dem Taktsignalgenerator über den Leitungspfad, der durch die Feldeffekttransistoren Q,- und Qg gebildet wird. Der Feldeffekttransistor Q₅ kann daher so gewählt werden, daß er eine hohe Impedanz (in Bezug auf den Feldeffekttransistor Q^) besitzt, um den Strom zu dem Taktsignalgenerator zu begrenzen.

In einem zweiten Beispiel, wenn ein Freigabesignal an den Eingangsanschluß des Haupt-Logikgatters 1 während des Bewertungs-Zeitintervalls t^ angelegt wird, um dadurch den Stronmfad zwischen dein Taktanschluß 3 und dem Feldeffekttransistor Q₂ zu schließen, wird der Referenzknotenpunkt 4 auf Masse an Taktanschluß 3 über die Leitungspfade der Feldeffekttransir.toren Q-* und ^₂ und die Logik 2 heruntergezogen. Der Feldeffekttransistor Q- gelangt daher in den nicht-leitenden Zustand, da dt Steuerelektrode desselben an den Referenzknotenpunkt Ί angeschlossen ist. Der Referenzknotenpunkt 6 wird ebenfalls über den Leitungspfad des Feldeffekttransistors Qg auf Masse heruntergezogen. Der Feldeffekttransistor (Κ gelangt daher in den nicht-leitenden Zustand, da die Steuerelektrode desselben an den Referenzknotenpunkt 6 angeschlossen ist. In diesem zweiten Beispiel wird daher in dem Bewertungsintervall tjj die Ausgangsklemme des Logikgatters 1 (auf Masse) am Taktanschluß 3 über den Leitungspfad des Feldeffekttransistors Qg und die Logik 2 entladen. Darüber hinaus folgt die Spannung

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am Referenzkknotenpunkt ¹I während des Intervalls t^ der Spannung am Ausgangsanschluß des Logikgatters (über den Feldeffekttransistor Q,) und der Referenzknotenpunkt 6 wird auf Masse heruntergezogen (über den Feldeffekttransistor Qg), unabhängig von dem Signal, das an den Eingangsanschluß des Gatters 1 angelegt wird.

Während des Zeitintervalls SA, das zwischen dem Intervall t^ und dem nachfolgenden Intervall t₁ des nächsten ^-Phasen-Taktzyklus auftritt, legt der Taktsignalgenerator Signale mit relativ niedrigem Pegel an die Stcuerelektroden der Feldeffekttransistoren Q₁, Qp> Q* und Qg, wodurch jeder dieser Transistoren in den nichtleitenden Zustand gelangt. Der Refer-enzknotenpunkt Ί wird somit vom Ausgangsanschluß des Logikgatters 1 abgetrennt, da der Trenn-Feldeffekttransistor Q, während des Zeitintervalls SA in den nicht-leitenden Zustand gelangt. Infolgedessen wird das spezielle Signal (entweder -V + V. oder Masse) am Ausgangsanschluß des Gatters 1 während des Bewertungsintervalls t^ durch den Referenzknotenpunkt H während des Intervalls SA gespeichert. Das durch den Knotenpunkt ²J gespeicherte Signal wird daraufhin an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors Qc angelegt, um die Leitfähigkeit desselben zu steuern.

Wenn, während des Intervalls SA, der Referenzknotenpunkt 4 auf Masse gehalten wird (indem der Ausgangsanschluß des Logikgatters während des vorhergehenden Bewertungsintervalls t_li antladen wird),

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verbleibt der Referenzknotenpunkt 6 auf Masse, da der Feldeffekttransistor Qg in den nicht-leitenden Zustand gelangt, wie zuvor beschrieben. Der Feldeffekttransistor Q^ verbleibt im nicht-leitenden Zustand, da die Steuerelektrode desselben an den Referenzknotenpunkt ¹J angeschlossen ist. In gleicher Weise gelangt der Feldeffekttransistor Qj. in den nicht-leitenden Zustand, da die Steuerelektrode desselben an den Referenzknotenpunkt 6 angeschlossen ist. Der Ausgangsanschluß des Logikgatters 1 verbleibt daher (auf Masse) während des Zwischentaktintervalls SA entladen.

Wenn Jedoch während des Intervalls SA ein negatives Signal (-V +V.) am Referenzknotenpunkt 4 gespeichert wird, (indem der Ausgangsanschluß des Logikgatters auf dem Vorladungspegel während des vorhergehenden Bewertungsintervalls tj. verbleibt}, so verbleibt der Feldeffekttransistor Q₁- im leitenden Zustand. Der Bootstrap-Kondensator C, der während des Bewertungsintervalls t_li geladen wird, legt ein zusätzliches Rückführungssignal an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors Q^ an. Hierdurch gelangt ein ausreichen!gesteuertes negatives Signal an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors Q,., wodurch dieser hart durchgesteuert wird (d.h., der Schwellwert-Spannungsabfall über den Le5tungspfadelektroden desselben wird im wesentlichen eliminiert). Der Knotenpunkt 6 wird somit über den Leitungspfad des Feld- · effekttransistors Q^ auf die volle Quellespannung -V gesteuert.

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Der Feldeffekttransistor Q_i} gelangt daraufhin in den leitenden Zustand, da die Steuerelektrode desselben an den Referenzknotenpunkt 6 angeschlossen ist. Wie dem Fachmann bekannt ist, ist ein negatives Ausgangssignal eines Haupt-Logikgatters höchst empfindlich in Bezug auf die normwiderigen Effekte des positiven Rauschens sowohl während der Nebentaktphasen 0. und 0, als auch während der Zwischentaktphasen SA und SB. Durch die Eigenschaft des vorstehend beschriebenen Klemmschaltkreises 13 wird daher der Ausgangsanschluß des Logikgatters 1 über den Leitungspfad des Feldeffekttransistors Q^ auf der Spannung -V + V festgehalten, um auf diese Weise die Störung des Ausgangssignals infolge positiven Rauschens während des Zv/ischentaktintervalls SA zu verhindern.

Während jedem der nachfolgenden Zeitintervalle t., t2 und SB fährt der Taktoignalgenerator fort, Signale mit relativ niedrigem Pegel an die Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren Q₁, Q₂, Q^ und Q^ anzulegen, wodurch jeder dieser Transistoren im nichtleitenden Zustand verbleibt. Der Referenzknotenpunkt 4 verbleibt von dem Ausgangsanschluß des Logikgatters 1 abgetrennt, da der Trenn-Feldeffekttransistor Q, im nicht-leitenden Zustand verbleibt. Wie im vorhergehenden Intervall SA wird daher das an den Ausgangsanschluß des Logikgatters 1 während des Bswertungsintervalls U gelieferte Signal ebenfalls durch den Referenzknotenpunkt ¹J

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während der nachfolgenden Intervalle t,, , t_ ur.d SB gehalten. Darüber hinaus folgt die Spannung am Referenzknotenpunkt 6 dem durch den Referenzknotenpunkt *ΐ gespeicherten Signal. Für den Fall, daß ein relativ negatives Signal während des Zwischentakt-Intervalls SA durch den Knotenpunkt 4 gehalten wird, hält der vorliegende Klemmschaltkreis 13 den Ausgangsanschluß des Logikschaltkreises auf der Spannung -V + V fest, wobei dies während Jedem der folgenden Intervalle t₁ , t~ und SB über den Leltun~spfad des Feldeffekttransistors CK geschieht, wodurch die unerwünschten Effekten des positiven Rauschens weiterhin eliminiert werden.

Während ein bevorzugtes Ausführungabeispiel der Erfindung dargestellt und beschrieben worden ist, liegt es auf der Hand, daß * verschiedene Modifikationen und Änderungen vorgenommen werden können, ohne daß der Rahmen der vorliegenden Erfindung verJassen wird» Beispielsweise kann das Logikgatter 1 vom Typ <1 durch ein Logikgatter vom Typ 2 ersetzt werden und der vorstehend beschriebene Klemmschaltkreis 13 kann in geeigneter Weise an den Ausgangsanschluß desselben angeschlossen werden, indem das Taktsignal 0 anstelle des dargestellten Taktsignals 0, und ein Taktsignal ^₁₊₂ anstelle des dargestellten Taktsignals 0,_+1J an den entsprechenden Klemmen des Mehrphasen-Taktsignalgenerators verwendet wird.

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Leerseite

Claims

PATENTANWALT DIPUNG.

HELMUT GÖRH

Frankfurt am Main 70 SdmcfcMrwfslr. 27 · T«L 617079

27. Juli 1977 GzHz/goe

ROCKVHiLL INTERNATIONAL CORPORATION

Schaltkreis zur Verminderung positiver Rauscheffekte.

Patentansprüche

Schaltkreis zur Verminderung der positiven Rauscheffekte am Au3gangsani;cwluß einer Signalerzougungs-Einrlchtuns. gekennzeichnet durch eine Quelle zur Lieferung mehrerer Referenzsignale; elektrische Verbindungen;

eine erste Halbleitereinrichtung mit mehreren Anschlüssen, wit zwischen der Quelle und dem Ausgangsanschluß angeschlossenen Leitungspfad-Anschlüssen und mit einem an die elekti'ische Verbindung angeschlossenen Steueranschluß; eine zweite Halbleitereinrichtung mit mehreren Anschlüssen und mit zwischen der Quelle und der elektrischen Verbindung angeschlossenen Leitungspfad-Anschlüssen zur selektiven Steuerung der Leitfähigkeit der ersten Halbleitereinrichtung; und

eine dritte Halbleitereinrichtung mit mehreren Anschlüssen, mit zwischen dem Ausgangsanschluß und einem Steueranschluß der zweiten Halbleitereinrichtung angeschlossenen Leitungs-

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ORIGINAL INSPECTED

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r>fad-Anschlüssen zur Steuerung dieser zweiten Einrichtung und mit einem an die Taktanschlüsse angeschlossenen Steueranschluß;

wobei die erste Halbleitereinrichtung in Abhängigkeit eines Signals an der elektrischen Verbindung den Ausgangsanschluß über den Leitungspfad der ersten Einrichtung auf ein erstes Referenzpotential während eines ersten Taktzeitintervalls bringt, wenn die dritte Halblei.ereinrichtung freigegeben ist und diesen Ausgangsanschluß auf dem ersten Referenzpotentl;. während eines zweiten Taictzeitintervalls festhält, wenn die dritte HalLleitereinrichtung gesperrt und der Ausgangsanschluß für positives Rauschen empfindlich ist.
2. Schaltkreis nach Anspruch 1, gekennzeic hnet durch Metalloxydhalbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET) als erste, zweite und dritte Halbleitereinrichtungen.
3. Schaltkreis nach Anspruch !,gekennzeichnet durch eine vierto Halbleitereinrichtung mit mehreren Anschlüssen, mit zwischen der elektrischen Verbindung und dem Taktanschluß ansgeschlossenen Leitungspfadanschlüssen und mit einem an den Taktai.schluß angeschlossenen Steueranschluß zur Zuführung eines Freigabesignals während des ersten Taktzeltintervalls und eines Sperrsignals während des zweiten Takt zeitintervalle.

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4. Schaltkreis nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine vierte Halbleitereinri.chtung mit mehreren Anschlüssen, mit zwischen der elektrischen Verbindung und der Quelle angeschlossenen Leitungspfadanschlüssen z.ur Zuführung eines zweiten Referenzpotentialt; und mit einem an den Taktanschluß angeschlossenen Steuerancchluß zur Zuführung eines Freigabesignals während des ersten Takt Zeitintervalls und ein^as Sperrnifinals während des zweiten Taktzeitintervalls.
5. Schaltkreis nach Anspruch !,gekennzeichnet durch einen Bootstrap-Κοησensat or zwischen der elektrischen Verbindung und dem Steueranr;chluß der zweiten Halbleitereinrichtung zur Erzeugung eines Rückführsignaln für die zweite Halbleitereinrichtung und zu deren Leitfähigkeitssteuerung.
6. Schaltkreis nach Anspruch !,dadurch gekennzeichnet, daß den Taktanschlüssen ein ^-Phasen-Taktsignal zugeführt wird.
7. Schaltkreis nach Anspruch 6,dadurch gekennzeichnet, daß das 4-Phasen-Taktsignal das erste Referenzpotential während des ersten Taktzeitintervalls und das zweite Referenzpotential während des zweiten Taktzeitintervalls

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erzeugt, wobei das erste Taktzeitintervall einer ersten Haupttaktphase des ^-Phasen-Taktsignals entspricht und wobei das zweite Taktzeitintervall einer zweiten Haupttaktphase des Jj-Phasen-Taktsignals und einer Zwischentaktphase zwischen den ersten und zweiten haupttaktphasen entspricht.
8. Schaltkreis zur Verminderung der positiven Rauscheffekte am Ausgangsanschluß einer Signalerzeugungs-Einrichtung in Kombination von

einer Quelle zur Erzeugung erster und zweiter Referenzsignale; Gattereinrichtungen mit Eingangs- und Ausgangcanschlüssen; einen, einen Treibertransistor umfassenden Schaltkreis zwischen der Quelle und dem Ausgangsanschluß der Gattereinrichtung;

TaktanschlÜssenzur Zuführung von Mehrphasen-Taktsignalen zwecks Ansteuerung des Schaltkreises;

wobei der Treibertransistor während einer Vorlade-Taktphase freigegeben wird, um den Ausgangsanschluß auf das erste Refer· renzsignal zu bringen;

wobei der Treibertransistor gesperrt und der Ausgangsanschluß auf das zweite Referenzsignal während einer Auswerte-Taktphase entladen wird; und

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wobei der Treibertransistor während einer Informationsspeicher-Taktphase freigegeben wird und in der Lage ist, den Ausgangsanschluß auf dem Quellpo^ential und dem ersten Referenzpotential festzuhalten, wenn das Gatter inaktiviert ist.

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