DE19941311C1 - Bandfilter - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft Anordnung und gegenseitige Kopplung von Resonatoren in Hochfrequenz-Bandpassfiltern, wobei die einzelnen Resonatoren in einer der bekannten technischen Bauformen ausgeführt werden können, z. B. als Koaxialresonator, Hohlleiter-Resonator, dielektrischer Resonator oder als planarer Resonator in Mikrostreifenleitungstechnologie. Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine Filterstruktur so zu schaffen, daß bei gegebener Polzahl eine möglichst hohe Zahl von Transmissions-Nullstellen in den Sperrbereichen entsteht, wobei gegenüber bekannten Resonatorkonfigurationen von keiner Überkopplung zwischen nicht-benachbarten Resonatoren Gebrauch gemacht wird. Dazu werden erfindungsgemäß Paare von Sperr-Resonatoren so an Leitungsstücke angekoppelt, daß diese Sperr-Resonatoren in einer Doppelfunktion zusammen mit Leitungsstücken sowohl Transmissions-Nullstellen als auch Transmissions-Polstellen erzeugen. In einer erfindungsgemäßen Anordnung realisiert ein Leitungsstück endlicher Länge zusammen mit m Sperr-Resonator-Paaren ein impedanz-symmetrisches Filterglied mit 2m+1 Polen und 2m Transmissions-Nullstellen. In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung werden zusätzlich impedanz-unsymmetrische Filterglieder zur Realisierung von zwei Polen und zwei Transmissions-Nullstellen pro Filterglied verwendet.

Description

Die Erfindung betrifft ein Bandfilter zur hochselektiven Filterung hochfrequenter elektromagnetischer Signale in einem Betriebsfrequenzbereich zwischen ca. 0,5 GHz und ca. 100 GHz.

Aus der DE 42 32 054 ist ein Mikrowellenfilter mit einem dazu in Reihe geschalteten Koaxialresonator als Bandsperre bekannt. Die Bandsperre dient dazu, Störfrequenzen, die außerhalb des Filterbandes liegen, zu eliminieren. Aus der US 3,747,030 A ist ein Bandfilter mit Koaxialresonatoren von Viertelwellenlänge bekannt, bei dem Signale neben der Bandfrequenz stark gedämpft werden. Aus der US 5,291,161 A ist ein Bandpaßfilter mit einer Hauptleitung und an diese angekoppelten Stichleitungen bekannt, welche als Bandsperren dienen. Aus der Druckschrift I. C. Hunter und J. D. Rhodes; "Electronically tunable microwave bandstop filters", in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-30, No. 9, Sept. 1982, Seiten 1361-1367 ist eine ähnliche Anordnung bekannt, bei der die Stichleitungen mit der Hauptleitung nicht galvanisch verbunden sind. Schließlich ist aus der DE 24 42 618 C2 ein Filter mit einer Streifenleitung und mit an diese angekoppelten Zweigleitungen bekannt.

Hochfrequenz-Bandpaßfilter bilden eine wichtige Komponente in Systemen der Kommunikationstechnik, wie z. B. im terrestrischen und satellitengestützten Rund-, Richt- und Mobilfunk als auch in Radar- und Navigationssystemen. Hierbei übernehmen z. B. in Funkempfängern einzelne Filter die Funktion der Vorselektion, also des Unterdrückens unerwünschter Interferenzsignale und Filterbänke die Funktion der Frequenzkanalisation. In Funksendern dienen einzelne Bandpaßfilter u. a. zur Unterdrückung von Außerband- Spektralanteilen im Ausgangssignal der Verstärker und Filterbänke dienen in Form von Ausgangsmultiplexern zum Zusammenführen verschiedener Trägersignale auf eine gemeinsame Antenne.

Bei Hochfrequenz-Bandpaßfiltern kann zunächst eine Unterscheidung zwischen aktiven und passiven Ausführungen vorgenommen werden. Bei hohen Anforderungen an die Linearität und Rauscharmut kommen nur die hier weiter betrachteten passiven Filter in Frage. Die Funktion passiver elektromagnetischer Filter beruht auf der Speicherung elektrischer und magnetischer Feldenergie. Bei Filtern aus diskreten Bauelemente findet die Speicherung elektrischer und magnetischer Feldenergie separat voneinander, in einer endlichen Zahl räumlich getrennter diskreten Elemente, nämlich in Kapazitäten und Induktivitäten statt. Da die geometrischen Abmessungen dieser diskreten Bauelemente sehr viel kleiner als die Betriebswellenlänge, typischerweise kleiner als ein Zehntel der geführten Wellenlänge, sein müssen und andererseits die Leerlaufgüte dieser Bauelemente mit Verkleinerung der Abmessungen stark abnimmt, werden für steilflankige Filter oberhalb von ca. 1 GHz bevorzugt Strukturen aus gekoppelten Resonatoren anstelle von Zusammenschaltungen aus diskreten Kapazitäten und Induktivitäten benutzt.

Für die Bauformen von Resonatoren, welche die Bausteine der hier betrachteten Filterklasse darstellen, steht eine große Zahl unterschiedlicher Typen zur Auswahl. Aus koaxialen TEM-Leitungsstücken und Hohlleiterstücken werden Koaxialresonatoren bzw. Hohlraumresonatoren gebildet, bei denen das elektromagnetische Feld vollständig durch leitende Flächen eingeschlossen wird. Diese Resonatoren können zur Volumensreduktion und zur Veränderung des räumlichen Feldverlaufs teilweise oder vollständig mit verlustarmen dielektrischen Material gefüllt werden. In dielektrischen Resonatoren erfolgt der Feldeinschluß hauptsächlich durch die Grenzfläche zwischen dem dielektrischen Material und der umgebenden Luft und das von dieser Grenzfläche nach außen räumlich abklingende Feld wird gegebenenfalls durch Metallgehäuse abgeschirmt. Planare Resonatoren, zu denen Mikrostreifenleitungs-, Streifenleitungs- und Koplanarresonatoren gehören, bestehen aus planaren Leiterbahnen auf einem dielektrischen Substrat.

Die Auswahl der Bauform der Resonatoren wird u. a. von der von der Filterspezifikation (siehe unten) erforderlichen Leerlaufgüte der Resonatoren beeinflußt. Eine hohe Leerlaufgüte bedeutet in konventioneller Technologie eine relativ große geometrische Abmessung der Resonatoren. Andererseits ist im unteren GHz-Bereich das für die Gesamtheit aller Resonatoren eines Filters zur Verfügung stehende Volumen begrenzt. Eine Reduktion des Volumenbedarfs um ca. 50% erhält man durch Doppelausnutzung von Resonatoren über orthogonale Moden (Dual-Mode-Resonatoren). Eine Ausnahme von der Regel, daß hohe Leerlaufgüten große geometrische Abmessungen bedeuten, erreicht man bei Verwendung gekühlter planarer Resonatoren aus Hochtemperatur-Supraleitern. Eine weitere technologische Entwicklung in Richtung auf kompakte Hochguteresonatoren ergibt sich aus den Fortschritten bei der Entwicklung extrem verlustarmer dielektrischer Materialien mit hoher Dielektrizitätszahl für dielektrische Resonatoren. Auf die Auswahl der Resonator- Bauform hat auch die geforderte Leistungsverträglichkeit (Erwärmung, Multipakting) einen Einfluß.

Das elektrische Verhalten eines Bandpassfilters wird charakterisiert durch Frequenz- Bandbreite (Durchlaßbreite) und Lage des Durchlaßbereichs, durch die maximal zulässige Einfügungsdämpfung und minimale Reflexionsdämpfung im Durchlaßbereich, durch die Breite der Übergangsbereiche zwischen Durchlaßbereich und den Sperrbereichen sowie durch die minimale Sperrdämpfung im Sperrbereich.

Zur Realisierung eines Bandpassfilters werden N_R Resonatoren untereinander so verkoppelt, daß das Gesamtsystem aus gekoppelten Resonatoren insgesamt N komplexwertige Eigenfrequenzen (N Pole) im Bereich des Durchlaßbereichs aufweist (N = N_R bei Einfach- und N = 2N_R bei Doppelausnutzung von Resonatoren). Weiterhin kann durch geeignete Koppelmaßnahmen (siehe weiter unten) erreicht werden, daß in den Sperrbereichen insgesamt M < N Dämpfungspole (Transmissions-Nullstellen) bei endlichen Frequenzen auftreten.

Aus dem Verhältnis der Übergangsbreite zur Durchlaßbreite ("relative Steilheit der Filterflanken") folgt die Zahl N der notwendigen Pole.

Für die folgende Beschreibung der mit der Erfindung erzielten Vorteile ist von großer Wichtigkeit, daß bei gegebener relativer Steilheit der Filterflanken die notwendige Zahl der Polstellen N mit wachsendem M/N monoton abnimmt. Bei gegebener Durchlaßbreite kommt man für eine verlangte Flankensteilheit mit einer geringeren Polzahl N aus, wenn man anstelle eines Tschebyscheff-Filters mit M = 0, ein quasi-elliptisches Filter mit M < 0 verwendet. Die erforderliche Polzahl N wird auch verringert, wenn man anstelle eine quasi-elliptischen Filters mit M < N - 1 ein "echt elliptisches" Filter mit M = N - 1 verwendet. Aufgrund der ohmschen und dielektrischen Verluste in den Resonatoren des Filters wird der Frequenzgang des Filters in der Weise degradiert, daß die erzielbare Steilheit der Filterflanken durch Abrundungseffekte begrenzt wird und die dissipative Einfügungsdämpfung im Durchlaßbereich erhöht wird. Da diese Degradation aber in erster Näherung nur von der Polzahl N und nicht von der Zahl M der Transmissions-Nullstellen abhängt, kann man also bei gegebener Leerlaufgüte der Resonatoren Filter mit höheren Flankensteilheiten und geringerer dissipativer Einfügungsdämpfung realisieren, wenn man M/N erhöht.

Der bei Filtern aus gekoppelten Resonatoren heute überwiegend beschrittene Weg zur Erzeugung von Transmissions-Nullstellen besteht in der Einführung von Kopplungen zwischen nicht direkt benachbarten Resonatoren ("Überkopplungen"), zusätzlich zu den direkten Kopplungen benachbarter Resonatoren. Der konventionelle Bandpaß besteht aus einer Kaskade von Resonatoren, wobei die inneren Resonatoren mindestens mit ihren beiden Nachbarn gekoppelt und die beiden äußeren Resonatoren mit den Filtertoren gekoppelt sind. Ohne zusätzliche Kopplung zwischen nicht-benachbarten Resonatoren, treten keine Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen auf, d. h. es gilt M = 0. Überkopplungen mit geeigneter Stärke und Vorzeichen, also Kopplungen zwischen nicht-benachbarten Resonatoren, führen zu Transmissions-Nullstellen in den Sperrbereichen, wobei pro Überkopplung, je nach Lage des Koppelpfades, ein bis zwei Transmissions-Nullstellen produziert werden. Strebt man aus den oben erwähnten Gründen ein möglichst großes Nullstellen-Polstellen-Verhältnis M/N sowie die höchste Freiheit bei der Wahl der Frequenzlage der einzelnen Transmissions-Nullstellen an, so führt dies zu einem Kopplungsschema, welches als "kanonische Kopplungsstruktur" bezeichnet wird und bei geradzahliger Polzahl N unter Benutzung von N - 2 verschiedenen Überkopplungen auf N - 2 frei plazierbare Transmissions-Nullstellen führt. Für M = N - 2 Nullstellen, welche symmetrisch zum Durchlaßbereich liegen, benötigt man wenigstens (N - 2)/2 Überkopplungen. Die praktische Realisierung solcher Filter mit einer hohen Zahl von Überkopplungen führt in der Regel auf topologische Probleme bei der Wahl der räumlichen Anordnung der Resonatoren und Koppelelemente. Da bei der kanonischen Kopplungsstruktur erster und letzter Resonator gekoppelt und damit in unmittelbarer Nähe zueinander angeordnet werden müssen, ergibt sich bei Filtern hoher Ordnung N ein Problem bei der Realisierung genügend hoher Sperrdämpfungen.

Nach dem Stand der Technik wird zur Realisierung von Transmissions-Nullstellen alternativ zur Verwendung einer Resonatorkonfiguration mit Überkopplungen zwischen nicht-benachbarten Resonatoren, eine in der angelsächsischen Literatur als "Extracted-Pole- Structure" bezeichnete Konfiguration verwendet, wobei an die Zuleitungen zum Eingangs- und/oder Ausgangstor eines Bandpassfilters ohne Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen, zusätzliche Resonatoren so angekoppelt werden, daß sie Transmissions- Nullstellen in den Sperrbereichen realisieren. Der Nachteil dieses Konzepts liegt in der Notwendigkeit der Verwendung zusätzlicher Resonatoren, also in der Notwendigkeit für ein Filter mit der Polzahl N, insgesamt N_R < N Resonatoren verwenden zu müssen.

Mit der vorliegenden Erfindung soll dementsprechend ein Weg zur Realisierung von Bandpaßfiltern aus gekoppelten Resonatoren mit bis zu M = N - 1 beliebig im Sperrband plazierbaren Dämpfungspolen angegeben werden, wobei keine Überkopplungen und keine "Extracted-Pole"-Resonatoren eingesetzt werden und damit die Nachteile dieser Konzepte vermieden werden.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein Bandfilter gemäß Patentanspruch 1. Dabei sind die Sperr-Resonatoren derartig in die Bandpassfilter-Struktur integriert, daß sie sowohl die erwünschten Transmissions-Nullstellen in den Sperrbereichen, als auch, zusammen mit einem durch Diskontinuitäten begrenzten Leitungsstück die notwendige Zahl von Eigenresonanzen (Polen) realisieren, wobei die Zahl N_R der notwendigen Resonatoren nicht größer als die Zahl der Pole N ist und bis zu N - 1 Transmissions-Nullstellen realisiert werden können. Diese erfindungsgemäße Resonatorkonfiguration und die darauf aufbauende Bandpassfilter-Struktur ist durch folgende Merkmale gekennzeichnet:

• a) Das Bandpassfilter wird aus einem oder einer Kaskade von impedanz-symmetrischen Filtergliedern mit 2m (m = natürliche Zahl) Transmissions-Nullstellen und 2m + 1 Polstellen aufgebaut.
• b) Das einzelne impedanz-symmetrische Filterglied besteht aus einem durch zwei Diskontinuitäten begrenztem Leitungsstück, als Hauptresonator bezeichnet, an das m Paare von Sperr-Resonatoren angekoppelt sind, derart daß aufgrund der longitudinalen Feldverteilung auf dem Hauptresonator die Kopplung zu den Sperr-Resonatoren bei der Resonanz des Hauptresonators verschwindet, jedoch bei davon abweichenden Frequenzen einen endlichen Wert annimmt.
• c) Zusätzlich zu den impedanz-symmetrischen Filtergliedern können zum Aufbau eines Bandpassfilters impedanz-unsymmetrische Filterglieder Verwendung finden, welche durch Modifikation der impedanz-symmetrischen Glieder dadurch entstehen, daß die Diskontinuitäten des Leitungsstücks nicht mehr symmetrisch zu den Ankoppelstellen der Sperr-Resonator-Paare gewählt werden und die Länge des Leitungsstücks nicht mehr die Resonanzbedingung erfüllt. Ein einzelnes impedanz-unsymmetrisches Filterglied realisiert mit Hilfe von zwei Sperr-Resonatoren zwei Pole und zwei Transmissions-Nullstellen.

Die oben getroffene Unterscheidung zwischen impedanz-symmetrischen und impedanz- unsymmetrischen Filtergliedern ist so zu verstehen, daß bei einem impedanz-symmetrischen Filterglied bei Beschaltung von Ein- und Ausgangstor mit der gleichen Impedanz, die Maximalwerte des Leistungs-Übertragungsfaktors bei vernachlässigbaren Verluste den Wert Eins erreichen, während beim übertragungs-unsymmetrischen Filterglied vollständige Leistungsübertragung nur für stark unsymmetrische Tor-Impedanzen erreichbar ist. Daher werden impedanz-unsymmetrische Filterglieder nur in Verbindung mit impedanz- symmetrischen Gliedern verwendet.

Die weitere Erläuterung der Erfindung erfolgt anhand des in den Zeichnungen 1 bis 4 dargestellten Grundprinzips und der in den Zeichnungen 5 bis 12 dargestellten Ausführungsbeispiele.

Fig. 1e zeigt auf schematische Weise den prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen impedanz-symmetrischen Filterglieds mit N_g = 3 Polen und M_g = 2 Transmissions-Nullstellen und die Fig. 1a bis 1d zeigen auf schematische Weise Strukturen, welche dem Stand der Technik entsprechen und daher nur zur schrittweisen Erläuterung des Grundprinzips der erfindungsgemäßen Struktur nach Figure 1e dienen. Fig. 1a zeigt symbolhaft eine homogene Hochfrequenzleitung 1, wobei diese Leitung als metallische TEM-Leitung z. B. als eine Koaxialleitung, als eine planare Leitung wie z. B. eine Mikrostreifenleitung oder Streifenleitung oder Koplanarleitung, oder als Hohlleiter oder als dielektrische Leitung ausgeführt sein kann. Bei Vernachlässigung der Dissipation wird der Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 2, also die Frequenzabhängigkeit des Verhältnisses der am reflexionsfrei abgeschlossenem Tor 2 heraustretenden Leistung P₂ zu der am Tor 1 einfallenden Leistung P_einf, im betrachteten Betriebsfrequenzbereich der Leitung unabhängig von der Frequenz gleich Eins.

Fig. 1b zeigt schematisch eine gegenüber Fig. 1a abgeänderte Struktur, wobei zwei Diskontinuitäten 3 symmetrisch in den Leitungszug eingeführt sind. Diese Diskontinuitäten definieren ein Leitungsstück endlicher Länge a, auf dem elektromagnetische Eigenschwingungen bei denjenigen Frequenzen auftreten, bei denen die Länge a einem ganzzahligen Vielfachen der Leitungswellenlänge entspricht und diese Eigenschwingungen sind durch stehende Wellen mit Knoten und Bäuchen der elektrischen und magnetischen Feldstärke entlang der Leitung gekennzeichnet, wobei in der Symmetrieebene 4 bei der Resonanzfrequenz ein Knoten der elektrischen oder magnetischen Feldstärke existiert. Die so entstandene Struktur stellt einen, nach dem Stand der Technik wohlbekannten 1-poligen Bandpass dar, der durch einen Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 4 mit einem Maximum P₂/P_einf = 1 bei einer Frequenz f₀ gekennzeichnet ist. Die das Leitungsstück begrenzenden Diskontinuitäten können technisch z. B. in Form von Leitungsunterbrechungen oder in Form metallischer Blenden ausgebildet sein, und es ist nach dem Stand der Technik ebenfalls wohlbekannt, daß über die Stärke der Kopplung zwischen den Zuleitungen und den Enden des als Resonator dienenden Leitungsstücks, die Frequenz-Bandbreite Δf der Transmissionskurve verändert werden kann.

Fig. 1c zeigt eine gegenüber Fig. 1a abgeänderte Struktur, wobei ein Resonanzkreis 6 ("Sperr-Resonator") an die Leitung angekoppelt ist, so daß der Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 7 eine Transmissions-Nullstelle bei der Frequenz f_s aufweist. Diese Struktur stellt den nach dem Stand der Technik wohlbekannten Aufbau eines "Notch- Filters" dar.

Fig. 1d zeigt eine gegenüber Fig. 1c abgeänderte Struktur dar, wobei anstelle eines Sperr-Resonators zwei Sperr-Resonatoren 8 mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen angekoppelt sind und zu zwei Transmissions-Nullstellen bei f_s1 und f_s2 führen.

Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung besteht nun darin, aus einer Kombination der Struktur nach Fig. 1b und des Sperr-Resonator-Paars von Fig. 1d, die Struktur nach Fig. 1e zu bilden. Das Leitungsstück endlicher Länge bildet einen Resonator, hier als Hauptresonator bezeichnet, welcher in der Mitte einen Knoten des elektrischen oder magnetischen Felds besitzt. Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung ist die Wahl der Kopplung zwischen den Sperr-Resonatoren und dem Hauptresonator in der Weise, daß bei der Frequenz f₀ diese Kopplung verschwindet, wobei dies z. B. dadurch erreicht wird, daß bei Vorliegen eines Knoten des elektrischen Felds eine elektrische Kopplung und bei Vorliegen eines Knotens des magnetischen Felds, eine magnetische Kopplung gewählt wird. Durch diese Maßnahme wird einerseits die Resonanz des Hauptresonators bei der Frequenz f₀ nicht durch das Sperr-Resonator-Paar gestört und andererseits erhält man aufgrund der Kopplung zwischen Sperr-Resonator-Paar und Hauptresonator für Frequenzen verschieden von f₀ zwei zusätzliche Eigenschwingungen. In dieser erfindungsgemäßen Struktur übernehmen die beiden Sperr-Resonatoren damit eine Doppelfunktion, indem sie einerseits - wie in der Struktur nach Fig. 1d - zwei Transmissions-Nullstellen realisieren und andererseits zusammen mit dem Leitungsstück insgesamt 3 Eigenschwingungen (3 Pole) produzieren. Der Frequenzgang 10 der Struktur nach Fig. 1e ist also bei geeigneter Wahl der Resonanzfrequenzen und Koppelstärken durch drei Transmissionsmaxima bei f₁, f₂ und f₃ sowie zwei Transmissions-Nullstellen bei f_s1 und f_s2 gekennzeichnet. Bei diesem Filterglied zur Realisierung von 3 Polen und zwei Transmissions-Nullstellen wird die Frequenzlage der Transmissions-Nullstellen durch die Resonanzfrequenzen der Sperr-Resonatoren bestimmt und die Frequenzlage des mittleren Transmissions-Maximums durch die Länge des Hauptresonators. Die Lage der beiden äußeren Transmissionsmaxima kann durch die Koppelstärke zwischen Hauptresonator und Sperr-Resonatoren verändert werden, wobei bei einer Vergrößerung der Kopplung, diese Frequenzen sich in Richtung auf die mittlere Frequenz verschieben.

Ein weiterer wesentlicher Aspekt der Erfindung ist die in Fig. 2 dargestellte Verallgemeinerung des Prinzips nach Fig. 1e zur Realisierung von Filtergliedern mit M_g = 2m Transmissions-Nullstellen und N_g = M_g + 1 = 2m + 1 Polen. In Fig. 2a ist nochmals der Fall m = 1 entsprechend Fig. 1e dargestellt. Falls das Leitungsstück bei der Mittenfrequenz eine halbe Wellenlänge lang ist ("Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge"), hängt die Art der Kopplung zwischen den Sperr-Resonatoren und dem Hauptresonator davon ab, ob sich an den Enden des Leitungsstücks die Betrags-Maxima des elektrischen oder magnetischen Felds befinden. Im Falle elektrischer Feldmaxima an den Enden besitzt das elektrische Feld bei der Frequenz f₀ einen Knoten in der Symmetrieebene und damit müssen nach obigen Designregeln die beiden Sperr-Resonatoren elektrisch gekoppelt werden, während im Falle magnetischer Feldmaxima an den Enden, wegen des Knoten des magnetischen Felds, eine magnetische Kopplung vorliegen muß. Um im Falle magnetischer Feldmaxima an den Enden trotzdem eine magnetische Kopplung zwischen Sperr-Resonatoren und Haupresonator verwenden zu können, muß die Länge des Leitungsstücks anstelle einer halben Mittenfrequenz- Leitungswellenlänge gleich einer vollen Wellenlänge entsprechen.

Fig. 2b zeigt die erfindungsgemäße Verallgemeinerung für für m = 2, also N_g = 5 Pole und M_g = 4 Transmissions-Nullstellen, wobei zwei Paare von Sperr-Resonatoren im gegenseitigen Abstand von etwa λg/2 verwendet werden.

Fig. 2c zeigt die erfindungsgemäße Erweiterung auf ein Filterglied mit N_g = 7 Polen und M_g = N_g - 1 = 6 Transmissions-Nullstellen.

Die Vergrößerung der Polzahl N eines Filterglieds nach dem in den Abb. 2a bis 2c gezeigtem Prinzip wird durch die Frequenzlasge höherer unerwünschter Eigenschwingungen des Hauptresonators begrenzt, wobei die Verlängerung des Hauptresonators zur Erhöhung der Polzahl, die Eigenresonanzen des Hauptresonators im Frequenzbereich immer weiter zusammenrückt. Um trotz dieser Begrenzung Filter höherer Polzahl realisieren zu können, werden in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung zwei alternative Wege beschritten, nämlich eine Kaskadierung von impedanz-symmetrischen Filtergliedern nach Fig. 2a bis 2c und die Einführung impedanz-unsymmetrischer Filterglieder mit zwei Polen und Transmissions-Nullstellen pro Filterglied.

Fig. 3 zeigt, wie aus einer Kaskade von Q Filtergliedern mit jeweils N_g Polen und M_g = N - 1 Transmissions-Nullstellen ein Filter mit der Polzahl N = N_g × Q und M = N - Q Transmissions-Nullstellen gebildet wird. Beispielhaft sind der Fall eines 9-poligen (9- kreisigen) Filters mit 6 Transmissions-Nullstellen aus 3 Filtergliedern mit Ng = 3 sowie eines 10-poligen Filters mit 8 Transmissions-Nullstellen aus 3 Filtergliedern mit Ng = 5 dargestellt.

Ein impedanz-unsymmetrisches Filterglied wird erfindungsgemäß dadurch realisiert, daß ein impedanz-symmetrisches Filterglied mit einem Sperr-Resonatoren-Paar nach Fig. 1e modifiziert wird, wobei eine der beiden Diskontinuitäten in die Nähe der Stelle gebracht wird, an der das Sperr-Resonator-Paar angekoppelt ist. Damit entsteht die in Fig. 4a gezeigte T- förmige Struktur mit einer von der Ankoppelstelle des Sperr-Resonator-Paars ca. um eine viertel Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge entfernten Diskontinuität 2 ("entfernte Diskontinuität) und einer zweiten Diskontinuität ("nahe Diskontinuität" 3), welche sich nahe an der Koppelstelle befindet, gekennzeichnet durch die folgenden Aufbauprinzipien:

• a) Falls aufgrund der Art der entfernten Diskontinuität das Maximum der elektrischen Feldstärke an dieser Diskontinuität liegt, werden die Sperr-Resonatoren über das elektrische Feld angekoppelt und falls das Maximum des magnetischen Felds an der entfernten Diskontinuität liegt, werden die Sperr-Resonatoren magnetisch angekoppelt.
• b) Die nahe Diskontinuität (Koppelstelle) wird technisch so gestaltet, daß sie die Sperrwirkung der Sperr-Resonatoren bei deren Resonanzfrequenzen nicht beeinträchtigt.

Aufgrund der Unsymmetrie der Struktur liegt das Maximum der Leistungsübertragung zwischen Tor 1 und Tor 2 wesentlich unter Eins. Um die Impedanz-Unsymmetrie zu kompensieren, wird einer Kaskade aus impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern mindestens ein impedanz-symmetrisches Glied hinzugefügt. Hierbei kann sich, wie in Fig. 4b gezeigt, das impedanz-symmetrische Glied 5 an einem Ende der Kaskade befinden, oder es kann zentral (siehe Fig. 4c) eingefügt werden.

Für die in den Abb. 1e, 2a bis 2c, 3 und 4 prinzipiell schematisch dargestellten erfindungsgemäßen Filterstrukturen ergibt sich eine sehr große Zahl von technischen Ausgestaltungsmöglichkeiten, die sich u. a. unterscheiden hinsichtlich

• a) des Leitungstyps aus dem der Hauptresonator aufgebaut ist,
• b) der Bauform der Sperr-Resonatoren
• c) der Kopplungsart zwischen Sperr-Resonator und Hauptresonator
• d) der Gestaltung der Diskontinuitäten (Kopplung) zwischen Hauptresonatoren in Kaskade und dem Hauptresonatoren und Toren.

Fig. 5 zeigt exemplarisch die Realisierung eines 7-poligen Filters mit 6 Transmissions- Nullstellen in Form eines einzelnen Filterglieds nach dem in Fig. 2c gezeigten Prinzip in Koaxialleitungstechnik. Der Hauptresonator 1 hat einen rechteckförmigen Außen- und Innenleiter und eine Länge gleich dem 1,5-fachen der Mittenfrequenz-Wellenlänge. Die das Leitungsstück begrenzenden Diskontinuitäten sind in Form kapazitiver Koppler ausgebildet. Die Sperr-Resonatoren 2 sind als am Ende kurzgeschlossenen Koaxilleitungsstücke einer Länge von ca. einer viertel Leitungswellenlänge realisiert, welche kaspazitiv an den Hauptresonator gekoppelt sind.

Fig. 6 zeigt eine Modifikation der Struktur nach Fig. 5, indem nun die Sperr- Resonatoren 2 galvanisch mit dem Innenleiter des Hauptresonators verbunden sind, aber am Ende kapazitiv belastet sind.

Fig. 7 zeigt eine Struktur aus zwei impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern und einem impedanz-symmetrischen Glied, bei der man 9 Pole und 8 Transmissions-Nullstellen erhält.

Fig. 8 zeigt ein Filter aus einem impedanz-symmetrischen Filterglied mit 5 Polen und 4 Transmissions-Nullstellen, welches auf der Basis von Rechteckhohlleitungen für den H10- Wellentyp realisiert ist. Der Hauptresonator 1 besteht aus einer an beiden Enden kurzgeschlossenen Rechteckhohlleitung, welche bei der Mittenfrequenz eine Länge entsprechend einer Hohlleiter-Wellenlänge hat. Die 4 Sperr-Resonatoren 2 sind in Form von kurzgeschlossenen λ/4-Hohlleiterstücken realisiert. Die Ankopplung zu den Toren kann z. B. über einen Koaxial-Übergang 3 erfolgen.

Fig. 9 zeigt beispielhaft eine Realisierung mit dielektrischen Resonatoren im Fall eines Filters aus zwei impedanz-symmetrischen Filtergliedern, wobei jedes Filterglied drei Pole und zwei Transmissions-Nullstellen produziert und somit das Bandpassfilter insgesamt 6 Pole und 4 Transmissions-Nullstellen aufweist. Die aus geeignetem dielektrischen Material, also Material mit einer möglichst hohen Dielektrizitätszahl, einem niedrigen Verlustwinkel und einem geringen Temperaturkoeffizienten (z. B. Bariumtitanat Zirkonat) hergestellten Hauptresonatoren 1 und Sperr-Resonatoren 2 sind über Abstandshalter 3, z. B. aus Quarzmaterial; zur Vermeidung zu starker ohmscher Verluste in einer genügenden Entfernung vom Boden des metallischen Gehäuses 5 positioniert. Die Abmessung des Hauptresonators wird so gewählt, daß dieser bei f₀ eine Eigenresonanz mit die in Fig. 9b gezeigten Feldverteilung aufweist, und die Abmessung der Sperr-Resonatoren werden so gewählt, daß diese bei den 4 Sperrfrequenzen f₁ bis f₄ resonieren und dabei eine Feldverteilung entsprechend Fig. 9c aufweisen. Aufgrund der räumlichen Feldverteilung des Hauptresonators koppelt dieser bei f₀ nicht an die Resonanzfelder der Sperr-Resonatoren. Für von f₀ verschiedene Frequenzen erhält man jedoch eine Kopplung zwischen dem Hauptresonator und den Sperr-Resonatoren mit dem Resultat, daß zusätzlich 4 Eigenresonanzen entstehen. Die Ankopplung an die Tore kann z. B. über Leiterschleifen 4 erfolgen.

Fig. 10 zeigt beispielhaft eine weitere mögliche Bauform eines Filterglieds aus dielektrischem Material. Der Hauptresonator 5 besteht aus einem dielektrischen Quader der Länge a, welche etwa gleich einer Wellenlänge der Oberflächenwelle auf dem dielektrischen Quader entspricht. Dadurch erhält man auf dem Hauptresonator eine Feldverteilung entsprechend Fig. 10b. Die 4 Sperr-Resonatoren 1 bis 4 bestehen ebenfalls aus dielektrischen Quadern, deren individuelle Längen b1 bis b4 die Frequenzlage der 4 Transmissions- Nullstellen beeinflussen. Das gesamte Gebilde aus dielektrischem Hauptresonator und 4 dielektrischen Sperr-Resonatoren realisiert 5 Eigenschwingungen. Die Frequenzlage der Pole kann über die Koppelstärke zwischen Haupt- und Sperr-Resonatoren verändert werden. Zur Veränderung dieser Koppelstärke dienen die mit Luft oder einem dielektrischen Material relativ geringer Dielektrizitätszahl gefüllten "Lücken" zwischen den Resomatoren mit den Weiten h₁ bis h₄.

Das erfindungsgemäße Prinzip kann auch auf planare Resonatorstrukturen, wie z. B. Mikrostreifenleitungsstrukturen angewendet werden, wobei auch Mikrostreifenleitungs- Strukturen aus Hochtemperatur-Supraleitern von Interesse sind, da diese trotz eines enormen Miniaturisierungsgrads über eine hohe Leerlaufgüte verfügen.

In Fig. 11 wird die Realisierung eines erfindungsgemäßen impedanz-unsymmetrischen Filterglieds in Mikrostreifenleitungs-Technologie erläutert. In Fig. 11a wird zunächst das nach dem Stand der Technik wohlbekannte Prinzip eines Mikrostreifenleitungs-Resonators in Erinnerung gebracht. Bei dieser Struktur befindet sich auf einem geeigneten dielektischem Substrat 1 eine durchgehende Leiterschicht 2 auf der einen und eine strukturierte Leiterschicht auf der anderen Seite, Fig. 11a zeigt die wohlbekannte Struktur eines Mikrostreifenleitungs- Resonators 3, welcher an seinen Enden kapazitiv mit den Zuleitungen 4, 5 verkoppelt ist. Der Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 6 zeigt ein Maximum bei der Frequenz f₀ und die Breite dieses Maximums läßt sich über die Stärke der Kopplung an den Leitungsenden (Diskontinuitäten) verändern. Fig. 11b zeigt, wie ein erfindungsgemäßes impedanz-unsymmetrisches Filterglied in Mikrostreifenleitungs-Technologie realisiert werden kann. Dazu wird eine T-förmige Leiterstruktur verwendet, bei der die Länge der einzelnen Arme etwa einer viertel Leitungswellenlänge bei der Mittenfrequenz entspricht, wobei eine wohldefinierte Unsymmetrie in der Länge oder Breite der Seitenarme 3 für die Funktion notwendig ist. Die Seitenarme stellen eine einfache Realisierung der Sperr- Resonatoren dar, wobei die Sperrfrequenzen über die Länge der Arme beeinflußt wird. Zusammen mit dem dritten Arm, bilden die Seitenarme ein Gebilde, welches bei zwei unterschiedlichen Frequenzen resoniert und damit stellt die T-Struktur eine Sonderform eines Dual-Mode-Resonators dar. Das Ausgangstor kann auf die in Fig. 11b gezeigte Weise kapazitiv an die T-Struktur angekoppelt werden. Der Frequenzgang 6 des so entstandenen Zweitors ist durch zwei Transmissionsmaxima und zwei Transmissions-Nullstellen gekennzeichnet, wobei aufgrund der Unsymmetrie der absolute Wert des Transmissionsmaximums weit unter Eins liegen kann. Aus diesem Grund stellt ein einzelnes unsymmetrisches Filterglied - im Gegensatz zum impedanz-symmetrischen Filterglied - noch kein brauchbares Bandpassfilter dar. Wie bei allen oben gezeigten Realisierungsbeispielen, läßt sich auch diese Mikrostreifenleitungsstruktur in vielfältiger Weise abändern, z. B. durch Verwendung inhomogener Leitungdstücke veränderlicher Breite.

Fig. 12 zeigt examplarisch, wie aus 4 impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern 1 und einem konventionellen Halbwellen-Resonator 2 ein 9-poliges Filter mit 8 Transmissions-Nullstellen gebildet werden kann. Der Resonator 2 übernimmt in der Kaskade neben der Bereitstellung eines zusätzlichen Pols, die Transformation der Impedanz an Tor 2 (z. B. 50 Ohm) auf das niedrige Impedanzniveau an der Koppelstelle zum Verzweigungspunkt der T-förmigen Resonatoren. Die Dimensionierung der Parameter der einzelnen Filterglieder, kann hierbei z. B. so erfolgen, daß eine Cauer-Charakteristik für den Frequenzgang erzielt wird.

Claims (11)

1. Bandfilter bestehend aus einem Hauptresonator und einem oder mehreren an den Hauptresonator angekoppelten Paaren von Sperr-Resonatoren, bei dem

• a) der Hauptresonator durch ein, an beiden Seiten durch eine Diskontinuität in Form einer Unterbrechung oder Metallwand begrenztes Leitungsstück definiert ist und bei einer Mittenfrequenz eine elektromagnetische Eigenschwingung aufweist, und bei dem
• b) jeder an den Hauptresonator angekoppelte Sperr- Resonator bei seiner Sperrfrequenz für eine Welle auf dem Leitungsstück einen Reflexionsfaktor vom Betrag Eins realisiert, und bei dem
• c) die Paare von Sperr-Resonatoren an denjenigen Orten entlang des Leitungsstücks mit dem Hauptresonator verkoppelt werden, wo aufgrund der räumlichen Variation des elektrischen und magnetischen Felds entlang der Leitung die frequenzabhängige Kopplung zwischen den Sperr-Resonatoren und dem Hauptresonator bei der Mittenfrequenz des Bandfilters verschwindet.

2. Bandfilter nach Anspruch 1, mit drei Eigenfrequenzen (Polen) und zwei Transmissions-Nullstellen, bei dem der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge, welche bei der Mittenfrequenz etwa einer halben Leitungswellenlänge entspricht, gebildet wird, und bei dem die beiden Sperr-Resonatoren in der Mitte des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz verschwindet.

3. Bandfilter nach Anspruch 1, mit drei Eigenfrequenzen (Polen) und zwei Transmissions-Nullstellen, bei dem der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge, welche bei der Mittenfrequenz etwa einer Leitungswellenlänge entspricht, gebildet wird, und bei dem die beiden Sperr-Resonatoren in der Mitte des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz verschwindet.

4. Bandfilter nach Anspruch 1, mit 2m + 1 (mit m als natürlicher Zahl) Eigenfrequenzen (Polen) und 2m Transmissions-Nullstellen, bei dem der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge von ca. dem m- fachen einer halben Mittelfrequenz-Leitungswellenlänge gebildet wird, und bei dem die m Paare von Sperr- Resonatoren in einem gegenseitigen Abstand von einer halben Mittenfequenz-Leitungswellenlänge längs des Leitungsstücks und einem Abstand von ca. einer viertel Leitungswellenlänge zwischen den äußeren Sperr-Resonator- Paaren und den Enden des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz verschwindet.

5. Bandfilter nach Anspruch 1, mit 2m + 1 (mit m als natürlicher Zahl) Eigenfrequenzen (Polen) und 2m Transmissions-Nullstellen, bei dem der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge von ca. dem (m + 1)-fachen einer halben Mittelfrequenz- Leitungswellenlänge gebildet wird, und bei dem die m Paare von Sperr-Resonatoren in einem gegenseitigen Abstand von einer halben Mittenfequenz- Leitungswellenlänge längs des Leitungsstücks und einem Abstand von ca. einer halben Leitungswellenlänge zwischen den äußeren Sperr-Resonator-Paaren und den Enden des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzsabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz verschwindet.

6. Bandfilter nach einem der Ansprüche 2 bis 5, bei dem Filterglieder (Anzahl Q) als Kaskade angeordnet werden und ein Ende des als Hauptresonator dienenden Leitungsstücks eines Filterglieds elektrisch oder magnetisch oder galvanisch mit dem benachbarten Ende des Leitungsstücks des nächsten Resonators verkoppelt ist, und bei dem die beiden äußeren Enden der Leitungstücke der äußeren Filterglieder mit dem Eingangs- bzw. dem Ausgangstor verkoppelt werden.

7. Bandfilter für elektromagnetische Felder zur Realisierung von zwei Transmissions-Polen und zwei Transmissions-Nullstellen nach Anspruch 1, bei dem ein Paar von Sperr-Resonatoren, welche an ein Leitungsstück einer Gesamtlänge von wesentlich weniger als einer halben und mehr als einer viertel Leitungswellenlänge angekoppelt sind, wobei die Koppelstelle auf der Leitung etwa eine viertel Wellenlänge von einem Leitungsende (Diskontinuität) entfernt ist.

8. Bandfilter nach Anspruch 1, bei dem die Resonatoren als Koaxialresonatoren ausgebildet sind.

9. Bandfilter nach Anspruch 1, bei dem die Resonatoren als Hohlraumresonatoren ausgebildet sind.

10. Bandfilter nach Anspruch 1, bei dem die Resonatoren als dielektrische Resonatoren ausgebildet sind.

11. Bandfilter nach Anspruch 1, mit planarem Mikrostreifenleitungsresonatoren oder Koplanar-Resonatoren einschließlich planarer Resonatoren aus Hochtemperatur-Supraleitern.