CN1241289C - 具有传输零点的高频带通滤波器装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及高频带通滤波器，它具有主谐振器和耦合到主谐振器的至少一个带阻谐振器，其中各谐振器能够具有现有技术设计之一，如同轴谐振器，中空导体谐振器，电介质谐振器，或在微带线技术中的平面谐振器。本发明的目的是提供一种滤波器结构，使得尽可能多地在具有固定极点数的阻带区域中产生传输零点，其中与现有技术的谐振器配置相反，不使用任何在非相邻谐振器之间的耦合。为此，根据本发明至少一个带阻谐振器耦合到主谐振器，使得带阻谐振器与主谐振器一起产生传输零点和传输极点的双功能。在优选实施例中，有限长度的线段的主谐振器与m对带阻谐振器，实现阻抗对称的滤波器件，它具有2m+1个极点和2m个传输零点。在另一个实施例中，使用非阻抗对称的滤波器件实现每个滤波器件的两个极点和两个传输零点。

Description

具有传输零点的高频带通滤波器装置

技术领域

本发明涉及高频带通滤波器装置，它由一个主谐振器和与所述主谐振器耦合的至少一个带阻谐振器构成，其中所述主谐振器由一个导体段限定，所述导体段在两侧上以断开或金属壁的形式的断点为边界，并且在中心频率上具有电磁固有振荡。特别是，本发明涉及带通滤波器的建立，所述带通滤波器是由在约0.5-100千兆赫工作频率中用于高频电磁信号的高选择性滤波的耦合的谐振器组成的。

背景技术

在例如地面和卫星辅助无线电广播、无线电链路和移动电话***，以及在雷达和导航***等的通信***中，高频带通滤波器是重要的组件。此时，单个的滤波器如在无线电接收器中的滤波器，担当预先选择的功能，即，抑制不希望要的干扰信号，并且滤波器组担当频率通道功能。在无线电发射器中，除了其他以外，使用各带通滤波器抑制在放大器的输出信号中的带外频谱部分(off-band spectral shares)，并使用输出多路复用器形式的滤波器组合将各载体汇合到共享天线。

在高频带通滤波器中，首先能够在有源和无源设计之间做出区分。假设在线性和低噪音水平上严格要求，仅可能是使用在此较详细分析的无源滤波器。无源电磁滤波器的功能是基于存储电和磁场的能量。在由分立结构元件构成的滤波器中，电和磁场能在空间分开的有限数目的分立元件中(即，电容和电感中)彼此分开地存储。因为这些分立结构元件的几何尺寸必须比导波波长十分之一小的多，同时在尺寸减小时这个结构的空载Q陡降，所以，由耦合的谐振器构成的各结构最好用于超过约1千兆赫的陡边(steep-edge)滤波器，而不是互连的分立的电容和电感。

谐振器的设计有各种各样的，它们展现出在这里分析的积木式的滤波器类型。用同轴TEM导体段和中空的导体段形成同轴的谐振器或空腔谐振器，其中电磁场由导电表面完全封闭。这些谐振器能够部分地或完全地用低耗损电介质材料填充，以降低体积和改变空间场传播。在电介质谐振器中，主要通过在电介质材料和环境空气之间的界面产生场包裹体(field inclusion)，并且如果需要的话，从这个界面向外侧的空间衰减的场由金属套屏蔽。包括微带线、条状线和共面谐振器的平面谐振器是由在电介质基片上的平面印刷导体构成。

谐振器的设计的选择是受滤波器技术规范(见下述)要求的谐振器的空载Q的影响。在现有技术中，高空载Q意味着谐振器的较大的几何尺寸。另外在较低的千兆赫范围中滤波器中所有的谐振器的整个的可利用体积受到限制。经过垂直模式复用谐振器(双模式谐振器)取得体积的需求降低约50％。通过使用含有高温超导体的冷却的平面谐振器，对于高空载Q意味着大的几何尺寸的规律，可取得一个例外情况。从介质谐振器用的高介电常数的超低耗损电介质材料的研制进展中出现了向着小型化高Q谐振器的另一个技术发展方向。所要求的电源的兼容性(加热，multipacting)也对选择谐振器设计具有影响。

带通滤波器的电性能具有的特征是，频率带宽(传输频带宽度)和传输频带位置，在传输频带中的最大的***损耗和最小的回程损耗，在传输频带和阻带区之间的转移区域的宽度，以及在阻带区中的最小反向衰减。

为了进一步定量地说明滤波器结构的性能，使用在传输频带中的衰减零点(反射零点)个数N和在阻带区中在指定的有限的频率上的峰值衰减(传输零点)个数M。在使用零反射和传输零点的特性中，将(设想的)无损耗情况中的性能作为基础，并且根据它们的阶次反复计算零位。

为了实现一个带通滤波器，能够将N_R个谐振器耦合到一起，使得耦合的谐振器的整个***在带通区域具有零衰减总个数N＝N_R(在复用谐振器时N＝2N_R)。另外，适当的耦合措施(见下面)使得峰值衰减的总数M＜N能够出现在有限的频率上的阻带区中。

从转移宽度与传输频带比(“滤波器边缘的相对陡度”)产生必需的零衰减数N，并因而产生必需的谐振器的最小数。

用本发明取得的优点的以下说明是很重要的，即，在传输频带中的必需的零衰减数N，随着在设定的滤波器边缘的相对陡度上的M/N的增加单调减少。在设定的传输频带上，如果使用一个M＞0的准椭圆滤波器，而不是M＝0的契比雪夫滤波器，对于要求的边缘陡度，较低的数N，因此较少的谐振器数N_R，是足够的。在使用M＝N-1的真实的椭圆滤波器代替M＜N-1的准椭圆滤波器时，必需的数N进一步减小。

由于在滤波器的谐振器中的欧姆和介电损耗，滤波器频率响应变差，使得舍入效应限制了可得到的滤波器边缘的陡度，并且在传输频带中的消散的***损耗增加。因为这个变差基本仅取决于N，不取决于传输零点数M，通过增加M/N，在设定的谐振器的空载Q上，能够实现较高边缘陡度和较低消散***损耗的滤波器。

在耦合谐振器组成的滤波器中，产生传输零点的目前使用的基本方形法涉及，除了相邻的谐振器的直接耦合外，在不直接相邻的谐振器之间引入耦合(超越耦合)。现有技术的带通由各谐振器的级联构成，其中内谐振器至少与它们的两个相邻的谐振器耦合，两个外谐振器与它们的滤波器端口耦合。如果没有在非相邻谐振器之间的附加耦合，在有限频率上不出现传输零点，即适用M＝0。具有适当的强度和符号的超越耦合，即在非相邻谐振器之间的耦合，导致在阻带区中的传输零点，其中取决于耦合路径的位置，每个超越耦合产生一个到两个传输区。如果上述原因的目的是达到尽可能大的M/N比，和在选择各传输零点的频率位置中的最大自由度，那么这导致一种耦合方案，即，所谓的“典型耦合结构”，并且当使用N-2个不同的超越耦合时，并且在假设N为偶数，导致N-2个可自由设置的传输零点。相对于传输频带对称的M＝N-2零位，需要至少(N-2)/2个超越耦合。这样的具有大数目超越耦合的滤波器的实际实现，一般导致在选择各谐振器和耦合元件的空间排列中的拓扑问题。因为在所述典型的耦合结构中，第一和最后的谐振器必须耦合，因此彼此处在在直接接近中，所以，在高阶次N的滤波器中实现足够高的反向衰减中遇到问题。

根据现有技术，使用在Anglo-Saxon文献中的所谓的“有抽取的极点的结构(extracted-pole-structure)”的配置，实现传输零点，作为使用在非相邻谐振器之间的超越耦合的谐振器配置的替代，其中附加的谐振器耦合到电源线，到在有限的频率上没有传输零点(M＝0)的带通滤波器的输入和/或输出端口，使得它们在阻带区实现传输零点。从DE 42 32 054 A1可了解到一种这样的配置。其中至少由一个同轴谐振器构成的带阻滤波器串联连接一个在有限的频率上没有传输零点的(M＝0)微波陶瓷滤波器(由M＝0的带通滤波器和带阻滤波器组成的级联)。用这个带阻滤波器消除在传输频带外的干扰频率。在美国专利3,747,030A中，大约四分之一波长的直线谐振器与M＝0的集中元件构成的滤波器的输入或输出并联连接。其结果，一个带阻滤波器与这个滤波器的两个端口网串联。

从H.Fechner的“在微带线导体技术中的考尔参数带通”中了解到，带阻谐振器也能够在带通滤波器结构中位移，实现传输零点，该文献在“Frequenz”，卷34(1980年3月)，页78-89上。这个专利公报的图6示出，在微带线技术中的5极点带通滤波器的布置设计。通过4个λ/4凸起线形式的附加谐振器实现4个传输零点。这个公报的图8示出，3个并联耦合的微带线谐振器组成的3极点滤波器。通过设置具有凸起线形式的两个带阻谐振器的中间谐振器实现两个传输零点。

通过向带通滤波器引入附加带阻谐振器的实现零传输的这些已知方法，相对于上述的超越耦合的方法具有的缺点是，对于在传输频带中的具有N个零衰减的滤波器，必须使用N个以上的谐振器。

为了允许信号在相干频率范围通过和在相邻频率范围阻带信号的功能，也能够使用有两个分开阻带区的带阻滤波器，代替一个带通滤波器。此时，使用的传输频带处在这个带阻滤波器的两个阻带区之间。从美国专利5,291,161A了解到这类的滤波器，它由连续的主直线和电流耦合到它的凸起线构成，并且其中每个凸起线产生一个传输零点。从关于微波理论和技术的IEEE学报，卷MTT-30，第9期，1982年九月，页1361-1367，I.C.Hunger和J.R.Rhodes所著的“可电子调谐的微波带阻滤波器(Electronically tunable microwave Banstop Filter)“一文可知，也能够用电容性耦合的凸起线，代替电流耦合的凸起直线，以产生传输零点。从DE 24 42 618 C2也可了解到，一种与凸起线耦合的连续传输线(分支线)。由使用N_R个耦合的凸起线作为带阻谐振器的、从滤波器的入口到出口连续的主线组成的这样的滤波器结构的一个缺点是，高度反向衰减仍被限制到有限宽度的频率范围，因此，允许在这些范围外这个滤波器再通过。第二缺点是，零衰减数N低于在两个阻带区之间使用的传输频带中的谐振器数，因此，在传输频带和阻带区之间不能够达到对于设定的谐振器数N_R的能够获得的滤波器边缘的最大陡度。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种实现带通滤波器的方法，所述带通滤波器包括各耦合的谐振器，它具有如在带阻滤波器中的所希望的、可定位的多达M＝N-1个的峰值衰减，其中不使用任何超越耦合、“有抽出的极点(extracted pole)的”谐振器、和带连续主线的带阻滤波器结构，使得能够避免上述各方法的缺点。

为了达到本发明的目的，本发明提出了带通滤波器结构，其中带阻谐振器被结合到所述结构中，使得每个带阻谐振器既实现在阻带区中的希望的传输零点之中的一个，又与其余的滤波器结构一起实现一个在传输频带中的零衰减。

与已知的结构相反(见Fechner，Frequenz 1980)，为了实现有N个极点和M＝N-1个传输零点的滤波器，带阻谐振器的这个双重的功能仅要求N个谐振器，同时在Fechner提出的微带线滤波器的结构中，要求凸起线形式的M+M＝2N-1的谐振器。

根据本发明的这些带通滤波器结构的特征是：

(a)各带通滤波器由具有N＝2m+1(m＝自然数)个极点和N-1个传输零点的下面详细说明的阻抗对称的滤波器件组成；或由具有N＝2个极点和M＝2个传输零点的下面进一步说明的阻抗对称的滤波器件构成的级联组成。

(b)具有N＝3个极点和M＝2个传输零点的阻抗对称的滤波器件，由称为主谐振器的两个断点为边界的直线段构成，一对带阻谐振器耦合到它的中间，其中在主谐振器上的纵向场分布使到带阻谐振器的耦合在主谐振器的谐振频率(中心频率)上消失，但是，在偏离它的频率上取有限的值。选择主谐振器的长度，使其等于在所述带通滤波器的中心频率上的所述线的波长的一半。对于一个带阻谐振器选择的阻塞频率，比所述中心频率小，另一个带阻谐振器的阻塞频率比所述中心频率大，使得这两个带阻谐振器的每个产生传输零点和通过与所述主谐振器相互作用的一个附加端口。如果将单个的阻抗对称的滤波器件用作所述带通滤波器，所述主谐振器的一端与所述滤波器输入电、电流、或磁性耦合，另一端与所述滤波器的输出耦合。如果所述带通滤波器是从几个阻抗对称的滤波器件的级联构成的，没有耦合到输入或输出端口的相邻的主谐振器的端部电、电流、或磁性耦合。

(c)具有N＝2m+1个极点(m＝大于1的自然数)和M＝N-1＝2m个传输零点的一个阻抗对称滤波器件，由被称为主谐振器的两个断点为边界的线段构成，相对于它耦合m对的带阻谐振器，它们相互分离开约中心频率的波长一半的距离，因而在所述主谐振器上的纵向场分布使起到带阻谐振器的耦合在主谐振器器的谐振频率(中心频率)上消失，但是在偏离上述频率的频率上取有限的值。选择主谐振器的长度，使其大体与中心频率上的线的波长的一半的m倍一致，并且从主谐振器的端开始的外带阻谐振器对的距离，约为线的波长的四分之一。选择所述m个带阻谐振器对的每对的两个带阻谐振器的阻塞频率，使得，比中心频率，一个较小，另一个较大，以致所述两个带阻谐振器的每个都产生传输零点，并且通过与所述主谐振器相互作用产生一个附加极点。如果单个的阻抗对称滤波器件起带通滤波器的作用，所述主谐振器的一端与所述滤波器的输入电、电流、或磁性耦合，并且另一端与所述滤波器的输出电、电流、或磁性耦合。如果带通滤波器是由几个阻抗对称的滤波器件级联建立的，那么，没有耦合到所述输入或输出端口的相邻的主谐振器的端电、电流、或磁性耦合。

(d)除了阻抗对称的滤波器件外，能够使用每个具有N＝2个极点和M＝2个传输零点的非阻抗对称的滤波器件，从几个滤波器件的级联建立带通滤波器。所述非阻抗对称的滤波器件由主谐振器构成，它的长度与所述带通滤波器的中心频率上的线的波长的约四分之一相对应，其中一端耦合到相邻的滤波器件上，使得这个线端是高电阻端(电场强度最大)，另一端耦合到相邻的滤波器件或所述带通滤波器的输入或输出端口，使得所述线端是低电阻终端(在线端电流最大)，并且其中，一对带阻谐振器与主谐振器的低电阻端电或电流耦合。

在阻抗对称和非阻抗对称滤波器件之间上面做出的区分，应理解为，在阻抗对称的滤波器件中，当输入和输出端口与相同的终端电阻连接时，电力传输因子的最大值达到一个给定的可忽略的损耗的值，同时在非传输对称滤波器件的情况，仅对于极不对称端口电阻能够达到完全的电力传输。

附图说明

图1a示意地示出均质的高频线1；

图1b提供相对于图1a改型的结构的示意图；

图1c示出相对于图1a的改型的结构；

图1d示出相对于图1c的改型结构；

图1e提供本发明的阻抗对称滤波器件的基本结构示意图；

图2a也示出根据图1e的m＝1的情况；

图2b示出对m＝2，即，N＝5个极点和M＝4个传输零点的本发明的推广；

图2c示出对具有N＝7个极点和M＝N-1＝6个传输零点的滤波器件的本发明的延伸；

图3示出，带N＝N_g×Q个极点和M＝N-Q个传输零点的滤波器是如何从每个具有N_g个极点和M_g＝N-1个传输零点的Q个滤波器件级联形成的；

图4a所示的T形的结构，它具有断点2(高电阻端)，它从带阻谐振器的耦合处大约分离开四分之一中心频率线波长，并且具有第二断点3(“低电阻端”)，它位于带阻谐振器对的耦合处附近；

图4b所示，在级联的一端上能够设置或中心***(见图4c)阻抗对称件5；

图5示出一个例子，表示如何根据同轴线技术的图2c示出的原理，以单个滤波器件的形式，能够实现有6个传输零点的7极点滤波器；图6示出根据5的结构的改型；

图7示出由两个非阻抗对称滤波器件和一个阻抗对称件组成的结构，其中获得9个极点和8个传输零点；

图8示出具有5个极点和4个传输零点的阻抗对称谐振器件组成的滤波器，它是根据H10波型的方形中空线实现的；

图9示出在由两个阻抗对称的滤波器件组成的滤波器的情况下，用电介质谐振器实现的例子；

图10示出由电介质材料制造的滤波器件的另外一个可能的设计的例子；

图11说明了在微带线技术中根据本发明实现非阻抗对称谐振器件；图11a示出微带线谐振器3的周知结构；

图11b示出在微带线技术中如何能够实现非阻抗对称滤波器件；

图12示出如何能够由4个非阻抗对称的滤波器件1和常规半波谐振器2形成8个传输零点的9极点滤波器的例子。

具体实施方式

下面根据附图1-4示出的基本原理和附图5-12示出的实施例进一步详细说明本发明。

图1e提供本发明的阻抗对称滤波器件的基本结构示意图，所述滤波器件具有N＝3个极点和M＝2个传输零点，同时图1a-1d提供反映本技术状态的结构示意图，因此仅起到逐步解释图1e示出的本发明的结构的基本原理的作用。

图1a示意地示出均质的高频线1，其中这个线能够设计为金属TEM线，如一个同轴线，平面线，如微带线，或条状线或共面线，或中空的导体或电介质线。不考虑散失，电力传输因数的频率响应2，即，在无反射终端端口2上存在的电力P₂与达到端口1的电力P_in之比的频率相关性，与频率无关，在所述线的被检验的工作频率范围中等于1。

图1b提供相对于图1a改型的结构的示意图，其中两个断点3对称地被引入到线的长度中。这些断点限定了有限长度a的一个线段，在其上，在所述长度与线的波长的一半的整数倍一致处的那些频率上，出现电磁固有振荡，并且这些固有振荡的特征是，具有沿所述线的电和磁场强度的节点和波腹的驻波，其中电或磁场强度的节点存在在谐振频率上的对称平面4中。这样产生的结构代表，在现有技术中周知的1极点带通滤波器，它的特征是，电力传输因数的频率响应5，在频率f₀有最大值P₂/P_in＝1(零衰减)。限定线段的断点，例如，能够在技术上取线断开的形式，或设计为金属覆层，通过在所述线和起所述谐振器作用的线段的端部之间的耦合的强度，能够改变传输曲线的频率带宽Δf，这在现有技术中是周知的。

图1c示出相对于图1a的改型的结构，其中谐振电路6(“带阻谐振器”)耦合到所述线，以致电力传输因数的频率响应7在频率f₅上具有传输零点。这个结构代表从现有技术周知的一极点带阻滤波器的结构(“切口滤波器”)。

图1d示出相对于图1c的改型结构，其中耦合具有变化谐振频率的两个带阻谐振器8，而不是一个带阻谐振器，导致在f_s1和f_s2上的两个传输零点。

相对于本发明的一个重要的方形面涉及，从图1b的结构和图1d的带阻谐振器对的结合形成根据图1e的结构。有限长度的线段形成一个谐振器，在此称为主谐振器，它具有在中间的电或磁场节点。本发明的一个重要方形面是，选择在各带阻谐振器和主谐振器之间的耦合，在频率f₀上在主谐振器上这个耦合消失，其中例如，假设存在电场节点，这是通过在主谐振器和带阻谐振器之间选择一个电耦合实现的，在存在磁场节点时是通过选择磁场耦合实现的。其结果，在一方面，在频率f₀上带阻谐振器对不会干扰主谐振器的谐振，并且另一方面，对于与f₀不同的频率，在带阻谐振器对和主谐振器之间的耦合产生两个附加的固有振荡。因此，在本发明的这个结构中，所述的两个带阻谐振器起双重功能，即，在一方面它们实现两个传输零点，如图1d结构所示，并且在另一方面，与所述线段一起产生总数为3的固有振荡(3个极点)。因此，假设准确选择谐振频率和耦合强度，图1e的结构的频率响应10的特征是，在f₁、f₂和f₃上有三个传输最大值(零衰减)，并且在f_s1和f_s2上有两个传输零点。在实现3个极点和两个传输零点的这个滤波器件中，传输零点的频率位置由带阻谐振器的谐振频率确定，中间的传输最大值的频率位置由主谐振器的长度确定。两个外传输最大值的位置，通过在主谐振器和带阻谐振器之间的耦合的强度能够变化，其中假设增加耦合，这些频率向中心频率移动。

本发明的另一个重要方形面是，如图2a-2c所示，为实现有M＝2m个传输零点和N＝M+1＝2m+1个极点的滤波器，根据图1e的推广的原理。图2a也示出根据图1e的m＝1的情况。如所述线段是在中心频率上的波长(“中心频率线波长”)的一半，那么，在带阻谐振器和主谐振器之间的耦合类型，依赖于电场或磁场的最大值是否位于所述线段的端部。在端部有电场最大值的情况，所述电场在频率f₀上具有对称平面中的的节点，因此所述的两个带阻谐振器必须根据上述设计原则电耦合，同时在端部上有磁场最大值要求：由于磁场节点的缘故，应有磁场耦合存在。在端部上有磁场最大值时，为了能够使用在带阻谐振器和主谐振器之间的磁耦合，所述线段的长度必须与整个的波长一致，而不是与中心频率上线的波长的一半一致。

图2b示出对m＝2，即，N＝5个极点和M＝4个传输零点的本发明的推广，其中使用两对彼此分开大约线的波长一半的带阻谐振器。

图2c示出对具有N＝7个极点和M＝N-1＝6个传输零点的滤波器件的本发明的延伸。

在图2a-2c示出根据本发明的滤波器件的极点数N增加被主谐振器的不希望的较高固有振荡频率位置所限制，其中为了增加极点数主谐振器的延长越来越使得主谐振器的固有谐振收敛到所述频率范围。为了尽管有这个限制而能够实现带较大极点数的滤波器，本发明的另一个实施例提出两个替代的方法，即级联根据图2a-2c的阻抗对称的滤波器件，和引入每个滤波器件具两个极点和两个传输零点的非对称阻抗的滤波器件。

图3示出，带N＝N_g×Q个极点和M＝N-Q个传输零点的滤波器是如何从每个具有N_g个极点和M_g＝N-1个传输零点的Q个滤波器件级联形成的。所示出的例子是，由3个N_g＝3的滤波器件组成的具有6个传输零点的9极点(9环)滤波器，和由3个N_g＝5的滤波器件组成的有8个传输零点的10极点滤波器。

通过改型根据图1e的带带阻谐振器对的阻抗对称的滤波器件，根据本发明，实现非阻抗对称的滤波器件，其中所述两个断点之一被置于接近带阻谐振器对被耦合的位置。这产生图4a所示的T形的结构，它具有断点2(高电阻端)，它从带阻谐振器的耦合处大约分离开四分之一中心频率线波长，并且具有第二断点3(“低电阻端”)，它位于带阻谐振器对的耦合处附近。

为了对非阻抗对称进行补偿，在由非阻抗对称滤波器件组成的级联中加入至少一个阻抗对称件。如图4b所示，在级联的一端上能够设置或中心***(见图4c)阻抗对称件5。

对于在图1e，2a-2c，3和4上示意示出的本发明的滤波器结构，出现了很多可能的技术配置，其中它们彼此不同的是：

a)用于建立所述主谐振器的线类型；

b)所述带阻谐振器的设计；

c)在所述带阻谐振器和主谐振器之间的耦合类型；

d)在级联中的主谐振器和所述主谐振器和端口之间的断点的配置。

图5示出一个例子，表示如何根据同轴线技术的图2c示出的原理，以单个滤波器件的形式，能够实现有6个传输零点的7极点滤波器。主谐振器1具有方形内线，并且长度等于中心频率上的波长的1.5倍。限制线段的断点取电容耦合器的形式。将带阻谐振器2形成为具有约线波长四分之一长度的在端部缩短的同轴线段，并电容性地耦合到所述主谐振器。

图6示出根据5的结构的改型，其中带阻谐振器2是与主谐振器的内线电流耦合的，但是被置于在端部上电容性负荷下。

图7示出由两个非阻抗对称滤波器件和一个阻抗对称件组成的结构，其中获得9个极点和8个传输零点。

图8示出具有5个极点和4个传输零点的阻抗对称谐振器件组成的滤波器，它是根据H10波型的方形中空线实现的。所述主谐振器1是由两端缩短的方形中空线构成，它具有与在中心频率上的中空线波长相一致的长度。以缩短1/4的中空导体段的形式实现4个带阻谐振器2。例如经由同轴接头3能够耦合到各端口。

图9示出在由两个阻抗对称的滤波器件组成的滤波器的情况下，用电介质谐振器实现的例子，其中所述两个滤波器件产生三个极点和两个传输零点，因此带通滤波器具有总数为6的极点，和4个传输零点。由适当电介质材料，即具有尽可能高的介电常数、低的损耗角和低的温度系数(如钛酸钡锆酸盐)的材料，制造的主谐振器1和带阻谐振器2的位置，用垫片3定位在离金属外壳5的底面一定距离，足以避免过高的欧姆损耗，所述垫片例如是由石英材料制造的。所述主谐振器的尺寸是这样的，使得它在f₀具有如图9b所示的场分布的固有谐振，并且各带阻谐振器的尺寸是这样，使得它们在4个阻塞频率f₁-f₄上谐振，其中它们具有根据图9c的场分布。由于主谐振器的空间场分布，在f₀，它不耦合到带阻谐振器的谐振场。但是，对于除了f₀外其他频率，获得在主谐振器和带阻谐振器中间的耦合，结果是，出现附加的4个固有谐振。例如，使用导体环4能够产生对端口的耦合。

图10示出由电介质材料制造的滤波器件的另外一个可能的设计的例子。主谐振器5包括具有长度a的电介质方形，所述长度大体与在电介质方形上的表面波的波长一致。这产生与图10b相对应的主谐振器的场分布。4个带阻谐振器1-4也包括电介质方形，它们各个长度b1-b4影响这4个传输零点的频率位置。由所述电介质主谐振器和4个电介质带阻谐振器构成的整个的结构实现了5个固有振荡。各极点的频率位置能够通过在主和带阻谐振器之间的耦合强度变化。用填入空气或较低介电常数的电介质材料的宽度为h₁-h₄的谐振器之间的“间隙”，改变这个耦合强度。

根据本发明的原理也能够应用到平面谐振器结构，如微带线结构，其中由高温超导体制造的微带线结构也是有价值的，因为，尽管是微型化水平很高，这些结构仍具有高空载Q。

图11说明了在微带线技术中根据本发明实现非阻抗对称谐振器件。图11a首先回顾微带线谐振器的现有技术中的周知的原理。在这个结构中，适当的电介质基片1在一侧携带连续的导体层2，在另一侧携带结构化的导体层。图11a示出微带线谐振器3的周知结构，它的端部是电容性地与电源引线4和5耦合。电力传输因数的频率响应6在频率f₀上具有最大值，这个最大值的宽度能够通过在所述线端部(断点)上的耦合的强度改变。图11b示出在微带线技术中如何能够实现非阻抗对称滤波器件。对此，使用T形的导体结构，在所述结构中各个臂的长度与中心频率的线波长的四分之一大体一致，其中在侧臂3的长度或宽度中正确限定的非对称性对于其功能是必须的。侧臂代表带阻谐振器的简单的形成过程，其中阻塞频率受臂的长度影响。侧臂与第三臂一起形成一个结构，它在两个不同的频率上谐振，以致T结构代表双模式谐振器的特殊形式。输出端口能够以图11b的方式电容性地耦合到T形结构。这样的方式形成的双端口的频率响应6的特性是两个传输最大值和两个传输零点，其中由于非对称，一个传输最大值的绝对值能够远离另一个。由于这个原因，与阻抗对称的滤波器件相反的一个单个的非对称滤波器件仍不代表可使用的带通滤波器。象在上述的所有实施的例子中所说明的那样，也能够以各种方式将这个微带线结构改型，例如使用各种宽度的非均质的线段。

图12示出如何能够由4个非阻抗对称的滤波器件1和常规半波谐振器2形成8个传输零点的9极点滤波器的例子。除了提供附加的极点外，在级联中的谐振器2，在相对于T形谐振器的接点的耦合处上，将在端口2上的阻抗(如50欧姆)转变成较低的阻抗水平。例如，能够确定各滤波器件的参数，以便取得频率响应的考尔特性。

Claims (16)

1.一种高频带通滤波器装置，包括主谐振器(1)和耦合到所述主谐振器(1)上的至少一个带阻谐振器(4、6、8)，所述至少一个带阻谐振器包括一对彼此对称排列的带阻谐振器，其中主谐振器(1)，由在两侧用断开或金属壁形式的断点(2和3)作为边界的线段限定，并且在中心频率f₀上具有电磁固有振荡，特征在于：所述耦合到主谐振器的带阻谐振器(4)，对于主谐振器(1)线段上的波，在它的阻塞频率f_s上实现主谐振器的反射因数；并且至少一个带阻谐振器在沿线段上的一定位置上与所述主谐振器耦合，所述的位置是，在其上由于沿所述线的电和磁场的空间变化，在所述的带通滤波器的中心频率上，带阻谐振器和主谐振器之间与频率相关的耦合消失，其中所述带阻谐振器在阻带区中实现传输零点，并且与其余的滤波器结构在传输频带中实现零衰减。

2.根据权利要求1的高频带通滤波器，其特征在于：所述至少一个带阻谐振器电耦合到所述主谐振器。

3.根据权利要求1的高频带通滤波器，其特征在于：至少一个带阻谐振器磁性耦合到主谐振器。

4.根据权利要求1的高频带通滤波器，其特征在于：至少一个带阻谐振器电流耦合到主谐振器。

5.根据权利要求1的高频带通滤波器，它具有三个固有频率和两个传输零点，其特征在于：主谐振器包括一个线段，它的长度为与所述带通滤波器的中心频率上的波长的一半，并且两个带阻谐振器在所述线段的中间耦合到主谐振器，使得在中心频率上所述与频率相关的耦合消失，所述两个带阻谐振器之一的阻塞频率小于所述带通滤波器的中心频率，另一个带阻谐振器的阻塞频率大于所述带通滤波器的中心频率，两个带阻谐振器的阻塞频率选择在希望有带通滤波器的传输零点的阻带区中，并且在传输频带内的三个传输最大值，随着在带阻谐振器和主谐振器之间的耦合的强度而移动，使得在传输频带中的回程损失在预先设定的最小值。

6.根据权利要求1的高频带通滤波器，它具有五个固有频率和四个传输零点，其特征在于：主谐振器是由线段形成，所述线段的长度与在中心频率上的波长一致，两对带阻谐振器耦合到主谐振器，其中所述两对带阻谐振器沿所述主谐振器的线段彼此分开中心频率上的波长的一半，并且在外带阻谐振器对和所述线段端部中间分开所述波长的四分之一距离，使得在带通滤波器的中心频率上与频率相关的耦合消失。

7.根据权利要求1的带通滤波器装置，它具有2m+1个固有频率和2m个传输零点，m是自然数，其特征在于：所述主谐振器是由线段形成，所述线段的长度为在中心频率上的波长一半的m倍，m对带阻谐振器耦合到主谐振器，所述m对带阻谐振器沿所述线段彼此分开中心频率上的波长一半距离，并且其他的带阻谐振器对和所述线段的端部之间的距离为所述波长的四分之一，使得与频率相关的耦合在带通滤波器的中心频率上消失。

8.根据权利要求1的带通滤波器，它具有2m+1个固有频率和2m个传输零点，m为自然数，其特征在于：主谐振器是由线段形成，所述线段的长度是在中心频率的波长的一半的(m+1)倍，m对带阻谐振器对耦合到主谐振器上，所述m对带阻谐振器沿所述线段彼此分开中心频率上的波长的一半的距离，并且在外部的带阻谐振器对和所述线段的端部之间分开所述线的波长的一半，使得在带通滤波器的中心频率上与频率相关的耦合消失。

9.一种带通滤波器，它具有级联的Q个滤波器件，其中这些滤波器件是由权利要求2-5之一的带通滤波器形成的，其特征在于：起主谐振器作用的滤波器件的线段的一端电或磁性或电流地与下一个滤波器件的线段的相邻端部耦合，并且其中，外部的滤波器件的线段的两个外端与输入或输出端口耦合。

10.根据权利要求1的带通滤波器，它具有两个传输极点和两个传输零点，由线段(1)形式的主谐振器构成，它的长度为在带通滤波器的中心频率上的波长的四分之一，其特征在于：一端(2)与带通滤波器的输入端口(端口1)电、磁性、或电流耦合，使得在中心频率上的电场强度的最大值出现在所述端上；它的另一端(3)与带通滤波器的输出端口电、磁性或电流耦合，使得在中心频率上的电场强度最小值出现在这端上；一对带阻谐振器电、磁性或电流地耦合在第二端口(3)附近；所述两个带阻谐振器的选择的阻塞频率与在阻带区中的传输零点的预定频率相等；通过改变在带阻谐振器和沿所述线段四分之一波长之间的耦合强度，能够改变在传输频带中的两个传输最大值的频率位置。

11.根据权利要求10的带通滤波器，它具有在带阻谐振器对和沿所述线段四分之一波长的长度之间的电流耦合，其特征在于：这个线段与所述两个带阻谐振器形成具有两个不同固有频率的T形的谐振器；所述滤波器的输入与“T”的竖直部分的下端电耦合；滤波器的输出与“T”的竖直部分的上端电耦合。

12.滤波器件级联构成的带通滤波器，它由权利要求10或11的带通结构和权利要求1-8中之一的带通结构构成。

13.根据权利要求1-12中之一的带通滤波器，其特征在于：各谐振器设计为同轴谐振器。

14.根据权利要求1-12中之一的带通滤波器，其特征在于：各谐振器设计为中空空间的谐振器。

15.根据权利要求1-12中之一的带通滤波器，其特征在于：各谐振器设计为电介质谐振器。

16.根据权利要求1-12中之一的带通滤波器，它具有包括由高温超导体组成的平面谐振器的平面微带线谐振器或共面谐振器。

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