DE69919786T2

DE69919786T2 - Hochfrequenzfilter

Info

Publication number: DE69919786T2
Application number: DE69919786T
Authority: DE
Inventors: Akira Nara-shi Enokihara; Kentaro Sakai-shi Setsune
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1998-06-17
Filing date: 1999-06-14
Publication date: 2005-02-10
Anticipated expiration: 2019-06-15
Also published as: EP0966056A1; DE69919786D1; CN1239353A; US6252475B1; EP0966056B1; KR100303464B1; KR20000006222A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Hochfrequenzschaltungselement, das Resonatoren als Basiselemente enthält. Prominente Beispiele für ein derartiges Hochfrequenzschaltungselement sind Filter und Duplexer, die für Hochfrequenzsignalprozessoren in Kommunikationssystemen verwendet werden.
Bei Hochfrequenzkommunikationssystemen sind Hochfrequenzschaltungselemente, die auf Resonatoren basieren, für die Filter und Duplexer prominente Beispiele sind, unerläßliche Elemente. Insbesondere bei mobilen Kommunikationssystemen erfordert die effiziente Ausnutzung von Frequenzbändern Filter mit schmalen Durchlaßbändern. Bei Basisstationen für mobile Kommunikationssysteme und Kommunikationssatelliten steht ein großer Bedarf nach Filtern mit geringem Verlust, die klein sind und hohen Leistungspegeln Stand halten können.
Der größte Teil der Hochfrequenzschaltungselemente, wie etwa Resonatorfilter, die gegenwärtig verwendet werden, beinhalten beispielsweise Elemente, die dielektrische Resonatoren verwenden, Elemente, die Übertragungsleitungsstrukturen verwenden, und Elemente, die akustische Oberflächenwellenelemente verwenden. Bei diesen sind die Übertragungsleitungsstrukturen verwendenden Elemente klein und können für Frequenzen bis zu Millimeterwellen und Mikrowellen verwendet werden. Sie finden breite Verwendung, da sie eine zweidimensionale Struktur aufweisen und auf einem Substrat ausgebildet sind, so daß sie leicht mit anderen Schaltungen und Elementen kombiniert werden können. Für diese Arten von Resonatoren finden auf Übertragungsleitungen basierende Halbwellenlängenresonatoren die breiteste Anwendung, und Hochfrequenzschaltungselemente wie etwa Filter kann man erhalten, indem man mehrere Halbwellenlängenresonatoren aneinander koppelt.
Ein weiteres herkömmliches Beispiel ist eine planare Schaltungsstruktur. Zu typischen Beispielen für eine derartige Struktur zählen (i) Ketten von kreisförmigen Scheibenresonatoren und/oder (ii) Elemente, die Filterkennlinien durch die Bereitstellung von Vorsprüngen in einem Teil des Umfangs eines kreisförmigen Scheibenresonators und dadurch koppelnde Dipolmoden erreichen (siehe beispielsweise „Low Loss Multiplexers with Planar Dual Mode HTS-Resonators" von Jerry Fiedziuszko et al., IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band 44, Nr. 7, S. 1248–1257; Artikel in IEICE Technical Digest, 1993, Band 93, Nr. 363 (XCE93 47-56) von Yasunari Nagai; „Analysis of Microwave Planar Circuit", IEICE Technical Digest, 72/8 Band 55-B Nr. 8, Tanroku MIYOSHI und Takanori OKOSHI).
Bei Resonatoren jedoch mit Übertragungsleitungsstruktur, die beispielsweise Halbwellenresonatoren verwenden, konzentriert sich der Hochfrequenzstrom teilweise im Leiter, so daß die auf den Widerstand des Leiters zurückzuführenden Verluste relativ groß sind und der Gütefaktor des Resonators sich verschlechtert, was bei einem Filter zu einer Zunahme der Verluste führt. Im Fall von Halbwellenresonatoren mit Mikrostreifenübertragungsleitungsstruktur, die häufig verwendet werden, gibt es zudem das Problem von Verlusten, die auf Strahlung von der Schaltung in den Raum zurückzuführen sind.
Diese Faktoren werden noch offensichtlicher, wenn die Struktur miniaturisiert und die Arbeitsfrequenzen erhöht werden. Als Resonatoren mit vergleichsweise geringen Verlusten und einer hohen Leistungsverarbeitungskapazität werden dielektrische Resonatoren verwendet. Da jedoch dielektrische Resonatoren eine dreidimensionale Struktur aufweisen und relativ groß sind, ist es schwierig, die sie verwendenden Hochfrequenzschaltungselemente zu miniaturisieren.
Wenn Supraleiter verwendet werden, ist es möglich, Verluste im Hochfrequenzschaltungselement zu reduzieren. Bei den oben angemerkten herkömmlichen Strukturen geht die Supraleitfähigkeit jedoch durch übermäßige Stromkonzentrationen leicht verloren, und der Einsatz von Supraleitern für Signale mit hoher Leistung ist schwierig. Bei tatsächlichen Messungen war die größte Eingangsleistung in der Größenordnung von 10 mW, was von Pegeln in der Praxis weit entfernt ist.
Bei planare Schaltungsresonatoren verwendenden Filtern, für die kreisförmige Scheibenresonatoren prominente Beispiele sind, wird die Stromverteilung über eine große Fläche hinweg gleichförmig, so daß sie eine ausgezeichnete Leistungsverarbeitungskapazität aufweisen. Elemente jedoch, bei denen mehrere kreisförmige Scheibenresonatoren in einer Reihe aufgereiht sind, weisen eine große Fläche auf, so daß die Auslegung von mehrstufigen Strukturen, um eine steile Flanke zu erhalten, sehr schwierig wird. Bei Resonatorfiltern jedoch, die eine planare Schaltungsstruktur mit Vorsprüngen in einem Teil des Umfangs verwenden, hat es bisher kein leichtes Verfahren zum Auslegen von mehrstufigen Strukturen mit drei oder mehr Stufen gegeben.
Um ein zweidimensionales Hochfrequenzschaltungselement zu erhalten, das auf andere Schaltungselemente im Mikrowellen- und Millimeterwellenbereich gut angepaßt werden kann, wobei Resonatorfilter, die klein sind, aber dennoch eine hohe Leistung aufweisen, verwendet werden, ist es deshalb sehr wichtig, die obenerwähnten Probleme für Resonatoren mit Übertragungsleitungsstruktur oder planarer Schaltungsstruktur zu lösen.
US-A 5 172 084 beschreibt ein Sechspolfilter, das drei Doppelmodenresonatoren verwendet. Diese Resonatoren sind in Sequenz aneinander gekoppelt und weisen einen ersten Kopplungsanschluß und einen zweiten Kopplungsanschluß auf.
EP-A-0 573 985 A1 betrifft ein Doppelmodus-Streifenfilter mit Ringresonatoren, die in Sequenz aneinander gekoppelt sind, wobei jedes zwei orthogonale Resonatormoden aufweist. Der erste der Ringresonatoren weist einen Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß auf, die an die beiden Schwingungsmoden des ersten Ringkondensators gekoppelt sind.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Lösung der obenerwähnten Probleme des Stands der Technik und der Bereitstellung eines Hochleistungs-Hochfrequenzschaltungselements mit geringen Verlusten, guter Leistungsverarbeitungskapazität und steiler Flanke.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wie in Anspruch 1 dargelegt, enthält ein Hochfrequenzfilter n planare Schaltungsresonatoren, wobei n eine ganze Zahl größer als Eins ist, die in Sequenz aneinander gekoppelt sind und jeweils zwei orthogonale Schwingungsmoden aufweisen, und einen ersten Kopplungsanschluß und einen zweiten Kopplungsanschluß, wobei die beiden Kopplungsanschlüsse an einen jeweiligen der beiden Schwingungsmoden eines ersten der planaren Schaltungsresonatoren gekoppelt sind und die n planaren Schaltungsresonatoren Scheibenform aufweisen. Bei einem Hochfrequenzschaltungselement mit einer derartigen Konfiguration kann ein Filter vom Schwingungskopplungstyp sowohl Orthogonalschwingungsmoden von mehreren planaren Schaltungsresonatoren verwenden, so daß man ein mehrstufiges Resonanzfilter erhalten kann, bei dem die Anzahl der Resonatoren um die Hälfte reduziert worden ist. Zudem weist der planare Schaltungsresonator eine homogenere Stromverteilung und deshalb geringere Übertragungsverluste als herkömmliche Übertragungsleitungsresonatoren auf. Somit wird ein verlustarmes mehrstufiges Resonanzfilter ermöglicht.
Insbesondere kann die Scheibenform kreisförmig oder elliptisch sein.
Bei einer oder mehreren Ausführungsformen enthält das Hochfrequenzschaltungselement gemäß der vorliegenden Erfindung weiterhin ein Mittel zum Koppeln der beiden Schwingungsmoden eines n-ten der planaren Schaltungsresonatoren.
Bei einer oder mehreren Ausführungsformen enthalten die planaren Schaltungsresonatoren ein Substrat, einen Streifenleiter, der auf einer Oberfläche des Substrats ausgebildet ist, und eine Masseebene, die an einer hinteren Oberfläche des Substrats ausgebildet ist. Bei dieser Konfiguration kann die Schaltungsform durch das auf einer Seite des Substrats ausgebildete leitende Muster bestimmt werden, was den Designprozeß und den Herstellungsprozeß erleichtert. Bei dieser Konfiguration wird bevorzugt, daß die Form des Streifenleiters kreisförmig oder elliptisch ist. Bei einer derartigen Konfiguration können Stromkonzentrationen im Konturteil des Streifenleitermusters effektiv reduziert werden, so daß es möglich wird, Verluste noch weiter zu reduzieren.
Bei einer oder mehreren Ausführungsformen enthalten die planaren Schaltungsresonatoren des Hochfrequenzschaltungselements gemäß der vorliegenden Erfindung zwei Substrate, einen Streifenleiter, der zwischen die beiden Substrate geschichtet ist, und Masseebenen, die auf den Oberflächen der beiden Substrate ausgebildet sind, die nicht mit dem Streifenleiter in Verbindung stehen. Bei dieser Konfiguration ist der Einfluß von Strahlung des elektrischen Felds vernachlässigbar, so daß man ein sehr stabiles Hochfrequenzschaltungselement mit geringem Verlust erhalten kann. Bei dieser Konfiguration wird zudem bevorzugt, daß die Form des Streifenleiters kreisförmig oder elliptisch ist.
Bei einer oder mehreren Ausführungsformen enthält jeder planare Schaltungsresonator einen Streifenleiter, wobei die n Streifenleiter auf einer Linie angeordnet und durch Lückenteile getrennt sind, wobei sich der erste Kopplungsanschluß an einer Position der Kontur eines ersten der n Streifenleiter befindet, die sich an einem Ende der n Streifenleiter befindet, wobei sich die Position bezüglich einer Mitte des ersten Streifenleiters auf einer gegenüberliegenden Seite eines zweiten der n Streifenleiter befindet, der sich neben dem ersten Streifenleiter befindet, und der zweite Kopplungsanschluß sich an einer Position der Kontur des ersten der n Streifenleiter befindet, wobei die Position bezüglich des ersten Kopplungsanschlusses im wesentlichen um 90° verschoben ist. Bei dieser Konfiguration kann die Kopplung von Schwingungsmoden präziser gesteuert werden, und man kann ein mehrstufiges Resonatorkopplungsfilter mit ausgezeichneten Kennlinien erhalten. Bei dieser Konfiguration wird bevorzugt, daß die Form der Streifenleiter kreisförmig oder elliptisch ist.
Bei einer oder mehreren Ausführungsformen ist das erfindungsgemäße Hochfrequenzschaltungselement von leitenden Wänden eingeschlossen. Bei dieser Konfiguration können Strahlungsverluste von den planaren Schaltungsresonatoren verhindert werden, so daß Verluste noch weiter reduziert werden können. Durch Ändern der Form des von den leitenden Wänden eingeschlossenen Raums kann das Kopplungsausmaß für jede Mode mit einem noch größeren Freiheitsgrad eingestellt werden.
Bei einer oder mehreren Ausführungsformen sind leitende Teile der planaren Schaltungsresonatoren aus einem supraleitenden Material hergestellt. Bei einer derartigen Konfiguration können Einfügungsverluste in den planaren Schaltungsresonatoren dramatisch reduziert werden, und da die Stromverteilung im planaren Schaltungsresonator homogen ist, kann man ein Hochfrequenzschaltungselement mit ausgzeichneter Leistungsvearbeitungskapazität erhalten.
1 ist eine Planansicht, die ein Hochfrequenzschaltungselement gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 ist eine Querschnittsansicht, die ein Hochfrequenzschaltungselement gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
3(a)–3(c) sind planare Ansichten, die Beispiele der Form des dritten Streifenleiters des Hochfrequenzschaltungselements gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen.
4 ist eine Planansicht, die ein Hochfrequenzschaltungselement gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
5 ist eine Querschnittsansicht des Hochfrequenzelements gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, das innerhalb einer von leitenden Wänden umgebenen Kammer fixiert worden ist.
6 zeigt die Beziehung zwischen den Modenkopplungskoeffizienten des Hochfrequenzelements gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und der Länge seines Lückenteils.
7 zeigt die Beziehung zwischen dem Modenkopplungskoeffizient und der Elliptizität der Streifenleiter in einem Hochfrequenzelement gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
8 zeigt die Frequenzantwort eines Hochfrequenzschaltungselements gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
9 zeigt die Frequenzantwort eines weiteren Hochfrequenzschaltungselements gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
10 ist eine Querschnittsansicht eines weiteren Beispiels eines Hochfrequenzschaltungselements gemäß der vorliegenden Erfindung.
Es folgt eine ausführliche Beschreibung von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beiligenden Zeichnungen.
Erste Ausführungsform
1 ist eine planare Ansicht eines Hochfrequenzschaltungselements gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. 2 ist eine Querschnittszeichnung des Hochfrequenzschaltungselements in 1.
Wie in den 1 und 2 gezeigt, werden beispielsweise ein kreisförmiger oder elliptischer erster, zweiter und dritter Streifenleiter 2a, 2b und 2c durch Dampfabscheidung, Ätzen oder einen anderen geeigneten Prozeß auf die Oberfläche des aus einem dielektrischen Einkristall hergestellten Substrats 1 ausgebildet. Der erste, zweite und dritte Streifenleiter 2a, 2b und 2c sind linear mit Lücken 5a und 5b zwischen ihnen angeordnet. Eine Masseebene 3 ist auf der ganzen hinteren Oberfläche des Substrats 1 ausgebildet. Bei dieser Konfiguration wirken der erste, zweite und dritte Streifenleiter 2a, 2b und 2c als ein getrennter erster, zweiter und dritter planarer Schaltungsresonator 4a, 4b und 4c. Der erste Streifenleiter 2a ist mit einem ersten und zweiten Kopplungsanschluß 6a und 6b ausgestattet.
Der erste und zweite Kopplungsanschluß 6a und 6b sind in Richtungen an den ersten planaren Schaltungsresonator 4a gekoppelt, in denen sie die beiden Schwingungsmoden 7a und 7b des ersten planaren Schaltungsresonators 4a anregen, die orthogonal polarisiert sind. Die Pfeile, die in 1 die Schwingungsmoden angeben, zeigen in die Stromrichtung der Schwingungsmoden, d. h. in die Richtungen der elektrischen Polarisierung.
Ein typisches Beispiel für einen Schwingungsmodus mit derartigen elektrischen Eigenschaften ist der TM11-Modus in einem kreisförmigen Scheibenresonator. Außerdem weisen der zweite planare Schaltungsresonator 4b und der dritte planare Schaltungsresonator jeweils zwei Resonanzmoden 8a, 8b und 9a, 9b auf, die orthogonal polarisiert sind. Die Schwingungsmoden 7a, 8a und 9a weisen alle die gleiche Polarisationsrichtung auf, und auch die Schwingungsmoden 7b, 8b und 9b weisen alle die gleiche Polarisationsrichtung auf.
Folgendes ist eine Erläuterung, wie eine derartige Schaltung funktioniert.
Das Signal in den ersten Kopplungsanschluß 6a regt den Schwingungsmodus 7a des ersten planaren Schaltungsresonators 4a an. Der Schwingungsmodus 7a koppelt mit dem Schwingungsmodus 8a des zweiten planaren Schaltungsresonators 4b. Da die Polarisationsrichtung des Schwingungsmodus 7a im wesentlichen orthogonal zur Polarisationsrichtung der Schwingungsmoden 7b und 8b verläuft, ist die Kopplung des Schwingungsmodus 7a mit den Schwingungsmoden 7b und 8b so klein, daß sie ignoriert werden kann.
Dann koppelt der Schwingungsmodus 8a des zweiten planaren Schaltungsresonators 4b mit dem Schwingungsmodus 9a des dritten planaren Schaltungsresonators 4c.
Unter Verwendung eines geeigneten Verfahrens wird der Schwingungsmodus 9a im planaren Schaltungsresonator 4c mit dem Schwingungsmodus 9b gekoppelt. Zu Verfahren zum Koppeln des Schwingungsmodus 9a an den Schwingungsmodus 9b zählen beispielsweise das Ausbilden des dritten Streifenleiters 2c als eine Ellipse mit einer Hauptachse, die einen Winkel von 45° mit der Polarisationsrichtung der Resonanzmoden 9a und 9b bildet, wie in 3(a) gezeigt, oder durch Ausbilden eines Vorsprungs 10 oder einer Kerbe 11 in dem Teil der Kontur, der einem Winkel von 45° mit der Polarisationsrichtung der Resonanzmoden 9a und 9b entspricht, wie in 3(b) und 3(c) gezeigt.
Analog wird der Schwingungsmodus 9b des dritten planaren Schaltungsresonators 4c in dieser Reihenfolge mit dem Schwingungsmodus 8b des zweiten planaren Schaltungsresonators 4b und dann mit dem Schwingungsmodus 7b des ersten planaren Schaltungsresonators 4a gekoppelt und schließlich an den zweiten Kopplungsanschluß 6b ausgegeben.
Auf diese Weise durchläuft ein Signal, das in den ersten Kopplungsanschluß 6a eingegeben wird, die sechs Schwingungsmoden 7a, 8a, 9a, 9b, 8b und 7b, so daß diese Schaltung als ein Bandpaßfilter vom Typ sechsstufiger Resonatorkopplung fungiert.
Zweite Ausführungsform
4 ist eine planare Ansicht eines Hochfrequenzelements gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und 5 ist eine Querschnittsansicht des Hochfrequenzelements in 4, das in einer von leitenden Wänden umgebenen Wand fixiert wor den ist.
Wie in den 4 und 5 gezeigt, sind ein elliptischer erster und zweiter Streifenleiter 13a und 13b auf der Oberfläche eines Substrats 12, aus Lanthanaluminiumoxid-(LaAlO₃)-Einkristall mit einer relativen Permittivität von 24 besteht, durch Dampfabscheidung, Ätzen oder einem anderen geeigneten Prozeß ausgebildet. Die Hauptachsen des ersten und zweiten Streifenleiters 13a und 13b sind auf einer geraden Linie mit einer Lücke 16 dazwischen angeordnet. Eine Masseebene 14 aus einem leitenden Film ist auf der ganzen hinteren Oberfläche des Substrats ausgebildet. Bei dieser Konfiguration fungieren der erste und zweite Streifenleiter 13a und 13b als getrennter erster und zweiter planarer Schaltungsresonator 15a und 15b. Der erste Streifenleiter 13a ist mit einem ersten und zweiten Ankopplungsanschluß 17a und 17b versehen.
Der erste Kopplungsanschluß 17a ist kapazitiv an den ersten Streifenleiter 13a gekoppelt, und zwar an einer Position an der Kontur des ersten Streifenleiters 13a, die sich auf der gegenüberliegenden Seite des zweiten Streifenleiters 13b befindet. Der zweite Kopplungsanschluß 17b ist kapazitiv an den ersten Streifenleiter 13a gekoppelt, und zwar an einer Position auf der Kontur des ersten Streifenleiters 13a, die gegen die Kopplungsposition des ersten Kopplungsanschlusses 17a um 90° verschoben ist. Die Linienbreite der Spitzenteile des ersten und des zweiten Kopplungsanschlusses 17a und 17b (d. h. die Teile, die mit dem ersten Streifenleiter 13a koppeln) ist vergrößert. Dadurch wird die Kopplungskapazität zwischen dem ersten und zweiten Kopplungsanschluß 17a und 17b und dem ersten Streifenleiter 13a vergrößert und der Eingangskopplungsgrad und der Ausgangskopplungsgrad verbessert.
Der erste und zweite Kopplungsanschluß 17a und 17b sind mit Übertragungsleitungen bis zur Kante des Substrats 12 verlängert, wo sie beispielsweise an externe wandelnde Drähte gekoppelt sind.
Wie in 5 gezeigt, war das Substrat 12 in dem Raum fixiert, der von den leitenden Wänden 20 eingeschlossen ist, wo seine Eigenschaften untersucht wurden. Falls das Substrat 12 auf diese Weise in dem von den leitenden Wänden eingeschlossenen Raum angeordnet ist, können Strahlungsverluste von dem ersten und zweiten planaren Schaltungsresonator 15a und 15b verhindert werden, so daß der Gesamtverlust noch weiter reduziert werden kann. Indem die Form des von den leitenden Wänden 20 eingeschlossenen Raums geändert wird, kann das Kopplungsausmaß für jeden Modus mit einem noch größeren Freiheitsgrad eingestellt werden.
Es folgt ein spezifisches Beispiel für die Maße für ein derartiges Hochfrequenzschaltungselement. Die Größe (Fläche) des Substrats 12 beträgt 50,8 mm ? 25,4 mm, und seine Dicke beträgt 1 mm. Der erste und zweite Streifenleiter 13a und 13b basieren auf Kreisen mit einem Radius von 7 mm, die geringfügig verformt sind, um die gewünschten Kennlinien zu erhalten. Insbesondere der zweite Streifenleiter 13b weist eine elliptische Form auf, wie in 3(a) gezeigt, um die beiden orthogonal polarisierten Schwingungsmoden 19a und 19b des zweiten planaren Schaltungsresonators 15b zu koppeln. Wie in 5 gezeigt, beträgt die Höhe des von dem leitenden Wänden 20 eingeschlossenen Hohlraums bei Messung ab der Oberfläche des Substrats 12 10 mm.
6 zeigt (i) die Beziehung zwischen dem Kopplungskoeffizienten k_h für das Koppeln der Schwingungsmoden 18a und 19a und der Länge d des Lückenteils 16 und (ii) die Beziehung zwischen dem Kopplungskoeffizienten k_p für das Koppeln der Schwingungsmoden 18b und 19b und der Länge d des Lückenteils 16 in der in 4 gezeigten Anordnung. Wie man aus 6 sehen kann, nimmt der Kopplungskoeffizient k_h mit zunehmender Länge d des Lückenteils 16 ab, und der Kopplungskoeffizient k_p nimmt zu. Es wird klar, daß die Kopplungskoeffizienten k_h und k_p über die Länge d des Lückenteils 16 gesteuert werden können.
7 veranschaulicht die Beziehung zwischen dem Kopplungskoeffizienten für das Koppeln zwischen dem Schwingungsmodus 19a und dem Schwingungsmodus 19b für einen zweiten Streifenleiter 13b, der zu einer elliptischen Form mit einer Hauptachse verformt ist, deren Richtung mit den Polarisationsrichtungen der Schwingungsmoden 19a und 19b einen Winkel von 45° bildet. Wie man aus 7 erkennen kann, nimmt der Kopplungskoeffizient im wesentlichen proportional zur Elliptizität des zweiten Streifenleiters 13b zu.
Man kann somit sehen, daß der Kopplungskoeffizient der Schwingungsmoden über das Ändern der Länge d des Lückenteils 16 und der Elliptizität des zweiten Streifenleiters 13b eingestellt werden kann. Auf der Basis dieser Ergebnisse wurde die Länge d des Lückenteils 16 auf 3 mm und die Elliptizität des zweiten Streifenleiters 13b auf 0,9% eingestellt, damit man die Kennlinien eines vierstufigen Filters vom Tschebyscheff-Typ mit einer relativen Bandbreite von 1% in einer Inband-Welligkeit von 0,01 dB erhält. 8 zeigt das Frequenzverhalten nach Simulation mit dem elektromagnetischen Feldsimulator „Momentum" (Produkt der Firma Hewlett-Packard). 8 beweist, daß man Kennlinien eines vierstufigen Paßbandfilters erhält.
Indem der erste Streifenleiter 13a mit einer elliptischen Form versehen wird, kann eine direkte Kopplung zwischen dem Schwingungsmodus 18a und dem Schwingungsmodus 18b verursacht werden. Dadurch kann man die Charakteristiken eines elliptischen Funktionsfilters erhalten. 9 zeigt ein Beispiel für das Frequenzverhalten nach Simulation mit dem elektromagnetischen Feldsimulator „Momentum" (Produkt der Firma Hewlett-Packard). Wie man in 9 sehen kann, befinden sich auf beiden Seiten des Durchlaßbandes Kerben, und eine steile Flanke kann erhalten werden. Falls die Hauptachse der Ellipse des ersten Streifenleiters 13a gegen die Polarisationsrichtungen der Schwingungsmoden 18a und 18b um 45° verschoben ist und zwischen den Kopplungspositionen des ersten und zweiten Kopplungsanschlusses 17a und 17b verläuft, können derartige Kerben effektiv eingefügt werden.
Indem die beiden orthogonal polarisierten Schwingungsmoden der planaren Schaltungsresonatoren in dieser Konfiguration eines Hochfrequenzschaltungselements effektiv verwendet werden, kann man einen Filter erhalten, der eine Anzahl von Stufen aufweist, die das Doppelte der Anzahl seiner planaren Schaltungsresonatoren beträgt, so daß das Filter erfolgreich miniaturisiert werden kann. Außerdem kann man mit dieser Konfiguration ein mehrstufiges Filter mit drei oder mehr Stufen leicht erhalten.
Die erste und zweite Ausführungsform wurden über Beispiele mit drei oder zwei planaren Schaltungsresonatoren erläutert. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf diese Konfigurationen beschränkt, und es ist analog möglich, ein mehrstufiges Filter aus gekoppelten Resonatoren mit vier oder mehr planaren Schaltungsresonatoren zu erhalten. Dies kann sehr nützlich sein, weil bei Verwendung von mehr planaren Schaltungsresonatoren mehr Stufen realisiert werden, da man ein Filter erhält, das eine Anzahl von Stufen aufweist, die das Doppelte der Anzahl seiner planaren Schaltungsresonatoren beträgt.
Die erste und die zweite Ausführungsform wurden über Beispiele erläutert, bei denen der planare Schaltungsresonator einen auf einem Substrat ausgebildeten kreisförmigen oder elliptischen Streifenleiter enthielt. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf diese Konfigurationen beschränkt, und die gleichen Filterkennlinien kann man erhalten, indem man Streifenleiter anderer Formen für die planaren Schaltungsresonatoren verwendet, auch wenn planare Schaltungsresonator in diesem Fall einen Resonator bedeutet, bei dem das elektromagnetische Feld zweidimensional verteilt ist, wodurch man innerhalb eines schmalen Frequenzbereiches zwei Schwingungsmoden erhält, die in zwei orthogonalen Richtungen polarisiert sind. Falls kreisförmige oder elliptische Streifenleiter wie bei der ersten und zweiten Ausführungsform verwendet werden, können Stromkonzentrationen im Konturteil des Streifenleitermusters ef fizient reduziert werden, was eine weitere Verlustreduzierung gestattet.
Die erste und zweite Ausführungsform wurden über Beispiele erläutert, bei denen die planaren Schaltungsresonatoren Streifenleiter enthielten, die auf der Oberfläche eines Substrats und einer an der hinteren Oberfläche des Substrats ausgebildeten Massenebene ausgebildet waren. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf planare Schaltungsresonatoren mit diesen Konfigurationen beschränkt. Beispielsweise kann man die gleichen Filterkennlinien mit einer Drei-Platten-Konfiguration erhalten, bei der ein Streifenleiter 23 zwischen zwei Substrate 21 und 22 geschichtet ist und Masseplatten 24 und 25 auf der äußeren Oberfläche dieser Substrate 21 und 22 ausgebildet sind, wie in 10 gezeigt, oder mit einer koplanaren Wellenleiterstruktur, bei der Streifenleiter und die Masseebene auf der gleichen Oberfläche des Substrats ausgebildet sind, solange diese Struktur einen planaren Schaltungsresonator bildet.
Wenn eine Drei-Platten-Konfiguration verwendet wird, ist der Einfluß der Strahlung auf das elektrische Feld vernachlässigbar, so daß ein sehr stabiles Hochfrequenzschaltungselement mit geringem Verlust erzielt werden kann. Wenn eine koplanare Wellenleiterkonfiguration verwendet wird, kann das Element ausgebildet werden, indem nur eine Seite des Substrats bearbeitet wird, so daß der Herstellungsprozeß vereinfacht werden kann.
Es existiert keine besondere Einschränkung hinsichtlich des leitenden Materials, das für die Streifenleiter der planaren Schaltungsresonatoren für die Hochfrequenzschaltungselemente der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann, und es können Metalle oder supraleitende Materialien verwendet werden. Zu Beispielen für geeignete Metalle zählen Au, Ag, Pt, Pd, Cu und Al, und durch Schichten von mindestens zweien dieser Metalle kann man eine gute elektrische Leitfähigkeit und Adaptierung auf hohe Frequenzen erhalten. Zu Beispielen für geeignete supraleitende Materialien zählen bestimmte Metalle (beispielsweise Pb, PbIn und andere Pb-basierte Materialien oder Nb, NbN, Nb₃Ge und andere Nb-basierte Materialien), doch werden in der Praxis bevorzugt Hochtemperaturoxidsupraleiter (beispielsweise Ba₂YCu₃O₇) verwendet, die nicht so stark von Temperaturbedingungen abhängen. Wenn insbesondere ein supraleitendes Material für das leitende Material verwendet wird, können Einfügungsverluste dramatisch reduziert werden und die Stromverteilung im planaren Schaltungsresonator ist homogen, so daß man ein Hochfrequenzschaltungselement mit ausgezeichneter Leistungsverarbeitungskapazität erhalten kann.

Claims

Hochfrequenzfilter, umfassend: n planare Schaltungsresonatoren (4a, 4b, 4c, 15a, 15b) mit Scheibenform, die in Sequenz aneinander gekoppelt sind und jeweils zwei orthogonale Schwingungsmoden (7a, 7b, 18a, 18b) aufweisen, wobei n eine ganze Zahl größer als Eins ist, wobei die n planaren Schaltungsresonatoren (4a, 4b, 4c, 15a, 15b) in der gleichen Ebene angeordnet sind, und einen ersten Kopplungsanschluß (6a, 17a) und einen zweiten Kopplungsanschluß (6b, 17b), dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Kopplungsanschluß an einen jeweiligen von zwei Schwingungsmoden (7a, 7b, 18a, 18b) eines ersten (4a, 15a) der planaren Schaltungsresonatoren gekoppelt sind.
Hochfrequenzfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Scheibenform der n planaren Schaltungsresonatoren (4a, 4b, 4c, 15a, 15b) kreisförmig oder elliptisch ist.
Hochfrequenzfilter nach Anspruch 1, weiterhin mit einem Mittel zum Koppeln zwischen den beiden Schwingungsmoden eines n-ten der planaren Schaltungsresonatoren.
Hochfrequenzfilter nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der planaren Schaltungsresonatoren (4a, 4b, 4c, 15a, 15b) folgendes umfaßt: ein Substrat (1, 12), einen Streifenleiter (2a, 2b, 2c, 13a, 13b), der auf einer Oberfläche des Substrats (1, 12) ausgebildet ist, und eine Masseebene (3, 14), die an einer hinteren Oberfläche des Substrats (1, 12) ausgebildet ist.
Hochfrequenzfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Form des Streifenleiters (2a, 2b, 2c, 13a, 13b) kreisförmig oder elliptisch ist.
Hochfrequenzfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der planaren Schaltungsresonatoren folgendes umfaßt: zwei Substrate (21, 22), einen Streifenleiter (23), der zwischen die zwei Substrate (21, 22) geschichtet ist, und Masseebenen (24, 25), die auf Oberflächen der beiden Substrate (21, 22) ausgebildet sind, die nicht mit dem Streifenleiter (23) in Verbindung stehen.
Hochfrequenzfilter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Form des Streifenleiters (23) kreisförmig oder elliptisch ist.
Hochfrequenzfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder planare Schaltungsresonator (4a, 4b, 4c, 15a, 15b) einen Streifenleiter (2a, 2b, 2c, 13a, 13b) umfaßt, wobei die n Streifenleiter (2a, 2b, 2c, 13a, 13b) auf einer Linie angeordnet und durch Lückenteile (5a, 5b, 16) getrennt sind, wobei sich der erste Kopplungsanschluß (6a, 17a) an einer Position einer Kontur eines ersten (2a, 13a) der n Streifenleiter (2a, 2b, 2c, 13a, 13b) befindet, die sich an einem Ende der n Streifenleiter (2a, 2b, 2c, 13a, 13b) befindet, wobei sich die Position bezüglich einer Mitte des ersten Streifenleiters (2a, 13a) auf einer gegenüberliegenden Seite eines zweiten (2b, 13b) der n Streifenleiter (2a, 2b, 2c, 13a, 13b) befindet, der sich neben dem ersten Streifenleiter (2a, 13a) befindet, und der zweite Kopplungsanschluß (6b, 17b) sich an einer Position der Kontur des ersten (2a, 13a) der n Streifenleiter (2a, 2b, 2c, 13a, 13b) befindet, wobei die Position bezüglich des ersten Kopplungsanschlusses (6a, 17a) im wesentlichen um 90° verschoben ist.
Hochfrequenzfilter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Form der Streifenleiter kreisförmig oder elliptisch ist.
Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Hochfrequenzschaltungselement von leitenden Wänden (20) eingeschlossen ist.
Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß leitende Teile der planaren Schaltungsresonatoren (4a, 4b, 4c, 15a, 15b) aus einem supraleitenden Material hergestellt sind.