CN1812235B - 用于电源的电子部件和电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种用于驱动的半导体集成电路和模块，用于构成同步整流型开关调节器，其能够在轻负载期间使用比较器正确地检测和防止流经线圈(电感元件)的反向电流，并具有良好的功率效率。在同步整流型开关调节器中，该调节器包括能够检测其中反向电流流经电感元件(线圈)的状态的反向电流检测电路和反向电流防止功能，其中由多个并联晶体管形成用于同步整流的开关元件，并对该晶体管进行控制使得在轻负载期间它们中的一部分没有被驱动。

Description

用于电源的电子部件和电源装置
相关申请的交叉引用
本申请要求于2005年1月26日提交的日本专利申请No.2005-017578的优先权，据此将其内容通过参考引入本申请。
技术领域
本发明涉及一种用于提高同步整流型DC-DC转换器的DC-DC转换效率的技术，和一种用于通过减少同步整流型开关调节器中轻负载期间的功率损耗来提高转换效率的技术，该开关调节器具有反向电流防止功能，其检测反向电流并控制用于同步控制的晶体管。具体地，本发明涉及可有效地应用于例如包括构成开关调节器的开关元件及其驱动电路的供给电压控制装置、其用于电源的电子部件模块(电源驱动器模块)以及电源装置的上述技术。
背景技术
同步整流型开关调节器是一种DC-DC转换器。同步整流型开关调节器具有开关元件，该开关元件位于经由线圈(电感器)从电源流到负载的电流的通路上，并且同步整流型开关调节器通过使开关元件导通或截止，控制流入负载的电流。此外，调节器具有另一个用于同步整流的开关元件，它在连接上述开关元件和线圈的节点与接地(接地点)之间，以通过这个开关元件与主开关元件的互补的导通/截止控制来减少损耗。
这种同步整流型开关调节器具有这样的问题，即，其中随着负载变轻，无用功率损耗比例增加，而当负载相对较重时这个比例较小。这是由于在负载变轻时流经线圈的电流的方向反转，这使得负电流(反向电流)流经用于同步整流的开关元件而接地并导致了损耗，而在重负载期间，正电流总是经过线圈流向负载。为了减少这种反向电流引起的损耗，已经提出了一种发明(例如，专利文献1)，该发明设置为检测至其中有反向电流流动的轻负载状态的跃变(transition)，并且使接地端的用于同步整流的开关元件截止。
[专利文献1]日本未审专利公开No.2002-281743
发明内容
最近，将微处理器作为***控制器而安装在其中的电子装置的数目越来越多，并且为了提升微处理器的性能，微处理器(此后称作CPU)的工作频率趋向于变得越来越高。而且，为了抑制电流消耗并延长电池寿命，供给到CPU的电压趋向于降低。
具有内置CPU的便携式电子装置等通常采用这样的方法，即其中通过由开关调节器逐步提高或降低电池电压而将工作电流供给到CPU。关键在于电池寿命能延长多久。为了延长电池寿命，当CPU不需要工作时，执行控制以使整个CPU或部分CPU电路去激活(deactiveate)并将CPU置于低电流消耗状态(备用状态)。结果，CPU的电流消耗趋向于在更宽的范围内变化。
同时，对于至CPU的电源，需要下列条件：低电压、大电流输出和高效率；对输出电流变化的良好的瞬态响应特性；轻负载期间的高效率等.在低电压、大电流输出和高效率方面，同步整流型开关调节器适合在电源电路中使用.此外，为了满足在低负载期间的高效率的要求，具有防止反向电流功能的调节器较为适合.
然而，如专利文献1中的图6所公开的那样，调节器配置为使用比较器来检测电流流动方向并激活反向电流防止功能，该调节器具有这样的缺陷，即其中由于比较器具有输入偏差，所以很难正确地检测反向电流。具体地，专利文献1中的图6公开的反向电流防止电路利用监视低端开关MOS(用于同步整流的开关元件)的源漏电压的比较器来检测电流方向，并在检测到反向电流时使开关MOS截止。因此，开关MOS的导通电阻越大，越容易检测出反向电流。
然而，由于大的开关MOS的导通电阻在正常工作期间会导致大的功率损耗，所以通常将开关MOS的导通电阻设计得较小。同时，由于制造差异，比较器的输入偏差常常变化。作为结果，利用具有大输入偏差的比较器，可能会出现要检测的电压在输入偏差之内而无法检测的问题。
例如，由于通常比较器的输入偏差约为±3mV，如果开关MOS的导通电阻设在1.4mΩ且漏极电流为1A，则只会出现1.4mV的小源漏电压，因此造成了这样的问题，即其中如果反向电流出现也无法检测到。同样，常规同步整流型开关调节器还遇到了在轻负载期间低功率效率的问题。
本发明的一个目的是提供一种电源控制装置和一种用于电源的电子部件(电源驱动器模块)，以及一种使用上述部件的电源装置，其中该电源控制装置和用于电源的电子部件用于构成同步整流型开关调节器，该调节器能够在轻负载期间通过使用比较器正确地检测并防止流经线圈(电感元件)的反向电流，并且具有良好的功率效率。
本发明的另一个目的是提供一种电源控制装置和一种用于电源的电子部件，以及一种使用上述部件的电源装置，其中该电源控制装置和用于电源的电子部件用于构成同步整流型开关调节器，该调节器在轻负载期间具有降低的功率损耗，因而具有良好的转换效率。
从本说明书和附图的描述，本发明的上述和其他目的及新颖特征将变得显而易见。
这里公开的本发明的代表性方面将概括如下。
在同步整流型开关调节器中，该调节器包括能够检测反向电流流经电感元件(线圈)的状态的反向电流检测电路和用来防止反向电流的反向电流防止功能，其中通过多个并联晶体管形成用于同步整流(低端开关元件)的开关元件，并且对该并联晶体管进行控制使得在轻负载期间它们中的大部分保持截止。
根据上述方式，在轻负载期间大部分用于同步整流的开关元件未导通并处于截止状态。由此，减少了在轻负载期间驱动用于同步整流的开关元件所涉及的驱动损耗，并提高了调节器的效率。因为在轻负载期间，大部分并联晶体管保持截止，所以用于同步整流的开关元件的导通电阻增加，且电位差将变大到足以可利用用于检测反向电流的比较器进行检测。因此，可以防止由比较器的输入偏差引起的反向电流难以检测的问题。
以下将简要描述通过本发明的代表性方面将会获得的效果。
可以使用比较器正确地检测出并防止流经线圈(电感元件)的反向电流.可以实现在轻负载期间具有减小的功率损耗的同步整流型开关调节器.作为结果，提高了电源装置的转换效率，降低了电池消耗，并可以提供这样的电源装置，其能够驱动便携式电子装置，以在像睡眠模式的轻负载状态中，可以利用电池更长时间地使用该便携式电子装置.
附图说明
图1是表示应用本发明的用于电源的电子部件以及使用上述部件的降压型(step-down type)同步整流开关调节器的实施例的电路图。
图2是表示在正常负载期间用于根据实施例的开关调节器和常规型调节器的信号定时的定时图。
图3是表示在轻负载期间用于没有反向电流防止功能类型的调节器的定时图。
图4是表示在轻负载期间用于根据实施例的开关调节器的定时图。
图5是从对根据实施例的开关调节器和常规型调节器的操作的模拟中得到的、以输出电流Iout作为横坐标的功率效率特性图，其中在常规型调节器中没有将低端开关元件SW2分为Q2a和Q2b。
图6A是当对高端和低端两个开关元件都进行驱动时低端开关元件的两个晶体管的功率损耗特性图，其中以输出电流Iout作为横坐标。
图6B是当低端开关元件的一个晶体管保持截止而仅对另一个晶体管进行驱动时低端切换元件的功率损耗特性图，其中以输出电流Iout作为横坐标。
图7是表示其中具体实施了本发明的、采用多个电源驱动器模块的多相型电源装置的配置的一个例子的框图。
具体实施方式
此后，将基于附图描述本发明的优选实施例。
图1表示了应用本发明的用于电源的电子部件和作为同步整流型DC-DC转换器的降压型开关调节器的实施例。
在图1中，由虚线100圈起的电路部分是用于驱动器的半导体集成电路(驱动器IC)，形成在像单晶硅芯片的单个半导体芯片上。SW1和SW2是由诸如功率MOSFET的半导体元件形成的开关元件。将这些开关元件SW1和SW2以及上述驱动器IC 100安装在单个封装(package)中，构成电源驱动器模块(由交替的长短虚线A圈起的部分)。L1和CL是诸如线圈和电容器的分立电子部件，将它们作为外部元件连接到上述模块。
在本说明书中，在结构中将多个半导体芯片和分立部件安装在像陶瓷衬底的绝缘衬底上，其中导电端子布置在其外部边缘上并通过焊线与印刷布线进行互连，使得每个部件完成给定的功能，将这种结构称为模块，如此构造该结构，使得可以将其看作为单个电子部件。
本实施例的开关调节器包括开关元件SW1和SW2、线圈L1和平滑电容器CL，其中开关元件SW1和SW2串联连接在上述模块的电压输入端子Vin和接地点(参考电位端子)GND之间，并把从电池200等供给的DC电压输入到电压输入端子Vin，其中线圈L1作为电感元件，其一个端子连接到输出端子OUT，该输出端子OUT连接到连接开关元件SW1和SW2的节点N0，其中平滑电容器CL连接在线圈L1的另一个端子和接地点之间。
驱动器IC 100装备有开关控制电路110、输入逻辑120和反向电流检测电路130，其中开关控制电路110生成为其导通/截止控制而施加到开关元件SW1和SW2的驱动信号，其中输入逻辑120从外部电源控制IC 300接收PWM(脉冲宽度调制)脉冲输入，并生成从其生成用于SW1和SW2的驱动信号的PWM控制脉冲Ppwm和Ppwm，并将PWM控制脉冲Ppwm和Ppwm供给到开关控制电路110，其中反向电流检测电路130检测从节点N0流向接地电位GND的电流(此后，该电流称为反向电流)。施加到SW1的驱动信号电平要高于施加到SW2的驱动信号电平。虽然没有表示出来，但将用于改变施加到SW1的PWM控制脉冲Ppwm或控制信号电平的电路提供在开关控制电路110或输入逻辑120中。脉冲Ppwm是与Ppwm的相位相反的脉冲。
在本实施例中，虽然未加限制，但高端开关元件SW1和低端开关元件SW2都由n沟道型MOSFET形成。可以采用p沟道型MOSFET作为高端开关元件SW1。在本实施例中，低端开关元件SW2包括两个并联连接的MOSFET Q2a和Q2b。Q2a和Q2b的尺寸(栅极宽度)比例设定在9∶1。高端MOSFET Q1的尺寸与Q2a+Q2b的尺寸的比例约为1∶2。
通过形成数千至数万个布置在单个半导体芯片上的MOSFET，并由布线图形或电极分别互连所有MOSFET的栅极、漏极和源极，使其像单个FET那样操作，从而提供了像功率MOSFET的大型MOSFET。如果采用了这种功率MOSFET，则将数千至数万个MOSFET分为尺寸比例为9∶1的两组，并且可以将该并联连接的MOSFET组用作上述的MOSFET Q2a和Q2b。
电源控制IC 300包括但不限于用来生成例如具有给定频率的三角波信号的信号的电路和PWM比较器，该PWM比较器将生成的三角波信号与输出反馈电压比较，并生成具有与电位差一致的脉冲宽度的PWM控制脉冲Ppwm。控制IC 300操作为随着输出电压Vout的降低而增加PWM脉冲宽度，并相反地操作为随着输出电压Vout的增加而降低PWM脉冲宽度。即根据输出电压Vout的电平，PWM脉冲的占空比变化，以在输出电压Vout降低时延长高端开关元件SW1的导通周期，并在输出电压Vout增大时延长低端开关元件SW2的导通周期。以这种方式，执行了反馈控制以保持输出电压Vout恒定。
开关控制电路110包括缓冲器111、或(OR)门电路112、与(AND)门电路113、与(AND)门电路114以及缓冲器115和116，其中缓冲器111接收由输入逻辑120生成的PWM控制脉冲Ppwm，并把要施加的驱动信号输出到高端开关元件SW1的栅极端子，其中或门电路112将反向电流检测电路130的输出信号RC和来自芯片外部的模式控制信号SMOD进行逻辑相加，其中与门电路113将或门电路112的输出和来自输入逻辑120的PWM控制脉冲Ppwm进行逻辑相乘，其中与门电路114将PWM控制脉冲Ppwm和模式控制信号SMOD进行逻辑相乘，其中缓冲器115和116分别接收与门113和114的输出，并把要施加的驱动信号输出到低端开关MOSFET Q2a和Q2b的栅极端子。模式控制信号SMOD是指示***是置于存在轻负载的睡眠模式中还是置于存在正常负载的激活模式中的信号，并且当模式控制信号SMOD处在高电平时指示激活模式，以及其处在低电平时指示睡眠模式。
通过来自输入逻辑120的PWM控制脉冲Ppwm和Ppwm，使开关元件SW1和SW2互补地导通和截止，即确保当一个SW导通时，另一个SW截止。此外，缓冲器111、115和116生成驱动信号，该驱动信号包括空载时间(dead time)以防止开关元件SW1和SW2同时导通而输运电流，并且缓冲器111、115和116将这些信号供给到SW1和SW2(Q2a和Q2b)。
反向电流检测电路130包括比较器131和反向电流标记电路132，其中比较器131用于反向电流检测，并且它把在连接开关元件SW1和SW2的节点N0处的电位VLX与像接地电位GND的给定参考电压进行比较，其中反向电流标记电路132包括但不限于触发电路、计数器和复位电路，该触发器和计数器用以保持在给定时间中检测到的反向电流状态，该复位电路生成复位触发器和计数器的信号.
在睡眠模式中，当模式控制信号SMOD处在低电平时，反向电流检测电路130监视在节点N0处的电位VLX，并当其检测到反向电流且其输出RC变为高电平时，开关控制电路110中的或门电路112的输出变为低电平，并将与门电路113关闭。因此，在轻负载期间当经过线圈的反向电流出现时，尽管将PWM控制脉冲Ppwm从输入逻辑120输入到与门电路112，但停止了将栅极驱动信号供给到低端开关元件SW2的MOSFET Q2b，并且使Q2b截止。
另一方面，当模式控制信号SMOD处在指示睡眠模式的低电平时，MOSFET Q2a保持截止。在这种模式中，因为与门电路114关闭，所以不管是否检测到反向电流，都会切断将栅极驱动信号供给到Q2b。在当模式控制信号SMOD处在高电平时的激活模式中，不管是否检测到反向电流，与门电路113和114都开启，并将PWM控制脉冲Ppwm供给到缓冲器114和115以同时导通和截止Q2a和Q2b。
简而言之，本实施例的开关调节器特征在于，在正常负载(激活模式)期间对低端开关元件SW2的MOSFET Q2a和Q2b都进行驱动，而在轻负载(睡眠模式)期间，只对一个MOSFET Q2b进行导通和截至。由此，在轻负载期间，低端开关元件SW2的导通电阻增加，并且在连接开关元件SW1和SW2的节点N0处的电位VLX的变化范围变得大于当Q2a和Q2b都被驱动时电位VLX的变化范围，因而，不管比较器131的输入偏差，反向电流状态都可以被检测出。
接着，使用图2至图4的定时图，对根据上述实施例的开关调节器和没有反向电流防止功能类型的调节器在正常负载期间和轻负载期间的操作进行论述。图2表示了在正常负载期间的操作定时图，其为两种类型的调节器所共有。图3表示了在轻负载期间用于没有反向电流防止功能类型的调节器的操作定时图。图4表示了在轻负载期间用于根据该实施例的调节器的操作定时图。虽然在图2至图4中没有明显地示出，但驱动开关元件SW1和SW2导通和截止的信号实际上包括空载时间，以避免两个SW的高电平周期的重叠并防止电流同时流过两个SW。
如图2至图4中所示，在PWM控制脉冲Ppwm的高电平周期T1期间，使高端开关元件SW1导通并且使低端开关元件SW2截止。在此周期期间，输入电压Vin(12V)施加到连接开关元件SW1和SW2的节点N0，节点处的电位VLX为12V，电流I1从开关元件SW1流向线圈L1，并且流经线圈L1的电流IL逐渐增加。此时，在正常负载期间，对于任一类型的调节器，流经线圈L1的电流IL为正，即正向流动(流向负载)。然而，在轻负载期间，因为小的输出电流Iout，所以对于没有反向电流防止功能类型的调节器，反向即负电流IL流经线圈L1，如图3中由周期T3的IL跃变图所示。
另一方面，对于根据上述实施例的调节器，在轻负载期间，在定时t1，如图4中所示，使高端开关元件SW1截止并且使低端开关元件SW2导通。为了使电流连续流过线圈，在连接开关元件SW1和SW2的节点N0处的电位VLX降为负的并且逐渐增加。在定时t2，当经过线圈L1的电流IL的方向即将反转时，在节点N0处的电位VLX返回到0V(＝GND)，并且比较器131的输出反向。由此，反向电流防止功能工作并且还使低端开关元件SW2截止。
结果，连接节点N0变为浮置，并且通过线圈L1的电感部件与节点N0的寄生电容的谐振作用，产生节点N0处的电位VLX围绕输出电压Vout的振荡(ring)。然而，流经线圈L1的电流IL没有变为负的，即没有反向线圈电流流动，如图3中由周期T3的IL跃变图所示。通过以这种方式防止反向电流，能避免无用电流从线圈流向接地点并能避免功率效率降低。
现在，如图4中所示，从在连接节点N0处的电位VLX的波形图可以看出，在定时t1的VLX波形下降越多，则波形梯度越大，且将越容易通过比较器131检测出反向电流。相反地，如果在定时t1，VLX从0V的下降量Vd小于比较器131的输入偏差，则无法通过比较器131检测出零交叉点(zero-cross point)。
在上述实施例的调节器中，低端开关元件SW2由并联连接的两个MOSFET Q2a和Q2b组成，并在具有轻负载的睡眠模式期间，通过模式控制信号SMOD使低端开关元件SW2的两个MOSFET中的Q2a保持截止。因此，电流只流经Q2b并且SW2的导通电阻大于当Q2a和Q2b都导通时的正常模式中的导通电阻(在此实施例中是正常模式中导通电阻的10倍)。作为结果，当使Q2b导通时(在定时t1)在连接节点N0处的电位VLX的下降变得更多，零交叉点也变得更容易由比较器131检测出。
接着，在与常规型调节器的比较中，对上述实施例的开关调节器的功率效率进行论述。
图5表示了从对根据实施例的开关调节器和常规型调节器的操作的模拟得到的、以输出电流Iout作为横坐标的功率效率特性。模拟在下列设置中进行：输入电压Vin为12V，输出电压Vout为1.3V，PWM控制脉冲频率为500kHz，以及线圈的电感L为0.45uH。
在图5中，空心方形点线描绘了没有反向电流防止功能类型的调节器的功率效率，菱形点线描绘了具有反向电流防止功能、但低端开关元件SW2未分为Q2a和Q2b类型的调节器的功率效率，以及空心三角形点线描绘了根据本实施例的调节器的功率效率，在根据本实施例的该调节器中，执行了反向电流防止，并且在较小输出电流Iout的区域中即轻负载期间，Q2a处于截止状态，只驱动开关元件SW2的Q2b导通和截止。
从图5，明显看出，在较小输出电流Iout的区域中即在轻负载期间，当例如Iout＝0.3A时，根据本实施例的调节器的功率效率提高了大约10％。在图5中，在较大输出电流Iout的区域中，即在重负载期间，由菱形点线表示的常规型调节器的功率效率高于由空心三角形点线表示的本实施例的调节器的功率效率，因为常规型调节器采用了和本实施例中采用的MOSFET Q2a和Q2b的组合一样大的、未分开的MOSFET作为低端开关元件SW2。
在轻负载期间，当只对低端开关元件SW2的Q2b进行驱动而Q2a处于截止时，调节器的功率效率得到提高的原因在于减少了SW2的功率损耗。
以输出电流Iout作为横坐标，图6A表示了当对两个MOSFETQ2a和Q2b都进行驱动时SW2的功率损耗特性，图6B表示了当只对低端开关元件SW2的Q2b进行驱动而Q2a处于截止时SW2的功率损耗特性。在下列条件下进行了模拟：输入电压Vin为12V，输出电压Vout为1.3V，PWM控制脉冲频率为500kHz，线圈的电感L为0.45μH，以及栅源电压为5V。MOSFET Q2a和Q2b的尺寸比例为9∶1。使用了具有27mΩ的导通电阻和677pF的等效输入电容Ciss的MOSFET Q2b。因此，当对两个晶体管Q2a和Q2b都进行驱动时，SW2的导通电阻为2.7mΩ，等效输入电容Ciss为6667pF。
在图6A和图6B中，交替的长短虚线B表示由两个MOSFET或一个MOSFET的导通电阻引起的损耗，虚线C表示在驱动两个MOSFET或一个MOSFET中涉及的损耗，实线A表示作为上述损耗组合的总损耗。驱动损耗与等效输入电容Ciss、升高到其二次方的电压Vgs和操作频率f成比例，但与电流Iout无关。因此，在任何情况中，虚线C为常数。然而，因为作为整体进行驱动的MOSFET的尺寸大于图6A情况中的尺寸，所以驱动损耗高于图6B中所示损耗。
如图6A中所示，当对两个MOSFET Q2a和Q2b都进行驱动时，因为导通电阻Ron较小，但寄生电容Ciss较大，所以驱动损耗构成总损耗的大部分。另一方面，如图6B中所示，当只对Q2b进行驱动时，寄生电容Ciss较小，但导通电阻Ron较大，所以电阻损耗构成总损耗的大部分。从图6A和图6B中很明显看出，在本实施例的调节器中，当输出电流Iout为1.4A或更小时，在只对Q2b进行驱动的情况中的总损耗要小于对两个MOSFET都进行驱动的情况中的总损耗。
对于高端开关元件SW1，其导通损耗与等效电容、升高到其二次方的电压和节点N0的操作频率成比例。通过提供反向电流保护功能以防止负电流流动，像本实施例的调节器那样，在连接开关元件SW1和SW2的节点N0的电位VLX相对变高。结果，因为当使MOSFET Q1导通时漏源电压变小，所以有这样一个优势即高端MOSFET Q1的导通损耗要小于没有反向电流保护功能的调节器的导通损耗。
这从图3和图4的定时图可以明显地说明。当使MOSFET Q1导体时，对于没有反向电流防止的调节器，在图3中在连接节点N0处的电位VLX从0V增加到12V，而对于具有反向电流防止的调节器，在图4中在连接节点N0处的电位VLX这时从输出电压Vout(1.3V)增加到12V，即变化程度较小。因为在本实施例中，输入电压为12V并且输出电压Vout为1.3V，所以降低高端MOSFET Q1的驱动损耗的效果要小于降低低端MOSFET Q2的驱动损耗的效果。然而，如果输出电压Vout变得更高，则降低高端MOSFET Q1的驱动损耗的效果将很显著。
在本实施例中，只将低端开关元件SW2分为两个MOSFET并在轻负载期间将一个MOSFET保持截止，而没有将高端开关元件SW1分为两个MOSFET的原因在于，SW1的栅极驱动损耗可以忽略，这是因为SW1的栅极电容基本上小于SW2的栅极电容，并且重点放在了确保通过比较器131进行的反向电流检测上。如果重点也放在轻负载期间提高功率效率上，则可以对高端开关元件SW1进行配置，使得将其分为两个MOSFET，并在轻负载期间将一个MOSFET保持截止。
虽然此前已对本发明的第一实施例进行了描述，但作为另一个实施例，也可以通过一个MOSFET Q2形成开关元件SW2并在轻负载期间降低用于SW2的栅极驱动电压，而不是像在上述实施例中，由两个MOSFET Q2a和Q2b形成低端开关元件SW2，并在轻负载期间只驱动一个MOSFET。通过这种实现，还可以增大在轻负载期间开关元件SW2的导通电阻，使得比较器131能准确地检测反向电流，此外，如上所述，因为SW2的驱动损耗与升高到其二次方的驱动电压成比例，所以还可以提高在轻负载期间的功率效率。
在如第一实施例配置的调节器中，驱动器IC 100接收来自外部的模式控制信号SMOD，并通过此信号，在轻负载期间使低端开关元件SW2的两个MOSFET中的一个Q2a截止。然而，可以对调节器进行配置，使得用以检测输出电流Iout的电路提供在驱动器IC 100或控制IC 300中，并在通过上述电路检测出的轻负载期间，例如，当Iout为1A或更小时，使低端开关元件SW2的两个MOSFET中的一个Q2a截止。
图7表示了其中具体实施了本发明的采用多个电源供给驱动模块的多相型电源供给装置的配置的一个例子。
图7的电源装置是适用于其所需电流大于单个开关调节器的电流供给容量的负载、或需要非常稳定的供给电压的负载的***。在图7中，驱动器IC通过100A、100B...100N来表示，并且每个驱动器IC是具有如图1中所示结构的驱动器IC。通过在单个PWM控制IC 300的PWM驱动控制下，对多个电源驱动器模块进行控制，其中每一个电源驱动器模块包括驱动器IC以及开关元件SW1和SW2。每个低端开关元件SW2由两个未示出的并联MOSFET Q2a和Q2b形成。
将稳压电容器CL1、CL2...CLN分别连接到线圈L1、L2...LN，其中由每个电源驱动器模块供给的电流流经线圈L1、L2...LN。将由这些电容器稳定的电压Vout供给到公用负载(例如，具有CPU的微型计算机***)LOAD，并将其反馈到PWM控制IC 300。反馈电压可以是通过插在输出端子和接地点之间的串联电阻器的分压电压。
基于反馈输出电压Vout，PWM控制IC 300为整个***确定PWM控制脉冲的占空比，使得电压与所需电压匹配，并且PWM控制IC300对要分别供给到驱动器IC 100A、100B...100N的PWM控制脉冲PWM_1、PWM_2...PWM_N的相位进行移位。作为结果，对从调节器的线圈L1、L2...LN输出的电流的峰值进行了移位，并将比单个调节器更稳定的电流供给到负载LOAD。在这个***中，将表示模式的信号或编码MODE从作为负载的CPU发送到PWM控制IC
300，其并不受此限制。PWM控制IC对其识别或译码，并将模式控制信号SMOD供给到驱动器IC 100A、100B...100N。根据SMOD信号，在每个驱动器IC中，在轻负载期间使低端开关元件SW2的一个晶体管保持截止。
在一些实现中，在睡眠模式期间，PWM控制IC 300可以降低用于驱动器IC 100A、100B...100N的PWM控制脉冲PWM_1、PWM_2...PWM_N的频率。这可以进一步地提高在轻负载期间的功率效率。
虽然基于实施例已经对由本发明人做出的本发明进行了明确地描述，但需理解到本发明并不限于上文描述的实施例，在不脱离本发明的范围情况下，可以进行各种改变。例如，对于所述实施例的开关调节器，施加了PWM驱动控制，即通过用从PWM控制IC供给到驱动器IC的给定频率改变控制脉冲的占空比，对输出电压进行控制。然而，开关控制并不限于PWM控制，本发明还能应用到这样的装置或***，即这种装置或***配置成当用于开关元件SW1和SW2的控制信号降低或升高时，根据输出电压改变定时。
虽然在所述实施例中，将驱动器IC 100与开关元件SW1和SW2形成在分离的半导体芯片上，但不用说也可以将IC和开关元件形成在单个半导体芯片上。在所述实施例中，虽然通过将一个驱动器IC100与一对开关元件SW1和SW2安装在单个封装中来构成模块，但也可以通过将两个或更多对的开关元件SW1和SW2以及能够驱动SW1和SW2的驱动器IC 100安装在单个封装中来构成多相模块。
此外，虽然在所述实施例中低端开关元件SW2由两个并联连接的MOSFET Q2a和Q2b形成，但也可以通过三个或更多晶体管来形成SW2，并根据负载，以在负载变轻时使更多晶体管保持截止的方式，控制它们.
在所述实施例中，低端开关元件SW2的MOSFET Q2a和Q2b的尺寸比例为9∶1。然而，这个尺寸比例可为***适当地进行改变，因为最优比例根据诸如使用中的MOSFET的特性以及输入电压应转换到的电压之类的条件而变化。
虽然在本发明的背景技术应用领域中，上述由本发明人做出的以上描述集中在降压型开关调节器，但本发明还可以用于升压/降压型的同步整流开关调节器等。

Claims (10)

1.一种电源控制装置，其执行串联连接在电压输入端子和参考电位端子之间的第一开关元件和第二开关元件的互补的导通/截止控制，使电流流过与连接所述第一开关元件和所述第二开关元件的节点连接的电感元件，由此把要施加到所述电压输入端子的电压转换为输出的电压，所述电源控制装置包括反向电流检测电路以检测所述第二开关元件的反向电流状态，并且所述电源控制装置具有反向电流防止功能，当所述反向电流检测电路检测到所述反向电流状态时，对于其中所述第二开关元件将要导通的周期，防止将所述第二开关元件导通，
其中所述第二开关元件包括并联连接的多个晶体管，并且对所述多个晶体管进行控制，使得在更轻负载期间将更多的晶体管保持为截止。
2.根据权利要求1所述的电源控制装置，其中所述第二开关元件包括两个晶体管，并在轻负载期间把所述两个晶体管中栅极宽度较大的一个晶体管保持为截止。
3.根据权利要求1所述的电源控制装置，其中所述反向电流检测电路包括比较器，所述比较器将在连接所述第一开关元件和所述第二开关元件的所述节点处的电位与给定电位进行比较，并检测反向电流状态。
4.一种用于电源的电子部件，所述电子部件包括：第一开关元件和第二开关元件，串联连接在电压输入端子和参考电位端子之间；和用于驱动的半导体集成电路，所述半导体集成电路执行所述开关元件的互补的导通/截止控制，所述第一开关元件和所述第二开关元件与所述半导体集成电路安装在单个封装中，所述电子部件使电流流过与连接所述第一开关元件和所述第二开关元件的节点连接的电感元件，由此将施加到所述电压输入端子的电压转换为输出的电压，
其中所述第二开关元件包括两个并联连接的晶体管，
其中所述半导体集成电路包括反向电流检测电路，以检测所述第二开关元件的反向电流状态；所述半导体集成电路具有反向电流防止功能，当所述反向电流检测电路检测到所述反向电流状态时，对于所述第二开关元件将要导通的周期，防止将所述第二开关元件导通，并且在轻负载期间使并联连接的所述两个晶体管中的一个保持为截止。
5.根据权利要求4所述的用于电源的电子部件，其中所述反向电流检测电路包括比较器，所述比较器将在连接所述第一开关元件和所述第二开关元件的所述节点处的电位与给定电位进行比较，并检测反向电流状态。
6.根据权利要求4所述的用于电源的电子部件，其中所述半导体集成电路装备有用于接收控制信号的端子，所述控制信号用于指示从外部供给的负载是轻负载还是重负载，并且当所述控制信号指示等同于所述轻负载状态的状态时，所述半导体集成电路使所述两个晶体管中的任意一个保持为截止。
7.一种电源装置，包括：
如权利要求4中所述的用于电源的电子部件；
用于控制的集成电路，所述用于控制的集成电路生成具有根据输出电压调整的占空比的PWM控制脉冲，并将所述PWM控制脉冲供给到所述半导体集成电路；
电感元件，连接到所述用于电源的电子部件的输出端子；和
平滑电容器，连接到所述电感元件的另一个端子。
8.一种电源装置，包括：
如权利要求6中所述的用于电源的电子部件；
用于控制的集成电路，所述用于控制的集成电路生成具有根据输出电压调整的占空比的PWM控制脉冲，并将所述PWM控制脉冲供给到所述半导体集成电路；
电感元件，连接到所述用于电源的电子部件的输出端子；和
平滑电容器，连接到所述电感元件的另一个端子，
其中将所述控制信号从所述用于控制的集成电路供给到所述半导体集成电路。
9.根据权利要求8所述的电源装置，其中将多个所述用于电源的电子部件连接到所述用于控制的集成电路，并且将彼此具有不同相位的所述PWM控制脉冲从所述用于控制的集成电路供给到所述多个用于电源的电子部件。
10.根据权利要求7所述的电源装置，其中输出电压低于输入电压。
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