CN1576859A - 包括高可靠性过电流检测电路的电源控制装置 - Google Patents

包括高可靠性过电流检测电路的电源控制装置 Download PDF

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Abstract

在控制从电池(2)向负载(3)供电的电源控制装置中包括，电池端(T0)，可连接于所述电池；输出端(T1)，可连接于所述负载；接地端(T2)；晶体管(11)，连接在所述电池端和所述输出端，用于导通或切断所述电池和所述负载之间的连接。过电流检测电路(12C、12C′、12D、12D′)连接在所述电池端和所述输出端，用于检测是否有过电流已流过所述晶体管。控制电路(13、14)连接在所述电池端和所述接地端，用于激活所述第一晶体管和所述过电流检测电路。

Description

包括高可靠性过电流检测电路的电源控制装置
技术领域
本发明涉及控制电池向车辆负载供电的电源控制装置，尤其涉及其中的过电流检测电路的改善。
背景技术
现有的控制电池向负载供电的电源控制装置包括至少三个终端，即可连接于电池的电池端、可连接于负载的输出端和接地端。在电池端和输出端之间连接有输出晶体管，其导通或切断电池和负载之间的连接。另一方面，过电流检测电路连接在电池端和接地端之间，用于检测是否有过电流已流过输出晶体管。此外，控制电路连接在电池端和接地端之间，用于激活输出晶体管和过电流检测电路(参见JP-A-6-180332)。这将在随后详细描述。
然而，在上述现有的电源控制装置中，当控制电路工作时，接地端的电压就会升高，由于过电流检测电路连接于接地端，因此过电流检测电路将不会工作。此外，还难于获得高精确度的过电流检测。并且，该装置尺寸大而且制造成本高。另外，当导通或切断输出晶体管时会产生开关噪声。这也将在随后详细描述。
发明内容
本发明的目的是提供一种包括高可靠性过电流检测电路的电源控制装置。
根据本发明，在控制电池向负载供电的电源控制装置中，包括可连接于电池的电池端、可连接于负载的输出端和接地端，连接在电池端和输出端之间导通或切断电池和负载之间的连接的晶体管。过电流检测电路连接在电池端和输出端之间，检测是否有过电流已流过晶体管。控制电路连接在电池端和接地端之间，激活晶体管和过电流检测电路。
由于过电流检测电路没有连接于接地端，因此即使当控制电路工作时使接地端的电压升高，过电流检测电路也可以必然地工作。
附图说明
与现有技术相比较而言，通过以下参考附图的描述，将清楚地理解本发明，其中：
图1是说明第一个现有电源控制装置的电路图；
图2是说明第二个现有电源控制装置的电路图；
图3是说明根据本发明的电源控制装置的第一具体实施例的电路图；
图4是图3的电源控制装置的改进电路图；
图5A、5B和5C是图3和图4的恒电流源的详细电路图；
图6是说明根据本发明的电源控制装置的第二个具体实施例的电路图；
图7是图6的电源控制装置的改进电路图；和
图8、9、10和11分别是图3、4、6和7的改进电路图，其中由一个独立装置构成过电流检测电路。
具体实施方式
在描述优选具体实施例之前，将参考附图1和2说明现有电源控制装置。
在说明第一现有电源控制装置的图1中，电源控制装置1具有连接于电池2的电池端T0，连接于负载3(例如，启动器、灯)的输出端T1以及接地端T2，电池2的电压由VB表示。请注意负载3和接地端T2被接地于车体；但是，负载3和接地端T2一般分别接地于车辆的不同接地位置GND1和GND2。
图1的电源控制装置由以下构成：连接在电池端T0和输出端T1之间导通或切断电池2和负载3之间的连接的输出MOS晶体管11和负载3，过电流检测电路12A连接在电池端T0和接地端T2之间，用于检测流过输出MOS晶体管11的过电流，以及由逻辑电路13构成的控制电路和连接在电池端T0和接地端T2之间的电荷泵电路14。在这种情况下，过电流检测电路12A产生电流型过电流检测信号DET。
逻辑电路13接收输入信号IN而产生时钟信号CLK。当时钟信号CLK激活电荷泵电路14时，电荷泵电路14导通输出MOS晶体管11和过电流检测电路12A。另一方面，当过电流检测电路12检测到由于输出端T1接地端T2之间或负载3内部的短路状态而导致流过输出MOS晶体管T1的过电流时，以及过电流检测电路12也将过电流检测信号DET1发送给逻辑电路13时，将停止提供时钟信号CLK。结果，使电荷泵电路14无效，以至切断了输出MOS晶体管11和过电流检测电路12A。
过电流检测电路12A由类似于输出MOS晶体管11的电流检测MOS晶体管121构成。电流检测MOS晶体管121由电荷泵电路14导通。在这种情况下，如果输出MOS晶体管11与电流检测MOS晶体管121的栅宽度比为1000∶1，那么流过输出MOS晶体管11的电流与流过电流检测晶体管121的电流之间的比为1000∶1。例如，前者的电流是1A，而后者的电流就是1mA。
除此之外，过电流检测电路12A还由控制MOS晶体管122和运算放大器123构成，该晶体管122控制电流检测MOS晶体管121的源电压VS。运算放大器123具有接收源电压VS的非反相输入、接收输出端T1的输出电压Vout的反相输入和控制控制MOS晶体管122的栅电压的输出，如此导致电流检测MOS晶体管121的源电压接近于输出电压Vout。
过电流检测电路12A进一步地由电流镜电路构成，该电路由类似的MOS晶体管124和125构成，其具有连接于控制MOS晶体管122的输入端124a以及连接于恒电流源126的输出端125a。在这种情况下，MOS晶体管124与MOS晶体管125的栅宽度比为1∶1。并且，流过恒电流源126的电流为1.1mA。
下面将说明图1的电源控制装置的操作。
在电荷泵电路14无效的状态下，没有电流流过输出MOS晶体管11和电流检测MOS晶体管121。因此，也没有电流经过控制MOS晶体管122和MOS晶体管124，以致没有电流流过MOS晶体管125。结果，恒电流源126的电流(＝1.1mA)作为过电流检测信号DET1被整个地提供给逻辑电路13，这样过电流检测信号DET1变为“1”(高电平)。
在电荷泵14的激活状态下，如果在输出端T1和接地端T2之间或者在负载3内部没有发生短路状态，那么正常电流(例如，1A)流过输出MOS晶体管11，这样正常检测电流(例如，1mA)流过电流检测MOS晶体管121、控制MOS晶体管122和MOS晶体管124。因此，1mA的电流流过MOS晶体管125。结果，恒电流源126和MOS晶体管125之间存在电流差，即+0.1mA的电流(＝1.1mA-1.0mA)被作为过电流检测信号DET1提供给逻辑电流13，这样过电流检测信号DET1也变为“1”(高电平)。
在电荷泵14的激活状态下，如果在输出端T1和接地端T2之间或者在负载3内部发生短路状态，那么非正常电流(例如，1.2A)流过输出MOS晶体管11，以致非正常检测电流(例如，1.2mA)流过电流检测MOS晶体管121、控制MOS晶体管122和MOS晶体管124。从而，1.2mA的电流流过MOS晶体管125。结果，恒电流源126和MOS晶体管125之间存在电流差，即-0.1mA的电流(＝1.1mA-1.2mA)被作为过电流检测信号DET1提供给逻辑电路13，这样过电流检测信号DET1变为“0”(低电平)。在这种情况下，逻辑电路13停止提供时钟信号CLK，使电荷泵电路14失效，从而切断输出MOS晶体管11和电流检测晶体管121。
然而，在图1的电源控制装置中，当逻辑电路13、电荷泵电路14等工作时，电流可以从其中一处经接地端T2流到接地GND2。在这种情况下，如果包括在图1电源控制装置和接地GND2中的寄生电阻足够大的使MOS晶体管124和125的源电压高于接地GND1的电压，那么同样，MOS晶体管124和125的源电压将也高于输出端T1的输出电压Vout。结果，没有电流将流过MOS晶体管124，并且同样，运算放大器123将不进行工作。因此，过电流检测电路12A也不能工作。
而且，过电流检测信号DET1的电流IDET与流过恒电流源126的参考电流Iref成比例，即：
                IDET＝α·Iref               ....(1)
其中，α是输出MOS晶体管11与电流检测MOS晶体管121的栅宽度比。因此，如果恒电流源126的电流Iref波动，则难于获得高精确度电流检测。
此外，由于提供了运算放大器123，所以图1的电源控制装置1尺寸大并且制造成本高。
而且，由于使用运算放大器123以反馈运算来控制电流检测信号DET1，所以过电流检测信号DET1受电池电压VB的控制。因此，如果图1的电源控制装置1和电池2之间的距离很长，它们之间需要长金属导线连接，而长金属导线具有大的电感感应系数，在导通或切断输出MOS晶体管11时会产生开关噪声。
在说明第二个现有电源控制装置的图2中，图1的过电流检测电路12A由过电流检测电路12B代替，图1的恒电流源126被参考电阻器127代替，并且增加了比较器128，该比较器128用于将电流镜电路(124、125)输出的电压与参考电压Vref相比较。在这种情况下，参考电压Vref通过如下来定义：
VB-1.2mA·Rref＜Vref＜VB-1.0mA·Rref
其中Rref是参考电阻器127的电阻。因此，过电流检测电路12B产生电压型过电流检测信号DET2。
下面将说明图2的电源控制装置的操作。
在电荷泵电路14失效状态下，没有电流流过输出MOS晶体管11和电流检测MOS晶体管121。因此，也没有电流流过控制MOS晶体管122和MOS晶体管124，以致没有电流流过MOS晶体管125。结果，电流镜电路(124、125)的输出125a的电压V125a变为：
V125a＝VB＞Vref
因此，过电流检测信号DET2变为“1”(高电平)。
在电荷泵电路14激活状态下，如果在输出端T1和接地端T2之间或在负载3内部没有发生短路状态，那么正常电流(例如，1A)流过输出MOS晶体管11，这样正常检测电流(例如，1mA)流过电流检测MOS晶体管121、控制MOS晶体管122和MOS晶体管124。因此，1mA的电流流过MOS晶体管125。结果，电流镜电路(124、125)的输出125a的电压V125a变为：
V125a＝VB-1.0mA·Rref＞Vref
因此，过电流检测信号DET2变为“1”(高电平)。
在电荷泵电路14激活状态下，如果在输出端T1和接地端T2之间或在负载3内部发生短路状态，那么非正常电流(例如，1.2A)流过输出MOS晶体管11，这样非正常检测电流(例如，1.2mA)流过电流检测MOS晶体管121、控制MOS晶体管122和MOS晶体管124。因此，1.2mA的电流流过MOS晶体管125。结果，电流镜电路(124、125)的输出125a的电压V125a变为：
V125a＝VB-1.2mA·Rref＜Vref
因此，过电流检测信号DET2变为“0”(低电平)。在这种情况下，逻辑电路13停止提供时钟信号CLK，使电荷泵电路14失效，从而切断输出MOS晶体管11和电流检测MOS晶体管121。
即使在图2的电源控制装置中，当逻辑电路13、电荷泵电路14等工作时，电流可以从其中一处经接地端T2流到接地GND2。在这种情况下，如果包括在图2的电源控制装置1和接地GND2中的寄生电阻足够大到MOS晶体管124和125的源电压将高于接地GND1的电压，并且MOS晶体管124和125的源电压将高于接地端T1的输出电压Vout。结果，将没有电流流过MOS晶体管124，并且运算放大器123将不工作。因此，过电流检测电路12B将不会工作。
同样，由于过电流检测信号DET2的电流IDET与参考电压Vref和参考电阻器的电阻Rref之比成比例，即：
           IDET＝α·Vref/Rref    (2)
因此，如果参考电阻器127的电阻Rref波动，那么就难于获得高精度过电流检测。
此外，由于提供了运算放大器123，所以图2的电源控制装置1尺寸大并且制造成本高。
而且，由于使用运算放大器123以反馈运算来控制电流检测信号DET2，所以过电流检测信号DET1受电池电压VB的控制。因此，如果图2的电源控制装置1和电池2之间的距离很长，它们之间需要长金属导线连接，而长金属导线具有大的电感感应系数，在导通或切断输出MOS晶体管11时会产生开关噪声。
在说明根据本发明的电源控制装置的第一个具体实施例的图3中，过电流检测电路12C代替了图1中的过电流检测电路12A，其连接在电池端T0和输出端T1之间。
在过电流检测电路12C中，去除了图1中的控制MOS晶体管122和运算放大器123，并且在电流检测MOS晶体管121和输出端T1之间连接了参考电阻器129。此外，恒电流源130连接于电池端T0，而且图1中的MOS晶体管124连接于恒电流源130和参考电阻器129之间。而且，MOS晶体管125的源极连接到输出端T1。
在过电流检测电路12C中，流经电流检测MOS晶体管121的电流受由参考电阻器129的电压降所引起的误差支配。请注意，该电压降越小，流过电流检测MOS晶体管121的电流误差就越小。在这种情况下，电压降小于0.5V是所希望的。
在由MOS晶体管124和125构成的电流镜电路中，由于参考电阻器129连接于MOS晶体管124的源极，所以MOS晶体管124的源电压不同于MOS晶体管125的源电压。为了使流过MOS晶体管124的电流等于流过MOS晶体管125的电流，
W/L∶W0/L0＝1∶1，且
Iref＞Iref0
其中，W0和W分别是MOS晶体管124和125的栅宽度；
L0和L分别是MOS晶体管124和125的栅长度；以及
Iref0和Iref分别为恒电流源130和129的恒电流。
或相反，
Iref＝Iref0，且
W/L＜W0/L0
结果，如果流过MOS晶体管124的电流为1mA，那么流过MOS晶体管125的电流也为1mA。
接着将说明图3的电源装置1的操作。
在电荷泵电路14失效的状态下，没有电流流过输出MOS晶体管11和电流检测MOS晶体管121。因此，也没有电流流过参考电阻器129，以致电流检测MOS晶体管121的源电压VS没有上升，且因此电流镜电路的输入124a的电压V124a也没有上升。结果，没有电流流过MOS晶体管125，以致恒电流源126的电流(＝1.1mA)作为过电流检测信号DET1被整个地提供给逻辑电路13，如此过电流检测信号DET1变为“1”(高电平)。
在电荷泵14的激活状态下，如果在输出端T1和接地端T2之间或在负载3中没有发生短路状态，那么正常电流(例如，1A)流过输出MOS晶体管11，这样正常检测电流(例如，1mA)流过电流检测MOS晶体管121和参考电阻器129。因此，电流检测MOS晶体管121的源电压VS和电流镜电路的输入电压V124a升高。然而在这种情况下，流过MOS晶体管125的电流不会超过1.1mA。从而，恒电流源126和MOS晶体管125之间的正电流差被作为过电流检测信号DET1提供给逻辑电路13，如此过电流检测信号DET1变为“1”(高电平)。
在电荷泵电路14的激活状态下，如果在输出端T1和接地端T2之间或在负载3中发生短路状态，那么非正常电流(例如，1.2A)流过输出MOS晶体管11，以致非正常检测电流(例如，1.2mA)流过电流检测MOS晶体管121和参考电阻器129。从而，电流检测MOS晶体管121的源电压VS和电流镜电路的输入电压V124a升高。在这种情况下，流过晶体管125的电流超过了1.1mA。结果，恒电流源126和MOS晶体管125之间的负电流差被作为过电流检测信号DET1提供给逻辑电路13，如此过电流检测信号DET1变为“0”(低电平)。在这种情况下，逻辑电路13停止提供时钟信号CLK，使电荷泵电路14失效，从而切断输出MOS晶体管11和电流检测MOS晶体管121。
在图3的电源控制装置1中，当逻辑电路13、电荷泵电路14等工作时，电流可以经由接地端T2流到接地GND2。即使在这种情况下，MOS晶体管124和125的源电压与输出端T1的输出的电压Vout相同或相近。从而，过电流检测电路12C可以必然地工作。
而且，过电流检测信号DET1的电流IDET取决于流过恒电流源126和130的参考电流Iref和Iref0的平方根，即：
IDET
＝(α/Rref)·{((Iref/Iref0)·(W0/L0)/(W/L))1/2-1}·{Vgs(124)-Vth(124)}                                (3)
其中Vgs(124)是MOS晶体管124栅极到源极之间的电压；和
Vth(124)是MOS晶体管124的阈值电压。
在该情况下，
Vgs(124)∝(Iref0)1/2
因此，等式(3)近似于：
IDET∝(Iref0)1/2
因此，即使恒电流源126和130的电流Iref和Iref0波动，也可以获得高精度过电流检测。
此外，由于没有提供图1的运算放大器123，所以图3的电源控制装置1可以尺寸小并且制造成本低。
另外，由于过电流检测信号DET1不需要使用运算放大器123的反馈运算，因此过电流检测信号DET1不受电池电压VB的控制。因此，即使图3的电源控制装置1和电池2之间的距离很长，并且在它们之间需要一条长的具有高电感感应系数的金属导线，也可以抑止在导通或切断输出MOS晶体管11时发出的噪声。
在说明图3的电源控制装置1的改进的图4中，将图3的过电流检测电路12C修改为过电流检测电路12C｀，其中去除了图3中的MOS晶体管124和恒电流源130，并且MOS晶体管125的栅极直接由电流检测MOS晶体管121的源电压VS控制。在这种情况下，图4中的参考电阻器129的电阻大于图3中的参考电阻器129的电阻。结果，在电荷泵电路14的激活状态下，当输出端T1和接地端T2或负载3的内部发生短路状态时，参考电阻器129的电压降大约为0.4到1.0V，例如，高于MOS晶体管125的阈值电压，从而充分地导通MOS晶体管125。因此，尽管与图3的过电流检测电路12C相比较，过电流检测的精确度有所下降，但是仍可以具有图3的过电流检测电路12C的其他效果。
在图3和图4中，请注意晶体管11、121、124和125是增强型N沟道MOS晶体管。
在其为图3和图4的恒电流源126(130)的详细电路图的图5A中，恒电流源126(130)由其栅极接收恒电压VC的增强型N沟道MOS晶体管构成。
在其为图3和图4的恒电流源126(130)的另一个详细电路图的图5B中，恒电流源126(130)由其栅极连接于其源极的耗尽型MOS晶体管构成。
在其为图3和图4的恒电流源126(130)的进一步详细电路图的图5C中，恒电流源126(130)由电阻器构成。
在说明根据本发明的电源控制装置的第二具体实施例的图6中，过电流检测电路12D代替了图2的过电流检测电路12B，该过电流检测电路12D连接在电池端T0和输出端T1之间。
在过电流检测电路12D中，去除了控制MOS晶体管122和运算放大器123，并且在电流检测MOS晶体管121和输出端T1之间连接了参考电阻器129。另外，电阻器131连接于电池端T0，而且图1的MOS晶体管124连接在电阻器131和参考电阻器129之间。还有，MOS晶体管125的源极连接于输出端T1。
在过电流检测电路12C中，流过电流检测MOS晶体管121的电流受由参考电阻器129的电压降所导致的误差控制。请注意，该电压降越小，流过电流检测MOS晶体管121的电流误差就越小。在这种情况下，该电压降小于0.5V是所期望的。
即使在由MOS晶体管124和125构成的电流镜电路中，为了使流过MOS晶体管124的电流等于流过MOS晶体管125的电流，
W/L∶W0/L0＝1∶1，和
Iref＞Iref0
其中，W0和W分别是MOS晶体管124和125的栅宽度；
L0和L分别是MOS晶体管124和125的栅长度；以及
Iref0和Iref分别是恒电流源130和129的电流。
或相反，
Iref＝Iref0，和
W/L＜W0/L0
结果，如果流过MOS晶体管124的电流为1mA，流过MOS晶体管125的电流也为1mA。
接着讲说明图6的电源控制装置的操作。
在电荷泵电路14失效的情况下，没有电流流过输出MOS晶体管11和电流检测MOS晶体管121。因此，也没有电流流过参考电阻器129，以致电流检测MOS晶体管121的源电压VS没有升高，并且因此电流镜电路的输入124a的电压V124a也没有升高。结果，电流镜电路(124、125)的输出125a的电压V125a变为：
V125a＝VB＞Vref
其中，过电流检测信号DET2变为“1”(高电平)。
在电荷泵电路14激活的状态下，如果在输出端T1和接地端T2之间或在负载3中没有发生短路状态，那么正常电流(例如，1A)流过输出MOS晶体管11，这样正常检测电流(例如，1mA)流过电流检测MOS晶体管121和参考电阻器129。因此，电流检测MOS晶体管121的源电压VS和电流镜电路的输入电压V124a升高。然而在这种情况下，流过MOS晶体管125的电流不会超过1.1mA。例如，该电流为1.0mA。结果，电流镜电路(124、125)的输出125a的电压V125a变为：
V125a＝VB-1.0mA·Rref＞Vref。
因此，过电流检测信号DET2也变为“1”(高电平)。
在电荷泵电路14的激活状态下，如果在输出端T1和接地端T2之间或在负载3中发生短路状态，那么非正常电流(例如，1.2A)流过输出MOS晶体管11，以致非正常检测电流(例如，1.2mA)流过电流检测MOS晶体管121和参考电阻器129。从而，电流检测MOS晶体管121的源电压VS和电流镜电路的输入电压V124a升高。在这种情况下，流过晶体管125的电流超过了1.1mA。结果，电流镜电路(124、125)的输出125a的电压V125a变为：
V125a＝VB-1.2mA·Rref＜Vref。
其中，过电流检测信号DET2变为“0”(低电平)。在这种情况下，逻辑电路13停止提供时钟信号CLK，使电荷泵电路14失效，从而切断输出MOS晶体管11和电流检测MOS晶体管121。
在图6的电源控制装置1中，当逻辑电路13、电荷泵电路14等工作时，电流可以经由接地端T2流到接地GND2。即使在这种情况下，MOS晶体管124和125的源电压与输出端T1的输出的电压Vout相同或相近。从而，过电流检测电路12D可以必然地工作。
而且，过电流检测信号DET2的电流取决于参考电阻器127的参考电压Vref与电阻Rref的比的平方根，即：
IDET
＝(α/Rref)·{((Vref/(VB-Vout-Vgs(124))·R(131)/Rref)·(W0/L0)/(W/L))1/2-1}·{Vgs(124)-Vth(124)}                 (4)
其中，R(131)是电阻器131的电阻；
Vgs(124)是MOS晶体管124的栅极到源极之间的电压；以及
Vth(124)是MOS晶体管124的阈值电压。
在该情况下，
Vgs(124)∝(Iref0)1/2
因此，等式(4)近似于
IDET∝(Iref0)1/2
从而，即使参考电阻器127的电阻Rref波动，也可以获得高精确度过电流检测。
此外，由于没有提供图2的运算放大器123，所以图6的电源控制装置1可以尺寸小并且制造成本低。
而且，由于过电流检测信号DET2不需要使用运算放大器123的反馈运算，因此过电流检测信号DET2不受电池电压VB的控制。因此，即使图6的电源控制装置1和电池2之间的距离很长，并且在它们之间需要一条长的具有高电感感应系数的金属导线，也可以抑止在导通或切断输出MOS晶体管11时发出的噪声。
在说明图6的电源控制装置的改进的图7中，图6中的过电流检测电路12D被修改为过电流检测电路12D｀，其中去除了图6的MOS晶体管124和电阻器131，并且MOS晶体管125直接由电流检测MOS晶体管121的源电压VS控制。在这种情况下，图7中的参考电阻器129的电阻大于图6中的参考电阻器129的电阻。结果，在电荷泵电路14激活的情况下，当在输出端T1和接地端T2之间或在负载3中发生短路状态时，参考电阻器129的电压降大约为0.4到1.0V，例如，高于MOS晶体管125的阈值电压，从而充分地导通MOS晶体管。因此，尽管与图6的过电流检测电路12D相比较，过电流检测的精确度有所下降，但是仍然可以具有图6的过电流检测电路12D的其他效果。
在图6和图7中，请注意晶体管11、121、124和125是增强型N沟道MOS晶体管。
在上述具体实施例中，N沟道MOS晶体管可由诸如PNP型双极性晶体管构成。
另外，在上述具体实施例中，过电流检测电路12C、12C｀、12D和12D｀中的每一个都集成到电源控制装置中；但是过电流检测电路12C、12C｀、12D和12D｀中的每一个都可以由一个独立的装置来构成，分别如图8、9、10、11所示。
如以上所说明的，根据本发明，由于过电流检测电路连接于电池端和输出端之间，因此过电流检测电路可以必然地工作。另外，可以获得高精确度的过电流检测。而且，电源控制装置可以尺寸小并且制造成本低。附带地，可以抑止开关噪声。

Claims (10)

1.一种控制从电池(2)向负载(3)供电的电源控制装置，包括：
电池端(T0)，可连接于所述电池；
输出端(T1)，可连接于所述负载；
接地端(T2)；
第一晶体管(11)，连接在所述电池端和所述输出端，用于导通或切断所述电池和所述负载之间的连接；
过电流检测电路(12C、12C`、12D、12D`)，连接在所述电池端和所述输出端，用于检测是否有过电流已流过所述第一晶体管；以及
控制电路(13、14)，连接在所述电池端和所述接地端，用于激活所述第一晶体管和所述过电流检测电路。
2.根据权利要求1所述的电源控制装置，其中所述电流检测电路(12C)包括：
第二晶体管(121)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端，并且由所述控制电路激活，所述第二晶体管类似于所述第一晶体管；
参考电阻器(129)，具有连接于所述第二晶体管的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端；
第一恒电流源(130)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端；
第二恒电流源(126)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端；
第三晶体管(124)，具有连接于所述第一恒电流源的第二终端的第一终端和连接于所述参考电阻器的第一终端的第二终端；以及
第四晶体管(125)，具有连接于所述第二恒电流源的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端，
所述第三和第四晶体管互相类似，并由所述第三晶体管的第一终端的电压(V124a)控制，
所述第四晶体管的第一终端产生过电流检测信号(DET1)并将其传送到所述控制单元。
3.根据权利要求1所述的电源控制装置，其中所述过电流检测电路(12C)包括：
第二晶体管(121)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端，并且由所述控制电路激活，所述第二晶体管类似于所述第一晶体管；
参考电阻器(129)，具有连接于所述第二晶体管的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端；
恒电流源(126)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端；以及
第三晶体管(125)，具有连接于所述恒电流源的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端，并且由所述参考电阻器的第一终端的电压(VS)控制，
所述第三晶体管的第一终端产生过电流检测信号(DET1)并将其传送到所述控制电路。
4.根据权利要求1所述的电源控制装置，其中所述过电流检测电路(12D)包括：
第二晶体管(121)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端，并且由所述控制电路激活，所述第二晶体管类似于所述第一晶体管；
参考电阻器(129)，具有连接于所述第二晶体管的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端；
第一电阻器(131)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端；
第二电阻器(127)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端；
第三晶体管(124)，具有连接于所述第一晶体管的第二终端的第一终端和连接于所述参考电阻器的第一终端的第二终端；
第四晶体管(125)，具有连接于所述第二电阻器的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端，所述第三和第四晶体管互相类似，并且由所述第三晶体管的第一终端的电压(V124a)控制；以及
比较器(128)，连接于所述第四晶体管的第一终端，用于比较所述第四晶体管的第一终端的电压(V125a)和参考电压(Vref)，以产生过电流检测信号(DET2)并将其传送给所述控制电路。
5.根据权利要求1所述的电源控制装置，其中所述过电流检测电路(12D`)包括：
第二晶体管(121)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端，并且由所述控制电路控制，所述第二晶体管与所述第一晶体管类似；
参考电阻器(129)，具有连接于所述第二晶体管的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端；
电阻器(127)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端；
第三晶体管(125)，具有连接于所述电阻器的第一终端和连接于所述输出端的第二终端，并且由所述参考电阻器的第一终端的电压(VS)控制；以及
比较器(128)，连接于所述第三晶体管的第一终端，用于比较所述第三晶体管的第一终端的电压(V125a)和参考电压(Vref)，以产生过电流检测信号(DET2)并将其传送给所述控制电路。
6.根据权利要求1所述的电源控制装置，其中所述控制电路包括：
逻辑电路(13)，用于产生时钟信号(CLK)；
电荷泵电路(14)，连接于所述逻辑电路，用于接收所述时钟信号以激活所述第一晶体管和所述过电流检测电路。
7.一种过电流检测电路装置，包括：
电池端(T0)，可连接于一电池(2)；
输出端(T1)，可连接于一负载(3)；
第一晶体管(121)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端，用于检测是否有过电流已流到所述输出端；
参考电阻器(129)，具有连接于所述第一晶体管的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端；
第一恒电流源(130)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端；
第二恒电流源(126)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端；
第二晶体管(124)，具有连接于所述第一恒电流源的第一终端并且具有连接于所述参考电阻器的第一终端的第二终端；以及
第三晶体管(125)，具有连接于所述第二恒电流源的第一终端和连接于所述输出端的第二终端，
所述第二和第三晶体管互相类似，并且由所述第二晶体管的第一终端的电压(V124a)控制，
所述第三晶体管的第一终端产生过电流检测信号(DET1)。
8.一种过电流检测电路装置，包括：
电池端(T0)，可连接于一电池(2)；
输出端(T1)，可连接于一负载(3)；
第一晶体管(121)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端，用于检测是否有过电流已流到所述输出端；
参考电阻器(129)，具有连接于所述第一晶体管的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端；
恒电流源(126)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端；以及
第二晶体管(125)，具有连接于所述恒电流源的第一终端和连接于所述输出端的第二终端，并且由所述参考电阻器的第一终端的电压(VS)控制，
所述第二晶体管的第一终端产生过电流检测信号(DET1)。
9.一种过电流检测电路装置，包括：
电池端(T0)，可连接于一电池(2)；
输出端(T1)，可连接于一负载(3)；
第一晶体管(121)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端，用于检测是否有过电流已流到所述输出端；
参考电阻器(129)，具有连接于所述第一晶体管的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端；
第一电阻器(131)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端；
第二电阻器(127)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端；
第二晶体管(124)，具有连接于所述第一电阻器的第二终端的第一终端和连接于所述参考电阻器的第一终端的第二终端；
第三晶体管(125)，具有连接于所述第二电阻器的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端，所述第二和第三晶体管互相类似，并且由所述第二晶体管的第一终端的电压(V124a)控制；以及
比较器(128)，连接于所述第三晶体管的第一终端，用于比较所述第三晶体管的第一终端的电压(V125a)和参考电压(Vref)以产生过电流检测信号(DET2)。
10.一种过电流检测电路装置，包括：
电池端(T0)，可连接于一电池(2)；
输出端(T1)，可连接于一负载(3)；
第一晶体管(121)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端，用于检测是否有过电流已流到所述输出端；
参考电阻器(129)，具有连接于所述第一晶体管的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端；
电阻器(127)，具有连接于所述电池端的第一终端并具有第二终端；
第二晶体管(125)，具有连接于所述电阻器的第二终端的第一终端和连接于所述输出端的第二终端，并且由所述参考电阻器的第一终端的电压(VS)控制；以及
比较器(128)，连接于所述第二晶体管的第一终端，用于比较所述第二晶体管的第一终端的电压(V125a)和参考电压(Vref)以产生过电流检测信号(DET2)。
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