CN106100402B - 一种t型三电平逆变器及其中点平衡控制方法 - Google Patents

一种t型三电平逆变器及其中点平衡控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN106100402B
CN106100402B CN201610532466.5A CN201610532466A CN106100402B CN 106100402 B CN106100402 B CN 106100402B CN 201610532466 A CN201610532466 A CN 201610532466A CN 106100402 B CN106100402 B CN 106100402B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
mid
modulating wave
value
unit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201610532466.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN106100402A (zh
Inventor
安少亮
李均妮
孙向东
王建渊
杨惠
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shenzhen Jiali Electrical Technology Co ltd
Original Assignee
Xian University of Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Xian University of Technology filed Critical Xian University of Technology
Priority to CN201610532466.5A priority Critical patent/CN106100402B/zh
Publication of CN106100402A publication Critical patent/CN106100402A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106100402B publication Critical patent/CN106100402B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0012—Control circuits using digital or numerical techniques

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种T型三电平逆变器，其中详细公开了各个单元的输入输出关系以及各自的功能；本发明还公开了该T型三电平逆变器基于电压微分预测的中点平衡控制方法。本发明克服了现有技术中基于零序电压注入的中点电压平衡控制方法的局限性，即零序电压分量因子不是1就是0，虽然调节速度快，但是***容易失控，不利于***的稳定性，而且传统检测变量多，计算机运算量大。本发明方法采集信号量少，中点电压波动减小速度快，具有硬件成本低、程序简单、计算量小、实用性强、鲁棒性强等特点，并且能够保证逆变器全范围工作稳定。

Description

一种T型三电平逆变器及其中点平衡控制方法
技术领域
本发明属于三电平并网逆变器控制技术领域，具体涉及一种T型三电平逆变器，本发明还涉及该T型三电平逆变器基于电压微分预测的中点平衡控制方法。
背景技术
近年来，三电平逆变器以其大容量、耐压等级高、输出电流谐波含量少、开关损耗小等优点成为高压大功率场合非常理想的选择之一。在三电平众多拓扑中，T型三电平逆变器相较于其他三电平逆变器拓扑有着使用器件更少，在输出正负电平时，电流流经的器件更少，相应的导通损耗更少，尤其目前光伏阵列输出电压不超过1000V，T型三电平逆变器性价比比较高，因此T型三电平成为光伏发电***发展的主要方向。然而，中点电压波动问题是三电平逆变器中存在的一个重要的共性问题。中点电压波动主要是由于直流侧滤波电容和开关管参数不一致、负载不平衡、开关状态对中点电压的影响不同而产生的，其实质是在每个开关周期内，当有电流流过中点时，直流侧上下两个电容充放电过程相反，此时中点电压产生波动。中点电压波动会对***造成的危害有：输出侧含有低次谐波，降低输出效率，影响输出性能；功率器件承受的电压不均衡，影响器件的正常工作甚至会毁坏器件，降低直流侧电容的使用寿命。因此，中点电压波动问题是一个直接关系到***安全性与输出性能的重要问题，需要妥善解决。
目前三电平并网逆变器中点平衡控制方法有两类：一类是增加额外的硬件电路控制中点平衡，另一类是基于CBPWM或SVPWM调制算法平衡中点电压。基于硬件的控制方法均需要增设专门的硬件电路，增加了***的复杂度和成本。目前较常用的中点电压平衡方法主要是：基于零序分量注入的CBPWM和基于冗余小矢量调整的SVPWM方法。基于冗余小矢量调整的SVPWM方法虽然直流电压利用率高，但是算法复杂、计算量大。《三电平SVPWM与CBPWM算法的内在联系研究》(电工技术学报，2014年第10期19-26页)中表明：向调制电压中注入合理的共模电压实现CBPWM与SVPWM的完全等效，相比较而言，CBPWM更易实现。《不同零序电压注入的NPC三电平逆变器中点电位平衡算法的比较》(中国电机工程学报，2013年第33期17-25页)中提出了三种中点电压调节器算法得到零序电压：①根据负载电流的方向和上下电容电压的偏差计算零序电压；②根据上下电容容值、电容电压偏差值、直流母线电压值和负载电流值实时计算零序电压；③根据PI调节器计算零序电压。方法①零序电压不连续，且每次变化的跨度是固定不变的，属于bang-bang控制，过渡性差；方法②能更快的减小上下电容电压偏差，零序电压不连续，每次变化的跨度是变化的，过渡性较好，但是引入了众多影响中点电压平衡的因子，计算复杂；方法③PI调节器的设计有难度，并且引入了积分环节，动态性能较差。中国发明专利申请《一种用于三相三电平光伏并网逆变器的零序分量注入抑制中点电位波动方法》(申请号CN201110393576.5，公开号CN103138619A，公开日2013.06.05)中公开了根据三相电流和三相参考调制波建立平均意义上的中点控制方程，据此得出零序分量，其实质就是将SVPWM下实现冗余小矢量的时间分配法等效成载波法实现，中点控制算法简便易行，有利于数字化实现，缺点是不考虑中点电位偏差值，若中点电位波动超过一定范围，该方法是一种定性粗略的方法。中国发明专利《一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法》(申请号CN201010100682.5，公开号CN101753044A，公开日2010.06.23)对三相调制电压进行正确的符号区域划分，判断在每一个时区内中点电流与相电流的关系，根据电容电压偏差、相电流的正负以及相位角所在的时区确定注入零序电压的正负，该方法实现方便、响应速度较快，缺点是符号区域划分复杂，采集的信号较多，还要对加入零序电压分量后的三相调制电压进行符号判断修正。《NPC三电平变换器中点电压控制方法综述》(电力电子技术，2011年第10期78-80页)中将与直流侧电容电压偏差成比例的零序分量叠加到原来的三相调制波上，通过电压电流的闭环来控制***的中点电压波动。该方法缺点是比例因数十分重要，不当的比例因数不但不能稳定中点电压，还会影响整个***的稳定工作。《注入零序分量SPWM调制三电平逆变器直流侧中点电压平衡控制机理》(电工技术学报，2011年第5期70-77页)中从基波周期的角度出发，将上下电容电位差反馈量通过调节器的输出量作为注入6n倍次零序分量幅值并调节对应初始相位角，加入到控制指令电压中实现中点电压控制，该控制方法有理论依据，控制效果好，但是计算量大。《三电平功率变换器中点电压波动的抑制研究》(华中科技大学博士论文，2013年97-105页)中提出注入六次谐波用于对中点电压的控制，但是对于谐波的幅值需要限定在调制波幅值的1/4范围内，否则注入谐波中点电压的控制效果不会明显增强，同时调制波波形会发生严重畸变，使输出波形变差，该方法不需要采集大量的电流电压信号，也不需要对参考电压的符号进行判断，因此相对于其他谐波注入的方法，该方法具有成本低的优点，缺点是限定范围没有理论支撑。《一种以降低逆变器开关损耗为目标并考虑中点电位平衡的适用于中点钳位式三电平逆变器的调制方法》(中国电机工程学报，2016年第5期1376-1386页)中提出了一种混合调制策略，采用滞环控制切换最小开关损耗脉冲宽度调制和载波移位脉冲宽度调制，根据是否需要平衡中点电压选择注入不同的零序电压。该方法既能实现减小开关损耗，又能平衡中点电压，但是需要切换会产生控制误差，调节速度较差。综上所述，以上几种方法均需要同时检测多个变量，控制过程相对复杂。
发明内容
本发明的目的是提供一种T型三电平逆变器，本发明的另一个目的是提供该T型三电平逆变器基于电压微分预测的中点平衡控制方法，克服现有技术中基于零序电压注入的中点电压平衡控制方法的局限性，即零序电压分量因子不是1就是0，虽然调节速度快，但是***容易失控，不利于***的稳定性，而且传统检测变量多，计算机运算量大。
本发明所采用的技术方案是：一种T型三电平逆变器，包括直流侧Cp、Cn电压采样单元、中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元、零序分量因子的选取单元、三相调制电压指令值单元、零序电压分量生成单元、零序电压分量注入调制波单元、调制波幅移生成调制波二单元，PWM波发生单元；中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元的输入端与直流侧Cp、Cn电压采样单元的输出端连接；零序分量因子的选取单元的输入端与中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元的输出端相连接；零序电压分量生成单元的输入端分别与零序分量因子的选取单元的输出端、三相调制电压指令值单元的输出端连接；三相调制电压指令值单元输入端接受d轴交流电压分量给定、q轴交流电压分量给定；零序电压分量注入调制波单元的输入端分别与零序电压分量生成单元的输出端、三相调制电压指令值单元的输出端连接；调制波幅移生成调制波二单元的输入端分别与零序电压分量注入调制波单元的输出端以及三角载波连接；PWM波发生单元的输入端分别与零序电压分量注入调制波单元的输出端、调制波幅移生成调制波二单元的输出端以及三角载波连接。
本发明的特点还在于：
中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元用于经过采样延迟获取中点电压波动量即中点电压一阶微分，将前一状态周期和现状态周期的中点电压波动量相减，获取中点电压变化速率即中点电压二阶微分值；具体包括：将检测得到的直流母线电容Cp、Cn中点电压值相减得到中点电压一阶微分值dVdc；将前一状态周期的dVdc和现现状态周期的dVdc相减得到中点电压二阶微分值ddVdc。
零序分量因子的选取单元用于根据中点电压一阶微分和二阶微分值结合零序分量因子选择原则获取零序分量因子值；具体包括：记录中点电压一阶微分值判断中点电压的波动量；记录中点电压二阶微分值判断中点电压波动量的变化趋势；根据中点电压一阶微分值的大小和中点电压二阶微分值的正负关系，结合零序分量因子选择原则中的中点电压一阶微分值和中点电压二阶微分值的预设范围得到零序分量因子值；
零序电压分量注入调制波单元用于根据零序电压分量、三相正弦调制波指令值结合公式获取零序电压分量注入的调制波。
调制波幅移生成调制波二单元用于根据三角载波以及根据零序电压分量注入调制波单元产生的调制波获取幅移调制波二。
PWM波发生单元用于根据幅移调制波二、三角载波和零序电压分量注入调制波单元产生的调制波生成三相桥臂的PWM开关信号。
本发明的另一个技术方案是：
一种T型三电平逆变器的中点平衡控制方法，具体按照以下步骤实施：
步骤1、利用直流侧Cp、Cn电压采样单元对直流侧两个电容Cp以及Cn的电压进行采样，直流侧正母线至电容中点的电压采样值为Vdcp(n)，电容中点至负母线的电压采样值为Vdcn(n)；其中，n表示第n次采样，n为自然数；
步骤2、利用中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元分析中点电压的变化，给出中点电压一阶微分和二阶微分值，其中直流侧正母线至电容中点的电压采样值Vdcp(n)与电容中点至负母线的电压采样值Vdcn(n)之间的差值为中点电压一阶微分值dVdc(n)，如公式(a)所示；中点电压波动的变化为中点电压二阶微分值ddVdc(n)，如公式(b)所示；
dVdc(n)＝Vdcp(n)-Vdcn(n) (a)
ddVdc(n)＝dVdc(n)-dVdc(n-1) (b)；
步骤3、利用零序分量因子的选取单元根据中点电压一阶微分值dVdc(n)和中点电压二阶微分值ddVdc(n)，结合零序电压分量调节因子选择原则获取零序电压分量调节因子k；
步骤4、利用三相调制电压指令值单元根据给定的交流电压dq轴分量经过2r/3s变换，获取三相正弦调制波指令瞬时值varef(n)、vbref(n)、vcref(n)，以及a相电压幅值vam、b相电压幅值vbm、c相电压幅值vcm，a相电压幅值vam、b相电压幅值vbm、c相电压幅值vcm的幅值相等、相位互差120°；
步骤5、利用零序电压分量生成单元根据零序电压分量调节因子k和记录三相调制电压指令值varef、vbref、vcref，并按大小对其进行排序，取得三相调制电压指令值的最大值Vmax、最小值Vmin，将零序电压分量调节因子k、三相调制电压指令值的最大值Vmax以及最小值Vmin带入公式(c)得到要注入的零序电压分量VZ；
VZ＝-k×Vmax-(1-k)×Vmin+(2k-1) (c)；
步骤6、利用零序电压分量注入调制波单元根据要注入的零序电压分量VZ和三相正弦调制波指令瞬时值varef(n)、vbref(n)、vcref(n)结合公式(d)获取零序电压分量注入的调制波Vrefa、Vrefb、Vrefc如公式(d)所示，即可抵消中点电压一阶微分值dVdc，使得电容电压在下一个周期内达到平衡；
其中，Vrefa(n)为调制波Vrefa的瞬时幅值，Vrefb(n)为调制波Vrefb的瞬时幅值，Vrefc(n)为调制波Vrefc的瞬时幅值；
步骤7、利用调制波幅移生成调制波二单元根据三角载波和零序电压分量注入调制波单元产生的调制波获取幅移调制波二，该幅移调制波二的三相瞬时幅值Vref2a(n)、Vref2b(n)、Vref2c(n)是在调制波的瞬时幅值Vrefa(n)、Vrefb(n)、Vrefc(n)的基础上叠加三角载波Vcar的幅值得到，由公式(e)计算：
|Vref2m(n)|＝|Vrefm(n)|+|Vcar| (e)
其中，m可取值为a、b、c；
步骤8、利用PWM波发生单元将步骤6中零序电压分量注入调制波单元产生的调制波Vrefa、Vrefb、Vrefc和步骤7中幅移调制波二Vref2a、Vref2b、Vref2c分别与三角载波相交，即得到三相逆变器三个桥臂对应的PWM开关信号，完成T型三电平逆变器的中点电压平衡控制。
本发明另一个技术方案的特点还在于：
步骤3中获取零序电压分量调节因子k的具体步骤如下：
步骤3.1、从数学的角度即导数来分析中点电压的变化趋势，根据中点电压一阶微分值dVdc(n)的正负及大小判断中点电压是否平衡，并且根据中点电压二阶微分值ddVdc(n)的正负判断中点电压的变化趋势是正向增大还是反向减小；
具体判断原则如下：
dVdc(n)>0且ddVdc(n)>0，中点电压偏大且正向增大；
dVdc(n)>0且ddVdc(n)<0，中点电压偏大且反向增大；
dVdc(n)<0且ddVdc(n)>0，中点电压偏小且正向减小；
dVdc(n)<0且ddVdc(n)<0，中点电压偏小且反向减小；
以dVdc(n)为正且ddVdc(n)也为正为例说明，当dVdc(n)为正，以数学中导数的物理概念来说此时中点电压呈递增趋势，说明中点电压偏大，需要降低中点电压，若此时中点电压二阶微分值ddVdc(n)也为正，以数学中二阶微分的物理意义来说中点电压偏离平衡的速度也很快呈正向增大趋势，急需降低中点电压；
步骤3.2、结合零序电压分量调节因子选择原则，给出零序电压分量调节因子k；偏移中点越大，就要给定偏离基准值0.5较大的零序电压分量调节因子k以使得中点电压的调节速度越快；其中，零序电压分量调节因子k在(0.5，1)之间可以让为正值的dVdc减小到零，零序电压分量调节因子k在(0，0.5)之间可以让为负值的dVdc增大到零；在预设范围内零序电压分量调节因子k的修正方法为：
1)若dVdc>2，则k＝0.5+0.15＝0.65；
2)若dVdc<-2，则k＝0.5-0.15＝0.35；
3)若dVdc>1且ddVdc>0，则k＝0.5+0.1＝0.6；
4)若dVdc<-1且ddVdc<0，则k＝0.5-0.1＝0.4；
5)若dVdc>0.5且ddVdc>0，则k＝0.5+0.08＝0.58；
6)若dVdc<-0.5且ddVdc<0，则k＝0.5-0.08＝0.42；
7)若dVdc>0.25且ddVdc>0，则k＝0.5+0.06＝0.56；
8)若dVdc<-0.25且ddVdc<0，则k＝0.5-0.06＝0.44；
9)若dVdc>0.1且ddVdc>0，则k＝0.5+0.04＝0.52；
10)若dVdc<-0.1且ddVdc<0，则k＝0.5-0.04＝0.46；
11)若dVdc>0.05且ddVdc>0，则k＝0.5+0.02＝0.52；
12)若dVdc<-0.05且ddVdc<0，则k＝0.5-0.02＝0.48；
13)若dVdc>0且ddVdc>0，则k＝0.5；
14)若dVdc<0且ddVdc<0，则k＝0.5；
步骤3.3、设置零序电压分量调节因子k的控制周期为20us到10ms之间，逆变器***的工频周期为20ms，满足***控制周期小于***的工频周期，***可控性强，***采样时间为us级，控制周期是采样周期的20到1000倍；零序电压分量调节因子k的控制周期决定k值的变动周期，零序电压分量调节因子k的控制周期越大，采样造成的中点电压偏差的计算误差越小，有利于提高中点电压控制的准确性，控制工作量相对减小；当dVdc没有降到0以下或者升到0以上时，不改变零序电压分量调节因子k的值。
本发明的有益效果是：本发明采用电压霍尔采样直流母线侧上下电容电压值之差的电压，在数字信号处理器DSP中根据中点电压的一阶微分和二阶微分预测出中点电压偏差的变化趋势给出零序电压分量的调节因子，进而得出零序电压分量，将零序电压分量注入三相调制波指令值，并在此调制波上叠加载波幅值得到调制波二，两调制波与载波比较产生开关管驱动波形来实现中点平衡控制。本发明方法采集信号量少，中点电压波动减小速度快，具有硬件成本低、程序简单、计算量小、实用性强、鲁棒性强等特点，并且能够保证逆变器全范围工作稳定。虽为T型三电平逆变器的中点电压平衡方法，也可以作为一种通用相同结构的变换器的中点电压平衡控制，应用者可以根据其特殊的应用灵活方便地实现中点电压控制，实现方法简单，控制效果明显。本发明能够采取更少的控制变量实现对直流侧电容电压的波动进行更有效的控制。
附图说明
图1为本发明的应用环境示意图；
图2为本发明T型三电平逆变器的结构框图。
图中，1.直流侧Cp、Cn电压采样单元，2.中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元，3.零序分量因子的选取单元，4.三相调制电压指令值单元，5.零序电压分量生成单元，6.零序电压分量注入调制波单元，7.调制波幅移生成调制波二单元，8.PWM波发生单元。
具体实施方式
下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：
如图1所示，是本发明T型三电平逆变器基于电压微分预测的中点平衡控制方法应用环境示意图。非隔离T型三电平并网逆变器的电路结构包括直流电压Udc的正极连接直流母线上电容Cp的正极、第一开关管Sa1的集电极、第二开关管Sb1的集电极、第三开关管Scl的集电极；直流电压Udc的负极分别连接有直流母线下电容Cn的负极、第四开关管Sa4的发射极、第五开关管Sb4的发射极、第六开关管Sc4的发射极；直流母线上电容Cp的负极分别连接有直流母线下电容Cn的正极、第七开关管Sa2的集电极、第八开关管Sb2的集电极、第九开关管Sc2的集电极；第七开关管Sa2的发射极与第十开关管Sa3的发射极连接，第八开关管Sb2的发射极与第十一开关管Sb3的发射极连接，第九开关管Sc2的发射极与第十二开关管Sc3的发射极连接；第十开关管Sa3的集电极分别与第一开关管Sa1的发射极、第四开关管Sa4的集电极连接，第十一开关管Sb3的集电极分别与第二开关管Sb1的发射极、第五开关管Sb4的集电极连接,第十二开关管Sc3的集电极分别与第三开关管Sc1的发射极、第六开关管Sc4的集电极连接；第十开关管Sa3的集电极与第一滤波电感La的一端连接、第十一开关管Sb3的集电极与第二滤波电感Lb的一端连接、第十二开关管Sc3的集电极与第三滤波电感Lc的一端连接，第一滤波电感La的另一端分别与电容Ca的一端、A相电网ea的一端连接、第二滤波电感Lb的另一端分别与电容Cb的一端、B相电网eb的一端连接、第三滤波电感Lc的另一端分别与电容Cc的一端、C相电网ec的一端连接，A相电网ea、B相电网eb、C相电网ec的另一端均与地连接，电容Ca、电容Cb、电容Cc的另一端均与地连接；第一开关管Sa1、第七开关管Sa2、第十开关管Sa3、第四开关管Sa4构成三相逆变器的A相桥臂；第二开关管Sb1、第八开关管Sb2、第十一开关管Sb3、第五开关管Sb4构成三相逆变器的B相桥臂；第三开关管Sc1、第九开关管Sc2、第十二开关管Sc3、第六开关管Sc4构成三相逆变器的C相桥臂。
如图2所示，本发明的T型三电平逆变器包括直流侧Cp、Cn电压采样单元1、中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元2、零序分量因子的选取单元3、三相调制电压指令值单元4、零序电压分量生成单元5、零序电压分量注入调制波单元6、调制波幅移生成调制波二单元7，PWM波发生单元8；所述中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元2的输入端与直流侧Cp、Cn电压采样单元1的输出端连接；所述零序分量因子的选取单元3的输入端与中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元2的输出端相连接；所述零序电压分量生成单元5的输入端分别与零序分量因子的选取单元3的输出端、三相调制电压指令值单元4的输出端连接；所述三相调制电压指令值单元4输入端接受d轴交流电压分量给定、q轴交流电压分量给定；所述零序电压分量注入调制波单元6的输入端分别与零序电压分量生成单元5的输出端、三相调制电压指令值单元4的输出端连接；所述调制波幅移生成调制波二单元7的输入端分别与零序电压分量注入调制波单元6的输出端以及三角载波连接；所述PWM波发生单元8的输入端分别与零序电压分量注入调制波单元6的输出端、调制波幅移生成调制波二单元7的输出端以及三角载波连接。
其中，中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元2用于经过采样延迟获取中点电压波动量即中点电压一阶微分，将前一状态周期和现状态周期的中点电压波动量相减，获取中点电压变化速率即中点电压二阶微分值；具体包括：将检测得到的直流母线电容Cp、Cn中点电压值相减得到中点电压一阶微分值dVdc；将前一状态周期的dVdc和现现状态周期的dVdc相减得到中点电压二阶微分值ddVdc。
零序分量因子的选取单元3用于根据中点电压一阶微分和二阶微分值结合零序分量因子选择原则获取零序分量因子值；具体包括：记录中点电压一阶微分值判断中点电压的波动量；记录中点电压二阶微分值判断中点电压波动量的变化趋势；根据中点电压一阶微分值的大小和中点电压二阶微分值的正负关系，结合零序分量因子选择原则中的中点电压一阶微分值和中点电压二阶微分值的预设范围得到零序分量因子值。
零序电压分量注入调制波单元6用于根据零序电压分量、三相正弦调制波指令值结合公式获取零序电压分量注入的调制波。
调制波幅移生成调制波二单元7用于根据三角载波的幅值以及零序电压分量注入调制波单元6产生的调制波获取幅移调制波二。
PWM波发生单元8用于根据幅移调制波二、三角载波和零序电压分量注入调制波单元4产生的调制波生成三相桥臂的PWM开关信号。
一种T型三电平逆变器的中点平衡控制方法，具体按照以下步骤实施：
步骤1、利用直流侧Cp、Cn电压采样单元1对直流侧两个电容Cp以及Cn的电压进行采样，直流侧正母线至电容中点的电压采样值为Vdcp(n)，电容中点至负母线的电压采样值为Vdcn(n)；其中，n表示第n次采样，n为自然数；
步骤2、利用中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元2分析中点电压的变化，给出中点电压一阶微分和二阶微分值，其中直流侧正母线至电容中点的电压采样值Vdcp(n)与电容中点至负母线的电压采样值Vdcn(n)之间的差值为中点电压一阶微分值dVdc(n)，如公式(a)所示；中点电压波动的变化为中点电压二阶微分值ddVdc(n)，如公式(b)所示；
dVdc(n)＝Vdcp(n)-Vdcn(n) (a)
ddVdc(n)＝dVdc(n)-dVdc(n-1) (b)；
步骤3、利用零序分量因子的选取单元3根据中点电压一阶微分值dVdc(n)和中点电压二阶微分值ddVdc(n)，结合零序电压分量调节因子选择原则获取零序电压分量调节因子k；
零序电压分量调节因子k的选择具有较高的技巧性，取k基准值为0.5既有利于中点电压平衡控制又有利于提高直流电压利用率。根据实际情况对零序分量因子其进行实时修正。零序电压分量调节因子的选择为本发明的核心思想，通过修正调节因子确定零序分量，提高了中点电压平衡控制的准确度，解决了传统注入零序电压控制中点平衡技术的容易失控的问题。获取零序电压分量调节因子k的具体步骤如下：
步骤3.1、从数学的角度即导数来分析中点电压的变化趋势，根据中点电压一阶微分值dVdc(n)的正负及大小判断中点电压是否平衡，并且根据中点电压二阶微分值ddVdc(n)的正负判断中点电压的变化趋势是正向增大还是反向减小；
具体判断原则如下：
dVdc(n)>0且ddVdc(n)>0，中点电压偏大且正向增大；
dVdc(n)>0且ddVdc(n)<0，中点电压偏大且反向增大；
dVdc(n)<0且ddVdc(n)>0，中点电压偏小且正向减小；
dVdc(n)<0且ddVdc(n)<0，中点电压偏小且反向减小；
以dVdc(n)为正且ddVdc(n)也为正为例说明，当dVdc(n)为正，以数学中导数的物理概念来说此时中点电压呈递增趋势，说明中点电压偏大，需要降低中点电压，若此时中点电压二阶微分值ddVdc(n)也为正，以数学中二阶微分的物理意义来说中点电压偏离平衡的速度也很快呈正向增大趋势，急需降低中点电压；
步骤3.2、结合零序电压分量调节因子选择原则，给出零序电压分量调节因子k；偏移中点越大，就要给定偏离基准值0.5较大的零序电压分量调节因子k以使得中点电压的调节速度越快；其中，零序电压分量调节因子k在(0.5，1)之间可以让为正值的dVdc减小到零，零序电压分量调节因子k在(0，0.5)之间可以让为负值的dVdc增大到零；在预设范围内零序电压分量调节因子k的修正方法为：
1)若dVdc>2，则k＝0.5+0.15＝0.65；
2)若dVdc<-2，则k＝0.5-0.15＝0.35；
3)若dVdc>1且ddVdc>0，则k＝0.5+0.1＝0.6；
4)若dVdc<-1且ddVdc<0，则k＝0.5-0.1＝0.4；
5)若dVdc>0.5且ddVdc>0，则k＝0.5+0.08＝0.58；
6)若dVdc<-0.5且ddVdc<0，则k＝0.5-0.08＝0.42；
7)若dVdc>0.25且ddVdc>0，则k＝0.5+0.06＝0.56；
8)若dVdc<-0.25且ddVdc<0，则k＝0.5-0.06＝0.44；
9)若dVdc>0.1且ddVdc>0，则k＝0.5+0.04＝0.52；
10)若dVdc<-0.1且ddVdc<0，则k＝0.5-0.04＝0.46；
11)若dVdc>0.05且ddVdc>0，则k＝0.5+0.02＝0.52；
12)若dVdc<-0.05且ddVdc<0，则k＝0.5-0.02＝0.48；
13)若dVdc>0且ddVdc>0，则k＝0.5；
14)若dVdc<0且ddVdc<0，则k＝0.5；
步骤3.3、设置零序电压分量调节因子k的控制周期为20us到10ms之间，逆变器***的工频周期为20ms，满足***控制周期小于***的工频周期，***可控性强，***采样时间为us级，控制周期是采样周期的20到1000倍；零序电压分量调节因子k的控制周期决定k值的变动周期，零序电压分量调节因子k的控制周期越大，采样造成的中点电压偏差的计算误差越小，有利于提高中点电压控制的准确性，控制工作量相对减小；当dVdc没有降到0以下或者升到0以上时，不改变零序电压分量调节因子k的值。
步骤4、利用三相调制电压指令值单元4根据给定的交流电压dq轴分量经过2r/3s变换，获取三相正弦调制波指令瞬时值varef(n)、vbref(n)、vcref(n)，以及a相电压幅值vam、b相电压幅值vbm、c相电压幅值vcm，所述a相电压幅值vam、b相电压幅值vbm、c相电压幅值vcm的幅值相等、相位互差120°；
步骤5、利用零序电压分量生成单元5根据零序电压分量调节因子k和记录三相调制电压指令值varef、vbref、vcref，并按大小对其进行排序，取得三相调制电压指令值的最大值Vmax、最小值Vmin，将零序电压分量调节因子k、三相调制电压指令值的最大值Vmax以及最小值Vmin带入公式(c)得到要注入的零序电压分量VZ；
VZ＝-k×Vmax-(1-k)×Vmin+(2k-1) (c)；
步骤6、利用零序电压分量注入调制波单元6根据要注入的零序电压分量VZ和三相正弦调制波指令瞬时值varef(n)、vbref(n)、vcref(n)结合公式(d)获取零序电压分量注入的调制波Vrefa、Vrefb、Vrefc如公式(d)所示，即可抵消中点电压一阶微分值dVdc，使得电容电压在下一个周期内达到平衡；
其中，Vrefa(n)为调制波Vrefa的瞬时幅值，Vrefb(n)为调制波Vrefb的瞬时幅值，Vrefc(n)为调制波Vrefc的瞬时幅值；
步骤7、利用调制波幅移生成调制波二单元7根据三角载波的幅值和零序电压分量注入调制波单元6产生的调制波获取幅移调制波二，该幅移调制波二的三相瞬时幅值Vref2a(n)、Vref2b(n)、Vref2c(n)是在调制波的瞬时幅值Vrefa(n)、Vrefb(n)、Vrefc(n)的基础上叠加三角载波Vcar的幅值得到，由公式(e)计算：
|Vref2m(n)|＝|Vrefm(n)+|Vcar| (e)
其中，m可取值为a、b、c；
步骤8、利用PWM波发生单元8将步骤6中零序电压分量注入调制波单元6产生的调制波Vrefa、Vrefb、Vrefc和步骤7中产生的幅移调制波二Vref2a、Vref2b、Vref2c分别与三角载波相交，即得到三相逆变器三个桥臂对应的PWM开关信号，完成T型三电平逆变器的中点电压平衡控制。
以A相为例说明双调制波脉宽调制，A相调制波Ua1的正半周通过与载波比较得到A相开关管Sa1、Sa3触发脉冲ga1、ga3，A相幅移调制波二Ua2负半周通过与载波比较得到A相开关管Sa2、Sa4触发脉冲ga2、ga4，就会产生A相桥臂两两互补的四路驱动波形ga1、ga2、ga3、ga4。注入零序电压分量的调制波其实质就是马鞍波，这样载波PWM也可以获得和SVPWM同样高的直流电压利用率。注入零序电压分量的方法实质就是在通过调整开关管开关顺序，调整流入中点的电流与中点流出的电流值，从而可以更为准确地控制中点电压平衡。

Claims (7)

1.一种T型三电平逆变器，其特征在于，包括直流侧Cp、Cn电压采样单元(1)、中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元(2)、零序分量因子的选取单元(3)、三相调制电压指令值单元(4)、零序电压分量生成单元(5)、零序电压分量注入调制波单元(6)、调制波幅移生成调制波二单元(7)，PWM波发生单元(8)；所述中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元(2)的输入端与直流侧Cp、Cn电压采样单元(1)的输出端连接；所述零序分量因子的选取单元(3)的输入端与中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元(2)的输出端相连接；所述零序电压分量生成单元(5)的输入端分别与零序分量因子的选取单元(3)的输出端、三相调制电压指令值单元(4)的输出端连接；所述三相调制电压指令值单元(4)输入端接受d轴交流电压分量给定、q轴交流电压分量给定；所述零序电压分量注入调制波单元(6)的输入端分别与零序电压分量生成单元(5)的输出端、三相调制电压指令值单元(4)的输出端连接；所述调制波幅移生成调制波二单元(7)的输入端分别与零序电压分量注入调制波单元(6)的输出端以及三角载波连接；所述PWM波发生单元(8)的输入端分别与零序电压分量注入调制波单元(6)的输出端、调制波幅移生成调制波二单元(7)的输出端以及三角载波连接。
2.根据权利要求1所述的一种T型三电平逆变器，其特征在于，所述中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元(2)用于经过采样延迟获取中点电压波动量即中点电压一阶微分，将前一状态周期和现状态周期的中点电压波动量相减，获取中点电压变化速率即中点电压二阶微分值；具体包括：将检测得到的直流母线电容Cp、Cn中点电压值相减得到中点电压一阶微分值dVdc；将前一状态周期的dVdc和现现状态周期的dVdc相减得到中点电压二阶微分值ddVdc。
3.根据权利要求1所述的一种T型三电平逆变器，其特征在于，所述零序分量因子的选取单元(3)用于根据中点电压一阶微分和二阶微分值结合零序分量因子选择原则获取零序分量因子值；具体包括：记录中点电压一阶微分值判断中点电压的波动量；记录中点电压二阶微分值判断中点电压波动量的变化趋势；根据中点电压一阶微分值的大小和中点电压二阶微分值的正负关系，结合零序分量因子选择原则中的中点电压一阶微分值和中点电压二阶微分值的预设范围得到零序分量因子值。
4.根据权利要求1所述的一种T型三电平逆变器，其特征在于，所述零序电压分量注入调制波单元(6)用于根据零序电压分量、三相正弦调制波指令值结合公式获取零序电压分量注入的调制波。
5.根据权利要求1所述的一种T型三电平逆变器，其特征在于，所述调制波幅移生成调制波二单元(7)用于根据三角载波和零序电压分量注入调制波单元(6)产生的调制波获取幅移调制波二。
6.根据权利要求1所述的一种T型三电平逆变器，其特征在于，所述PWM波发生单元(8)用于根据幅移调制波二、三角载波和零序电压分量注入调制波单元(6)产生的调制波生成三相桥臂的PWM开关信号。
7.一种权利要求1所述T型三电平逆变器的中点平衡控制方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：
步骤1、利用直流侧Cp、Cn电压采样单元(1)对直流侧两个电容Cp以及Cn的电压进行采样，直流侧正母线至电容中点的电压采样值为Vdcp(n)，电容中点至负母线的电压采样值为Vdcn(n)；其中，n表示第n次采样，n为自然数；
步骤2、利用中点电压一阶微分和二阶微分值计算单元(2)分析中点电压的变化，给出中点电压一阶微分和二阶微分值，其中直流侧正母线至电容中点的电压采样值Vdcp(n)与电容中点至负母线的电压采样值Vdcn(n)之间的差值为中点电压一阶微分值dVdc(n)，如公式(a)所示；中点电压波动的变化为中点电压二阶微分值ddVdc(n)，如公式(b)所示；
dVdc(n)＝Vdcp(n)-Vdcn(n) (a)
ddVdc(n)＝dVdc(n)-dVdc(n-1) (b)；
步骤3、利用零序分量因子的选取单元(3)根据中点电压一阶微分值dVdc(n)和中点电压二阶微分值ddVdc(n)，结合零序电压分量调节因子选择原则获取零序电压分量调节因子k；
步骤4、利用三相调制电压指令值单元(4)根据给定的交流电压dq轴分量经过2r/3s变换，获取三相正弦调制波指令瞬时值varef(n)、vbref(n)、vcref(n)，以及a相电压幅值vam、b相电压幅值vbm、c相电压幅值vcm，所述a相电压幅值vam、b相电压幅值vbm、c相电压幅值vcm的幅值相等、相位互差120°；
步骤5、利用零序电压分量生成单元(5)根据零序电压分量调节因子k和记录三相调制电压指令值varef、vbref、vcref，并按大小对其进行排序，取得三相调制电压指令值的最大值Vmax、最小值Vmin，将零序电压分量调节因子k、三相调制电压指令值的最大值Vmax以及最小值Vmin带入公式(c)得到要注入的零序电压分量VZ；
VZ＝-k×Vmax-(1-k)×Vmin+(2k-1) (c)；
步骤6，利用零序电压分量注入调制波单元(6)根据要注入的零序电压分量VZ和三相正弦调制波指令瞬时值varef(n)、vbref(n)、vcref(n)结合公式(d)获取零序电压分量注入的调制波Vrefa、Vrefb、Vrefc如公式(d)所示，即可抵消中点电压一阶微分值dVdc，使得电容电压在下一个周期内达到平衡；
其中，Vrefa(n)为调制波Vrefa的瞬时幅值，Vrefb(n)为调制波Vrefb的瞬时幅值，Vrefc(n)为调制波Vrefc的瞬时幅值；
步骤7，利用调制波幅移生成调制波二单元(7)根据三角载波和零序电压分量注入调制波单元(6)产生的调制波获取幅移调制波二，该幅移调制波二的三相瞬时幅值Vref2a(n)、Vref2b(n)、Vref2c(n)是在调制波的瞬时幅值Vrefa(n)、Vrefb(n)、Vrefc(n)的基础上叠加三角载波Vcar的幅值得到，由公式(e)计算：
|Vref2m(n)|＝|Vrefm(n)|+|Vcar| (e)
其中，m可取值为a、b、c；
步骤8，利用PWM波发生单元(8)将步骤6中零序电压分量注入调制波单元(6)产生的调制波Vrefa、Vrefb、Vrefc和步骤7中产生的幅移调制波二Vref2a、Vref2b、Vref2c分别与三角载波相交，即得到三相逆变器三个桥臂对应的PWM开关信号，完成T型三电平逆变器的中点电压平衡控制。
CN201610532466.5A 2016-07-07 2016-07-07 一种t型三电平逆变器及其中点平衡控制方法 Active CN106100402B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610532466.5A CN106100402B (zh) 2016-07-07 2016-07-07 一种t型三电平逆变器及其中点平衡控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610532466.5A CN106100402B (zh) 2016-07-07 2016-07-07 一种t型三电平逆变器及其中点平衡控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106100402A CN106100402A (zh) 2016-11-09
CN106100402B true CN106100402B (zh) 2019-01-11

Family

ID=57213198

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610532466.5A Active CN106100402B (zh) 2016-07-07 2016-07-07 一种t型三电平逆变器及其中点平衡控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN106100402B (zh)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106602916B (zh) * 2016-12-07 2018-10-16 合肥工业大学 一种混合电平三相四桥臂变流器装置及控制方法
CN107147314B (zh) * 2017-06-13 2019-03-29 山东大学 修正零序分量注入的载波调制方法
CN107171584B (zh) * 2017-06-22 2019-08-23 南京理工大学 Npc三相三电平并网逆变器的模型预测控制方法及装置
CN107453642B (zh) * 2017-07-12 2019-09-03 北京科诺伟业科技股份有限公司 用于t型npc变流器的svpwm调制方法
CN107769602B (zh) * 2017-09-30 2020-11-10 中南大学 三电平逆变器中性点电位自平衡开关信号获取方法及装置
CN110707958B (zh) * 2017-10-27 2021-09-21 南京理工大学 一种基于调制波区间划分的中点电压控制方法
CN108322075B (zh) * 2018-01-29 2019-05-31 浙江大学 基于中点移位控制的mmc热应力不均平抑方法
CN108599165B (zh) * 2018-05-16 2022-06-17 哈尔滨理工大学 基于复合控制策略的三电平有源滤波器、其应用***及方法
CN109302119B (zh) * 2018-10-10 2020-06-26 山东大学 全周期低共模电压运行的控制方法、控制器及***
CN111711223B (zh) * 2020-05-13 2023-08-04 许昌开普检测研究院股份有限公司 提高光伏逆变器效率和谐波性能的混合空间矢量调制方法
CN112953270B (zh) * 2021-02-07 2022-09-06 石家庄通合电子科技股份有限公司 三相三电平整流器中点平衡控制方法、装置及终端设备
CN114421837B (zh) * 2021-08-31 2023-12-22 宁波诺丁汉大学 一种功率因数自适应的不连续脉宽调制算法
CN114050709B (zh) * 2021-09-10 2024-01-30 南京航空航天大学 一种三电平载波脉宽调制方法
CN114070112B (zh) * 2021-11-16 2023-09-05 中南大学 一种三电平逆变器的中性点电位快速平衡控制方法
CN115459553B (zh) * 2022-09-16 2023-06-09 山东艾诺智能仪器有限公司 一种t型三电平pwm整流器中点电位spwm控制方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003111433A (ja) * 2001-09-27 2003-04-11 Mitsubishi Electric Corp 中性点クランプ式３レベルインバータ装置
CN101753044A (zh) * 2010-01-26 2010-06-23 北方工业大学 一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法
CN102843055A (zh) * 2012-09-04 2012-12-26 江苏中航动力控制有限公司 一种三电平逆变器中点电位平衡控制装置及方法
CN103219908A (zh) * 2013-03-26 2013-07-24 东南大学 基于零序和负序电压注入的级联型并网逆变器直流侧平衡控制方法
CN103414363A (zh) * 2013-08-30 2013-11-27 阳光电源股份有限公司 一种三相三电平变换器电容电位平衡控制方法及***

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003111433A (ja) * 2001-09-27 2003-04-11 Mitsubishi Electric Corp 中性点クランプ式３レベルインバータ装置
CN101753044A (zh) * 2010-01-26 2010-06-23 北方工业大学 一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法
CN102843055A (zh) * 2012-09-04 2012-12-26 江苏中航动力控制有限公司 一种三电平逆变器中点电位平衡控制装置及方法
CN103219908A (zh) * 2013-03-26 2013-07-24 东南大学 基于零序和负序电压注入的级联型并网逆变器直流侧平衡控制方法
CN103414363A (zh) * 2013-08-30 2013-11-27 阳光电源股份有限公司 一种三相三电平变换器电容电位平衡控制方法及***

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Neutral Point Voltage-Balanced Control Method Based on Discontinuous Pulse Width Modulation for a NPC 3-level Inverter;Shaoliang An 等;《International Conference on Power Electronics-ECCE Asia》;20150605;第2820-2825页

Also Published As

Publication number Publication date
CN106100402A (zh) 2016-11-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106100402B (zh) 一种t型三电平逆变器及其中点平衡控制方法
CN110707958B (zh) 一种基于调制波区间划分的中点电压控制方法
CN101753044B (zh) 一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法
CN104836464B (zh) 一种vienna整流器直流侧中点电位平衡控制装置及方法
CN104052323B (zh) 基于功率因数角的中点电压平衡控制***及方法
CN109787491A (zh) 基于虚拟磁链的三相Vienna整流器预测直接功率控制方法
CN105071403B (zh) 基于双h桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置及控制方法
CN103746584A (zh) 基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法
CN107196491B (zh) 一种双buck并网逆变器半周期电流畸变抑制***及其方法
CN110474557A (zh) 一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法
CN104600753A (zh) 一种基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法
CN106998071A (zh) 一种基于桥臂电流的mmc‑statcom不平衡负载补偿控制方法
CN104410083B (zh) 一种svg直流侧电容中点电位平衡装置及其控制方法
CN104333002A (zh) 一种基于ip-iq检测法和滞环控制的混合型有源滤波器
CN105071390B (zh) 一种h桥三电平有源电力滤波器的控制方法及***
CN110266008A (zh) 基于改进的中性点箝位型多电平有源电力滤波器
CN104868761A (zh) 一种用于三相pwm整流器新型三角波比较控制方法
Chennai et al. Unified power quality conditioner based on a three-level NPC inverter using fuzzy control techniques for all voltage disturbances compensation
CN105490297A (zh) 基于双逆变器群协调控制的微电网供电电压和电网电流谐波同步补偿方法
CN102684204B (zh) 一种级联式statcom直流侧电容电压平衡控制方法
CN105529710A (zh) 一种基于dstatcom拓扑结构的控制方法及装置
CN204858577U (zh) 基于双h桥模块化多电平换流器的无功补偿装置
CN204290329U (zh) 一种svg直流侧电容中点电位平衡装置
CN109951093B (zh) 一种基于混杂参数的中点电压控制***及方法
CN103094916A (zh) 基于电力有源滤波器的三相三线制相间平衡方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20221012

Address after: Area a, 6 / F, building B4, Yijing industrial town, Tianliao community, Yutang street, Guangming New District, Shenzhen City, Guangdong Province

Patentee after: SHENZHEN JIALI ELECTRICAL TECHNOLOGY Co.,Ltd.

Address before: 710048 No. 5 Jinhua South Road, Shaanxi, Xi'an

Patentee before: XI'AN University OF TECHNOLOGY