CN103746584A - 基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法。该方法步骤为：数字处理控制模块的采样单元检测多电平逆变器直流母线的中点与正极之间的电容瞬时电压、直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压，并确定该两个电容瞬时电压的偏差，经过载波偏置控制调节单元对当前时刻的载波偏置量进行调节，载波偏置控制调节单元的控制调节信号输出给SVPWM矢量控制单元，经驱动电路输出PWM信号控制多电平逆变器的工作状态，同时控制多电平逆变器的中点电压平衡。本发明在保持原有SVPWM控制方法的基础上，不增加控制方法复杂度，只通过改变载波偏置来控制中点电压的平衡，能够减少输出电压、电流谐波，提高输出波形质量，具有实时性好、处理过程简单且易于实现的优点。

Description

基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法

技术领域

本发明属于电力电子变换技术中的控制技术领域，特别是一种基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法。

背景技术

多电平逆变器具有开关器件的耐压等级低、等效开关频率高及输出波形谐波小等优点，因而在中高压大功率变换场合中得到广泛应用。无论是中点箝位型逆变器还是T型逆变器都存在中点电压不平衡的问题，这是一个共性问题。多电平逆变器中点电压不平衡将会增加***输出电压的谐波，影响输出波形质量。目前，中点电压平衡的软件控制策略主要有两种，一种是基于载波的正弦脉宽调制SPWM技术，通过注入零序分量维持中点电压平衡；另一种是基于空间矢量脉宽调制SVPWM技术，通过调节冗余小矢量的作用时间来控制中点电压平衡。在SPWM方式下，主要通过向三相调制波中注入零序分量来维持中点电压平衡；但是零序分量的计算需要技巧，一般是通过“预估-校验-修正”的方法，计算量大，计算方法复杂。在SVPWM方式下常用的方法是计算分配因子，分配因子k的计算公式如下：

$k=\frac{I_b{T}_a+I_c(T_a+T_b)+Q_{\mathrm{NPO}}}{(I_c-I_a)(T_a+T_b)-I_b(T_b-T_a)}$

其中I_j(j＝a,b,c)为一个控制周期内的三相负载电流，T_j(j＝a,b,c)为小三角形三个顶点矢量的作用时间，Q_NPO为一个控制周期内流入中点的平均电荷。由分配因子决定每对冗余小矢量的相对作用时间。当合成空间矢量处于矢量分布图中不同的扇区，不同的三角形区域内，分配因子计算的公式不一样；该计算方法需要用到的参数较多，计算比较复杂，运算量大且不利于数字化的实现。

发明内容

本发明的目的在于提供一种处理过程简单、运算量小且便于数字化的基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法，数字处理控制模块的采样单元检测多电平逆变器直流母线的中点与正极之间的电容瞬时电压、直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压，并确定该两个电容瞬时电压的偏差，经过载波偏置控制调节单元对当前时刻的载波偏置量进行调节，载波偏置控制调节单元的控制调节信号输出给SVPWM矢量控制单元，经驱动电路输出PWM信号控制多电平逆变器的工作状态，同时控制多电平逆变器的中点电压平衡，具体包括以下步骤：

步骤1、采样单元分别采样多电平逆变器的直流母线电压、直流母线的中点与正极之间的电容瞬时电压、直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压、多电平逆变器输出的三相电压信号以及多电平逆变器输出的三相电流信号；

步骤2、载波偏置控制调节单元根据步骤1中所述两个电容瞬时电压的偏差信号，通过载波偏置控制方法确定当前时刻的载波偏置量ΔT_offset；

步骤3、SVPWM矢量控制单元根据步骤1中采样单元输出的三相电压信号与三相电流信号、直流母线电压信号、以及步骤2中所得当前时刻的载波偏置量ΔT_offset，确定当前开关周期内多电平逆变器的每相桥臂开关管的控制信号；

步骤4、驱动电路将SVPWM矢量控制单元输出的开关管控制信号分配给多电平逆变器的每相桥臂各个开关管，控制多电平逆变器的工作状态和中点电压平衡。

与现有技术相比，本发明的显著优点在于：（1）在保持原有SVPWM控制方法的基础上，不增加控制方法复杂度，只通过变载波偏置来控制中点电压的平衡；（2）能够减少输出电压、电流谐波，提高输出波形质量；（3）具有实时性好、处理过程简单且易数字化实现等优点。

附图说明

图1是本发明基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法的装置结构图。

图2是T型三电平的拓扑结构图和NPC型三电平的拓扑结构图。

图3是三电平空间矢量分布图中第一扇区的局部空间矢量分布图。

图4是图3中第一扇区第二小三角形叠加载波偏置量前后的三相输出电平变化图。

图5是本发明基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法的流程图。

图6是实施例中在0.02s时加入本发明的控制方式前后的上下直流母线电压波形图。

具体实施方式

本发明采用变载波偏置的SVPWM控制方法，实现了在每个开关周期内对逆变器输出a、b、c三相电压高、低电平状态持续时间的动态调节，即对中点电压闭环调节，确保中点电压工作在误差范围内的平衡状态。载波偏置控制调节单元根据直流母线的中点与正极之间的电容瞬时电压、直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压，并确定该两个电容瞬时电压的偏差，通过闭环控制方法确定当前开关周期的载波偏置量，最后叠加到载波上，调整当前开关周期内a、b、c三相输出电压高、低电平状态持续时间，实现中点电压稳定状态。

结合图1，本发明基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法，数字处理控制模块的采样单元检测多电平逆变器直流母线的中点与正极之间的电容瞬时电压、直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压，并确定该两个电容瞬时电压的偏差，经过载波偏置控制调节单元对当前时刻的载波偏置量进行调节，载波偏置控制调节单元的控制调节信号输出给SVPWM矢量控制单元，经驱动电路输出PWM信号控制多电平逆变器的工作状态，同时控制多电平逆变器的中点电压平衡，具体包括以下步骤：

步骤1、采样单元分别采样多电平逆变器的直流母线电压、直流母线的中点与正极之间的电容瞬时电压、直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压、多电平逆变器输出的三相电压信号以及多电平逆变器输出的三相电流信号；

步骤2、载波偏置控制调节单元根据步骤1中所述两个电容瞬时电压的偏差信号，通过载波偏置控制方法确定当前时刻的载波偏置量ΔT_offset；包括以下步骤：

第1步，判断直流母线中点电压变化量ΔV_NP是否在误差范围内：若|ΔV_NP|＜Verro，则不对载波进行任何操作；否则，进入第2步，其中直流母线中点电压变化量ΔV_NP为：

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{NP}}=-\frac{(V_{c1}-V_{c2})}{2}$

式中，V_c1为直流母线的正极与中点之间的电容瞬时电压、V_c2为直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压，Verro为小于0.05倍的直流母线电压；

第2步，判断直流母线中点电压变化量ΔV_NP是否小于0：如果ΔV_NP＜0则进入第3步，否则转至第4步；

第3步，判断本次中点电压变化量ΔV_NP(K)与上次中点电压变化量ΔV_NP(K-1)的大小：若|ΔV_NP(K)|＞|ΔV_NP(K-1)|，则在当前载波基础上叠加一个正的载波偏置量ΔT_offset；否则不对载波进行操作；

第4步，判断本次中点电压变化量ΔV_NP(K)与上次中点电压变化量ΔV_NP(K-1)的大小：若|ΔV_NP(K)|＞|ΔV_NP(K-1)|，则在当前载波基础上叠加一个负的载波偏置量ΔT_offset；否则不对载波进行操作。

所述的载波偏置量ΔT_offset的范围为：

$\frac{1}{1000}\left(\frac{T_s}{2}\right)\≤\left|\mathrm{\Δ}{T}_{\mathrm{offset}}\right|\≤\frac{T_s}{2}$

式中，T_s为多电平逆变器的开关周期。

所述叠加载波偏置量ΔT_offset后的载波上峰值T_hpp和下峰值T_lpp分别满足以下条件：

T_hpp≥max{t_aon,t_bon,t_con}

T_lpp≤min{t_aon,t_bon,t_con}

式中，t_aon、t_bon、t_con分别为多电平逆变器的A、B、C三相输出电压动作时刻。

步骤3、SVPWM矢量控制单元根据步骤1中采样单元输出的三相电压信号与三相电流信号、直流母线电压信号、以及步骤2中所得当前时刻的载波偏置量ΔT_offset，确定当前开关周期内多电平逆变器的每相桥臂开关管的控制信号；

步骤4、驱动电路将SVPWM矢量控制单元输出的开关管控制信号分配给多电平逆变器的每相桥臂各个开关管，控制多电平逆变器的工作状态和中点电压平衡。所述数字处理控制模块为STM32F407芯片。

下面以三电平逆变器为例，结合附图来说明本发明的具体实施方式过程。

表1详细表述了三电平逆变器开关状态与输出三相电压电平的关系，P表示正母线电压

电平，N表示负母线电压

电平，直流母线中点0表示参考零电位。

表1三电平逆变器开关状态与输出三相电压电平的关系参考表

在理想条件下，当中点电压平衡（即相对于零电位中点电压变化量ΔV_NP=0）时，直流母线电容C₁、C₂的电压

当中点电压不平衡时即偏离零电位，直流母线电容C₁、C₂的电压不相等时，中点电压变化量ΔV_NP的表达式为

如图2所示，中点电流i_o与流经上下直流母线电容C₁、C₂的电流i₁、i₂的关系如下：令直流母线C₁、C₂的容值相等，即C₁＝C₂＝C。

$\left\{\begin{array}{c}{i}_1=C_1\frac{d{V}_{c1}}{\mathrm{dt}}\\ i_2=C_2\frac{d{V}_{c2}}{\mathrm{dt}}\\ i_o=i_1-i_2\\ \mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{NP}}=-\frac{(V_{c1}-V_{c2})}{2}\end{array}\right.$

由上式可得中点电压变化量ΔV_NP的表达式为

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{NP}}=\∫-\frac{1}{2C}{i}_o\mathrm{dt}---\left(1\right)$

式中V_c1、V_c2满足V_c1+V_c2=V_dc，可得中点电压变化量ΔV_NP与中点电流直接相关。

令每相电压的输出电平状态由 $S_j=\left\{\begin{array}{c}1\\ 0\\ -1\end{array}\right.(j=a,b,c)$ 表示，1代表P状态，0代表O状态，-1代表N状态。中点电流的表达式为：

$\begin{array}{c}{i}_o=(1-|S_a\left|\right)\·i_a+(1-|S_b\left|\right)\·i_b+(1-|S_c\left|\right)\·i_c\\ =i_a+i_b+i_c-\left(\right|S_a|\·i_a+|S_b|\·i_b+|S_c|\·i_c)\end{array}$

对于三相三线制逆变器***，三相输出电流满足表达式：i_a+i_b+i_c=0

所以i_o＝-(|S_a|·i_a+|S_b|·i_b+|S_c|·i_c)，代入式（1）可得中点电压变化量ΔV_NP的表达式为：

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{NP}}=\∫\frac{1}{2C}\left(\right|S_a|\·i_a+|S_b|\·i_b+|S_c|\·i_c)\mathrm{dt}---\left(2\right)$

在三电平逆变器中，SVPWM矢量控制通常采用的是七段式矢量序列，每个序列以负小矢量（正小矢量）为始发矢量，以负小矢量（正小矢量）为终结矢量。若以图3所示的第一大扇区第二小三角形矢量区为例，其七段式矢量序列为：[OON]-[PON]-[PPN]-[PPO]-[PPN]-[PON]-[OON]。其中，当开关状态为正小矢量（PPO），由于开关频率通常选取的很高（20kHZ-200kHZ），所以可以认为在该开关周期内三相电流i_a、i_b、i_c恒定不变,并规定电流流出方向为正。中点电压变化量ΔV_NP的表达式为

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{NP}}=\frac{1}{2C}(i_a+i_b)\·\mathrm{\ΔT}=-\frac{1}{2C}{i}_c\·\mathrm{\ΔT}$

此开关状态时间段内i_c<0,所以ΔV_NP>0,PPO作用的这段时间内，由上述分析可知中点电压的变化量为正值，所以正小矢量可以使得中点电压升高。

同理当开关状态为正小矢量（OON）：中点电压变化量ΔV_NP的公式可表述为

$\mathrm{\&Delta;}{V}_{\mathrm{NP}}=\frac{1}{2C}{i}_c\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;T}$

ΔV_NP<0,OON作用的这段时间内，中点电压的变化量为负。所以负小矢量可以使得中点电压降低。

综上可得：若中点电压偏低，则应增加ABC三相处于P（高电平）状态的时间，相应的减小处于N（低电平）状态的时间，才能使中点电压上升到预定值（接近零电位）。反之，则应减小a、b、c三相处于P（高电平）状态的时间，相应的增加处于N（低电平）状态的时间。

中点电压不平衡时，则根据中点电压变化量ΔV_NP决定所叠加的偏置量的大小和方向。如果中点电压偏低，则相应的将载波叠加一个小的正偏置量，用ΔT_offset表示。叠加载波偏置量前后过程如图4所示，图中载波的幅值为1/2倍的开关周期值。以第一大扇区第二小三角形为例，可以得出叠加偏置量之前，每一相的开关动作时间为：大矢量（PPN）的作用时间为2(t_con-t_bon)；中矢量（PON）的作用时间为2(t_bon-t_aon)；冗余正小矢量（PPO）的作用时间为

冗余负小矢量（OON）的作用时间为2t_aon；

载波叠加一个幅值为ΔT_offset偏置量后，每一相的开关动作时间变化如下：

t′_aon＝t_aon-ΔT_offset

t′_bon＝t_bon-ΔT_offset

t′_con＝t_con-ΔT_offset

大矢量（PPN）的作用时间为2(t′_con-t′_bon)＝2[(t_con-ΔT_offset)-(t_bon-ΔT_offset)]＝2(t_con-t_bon)；中矢量（PON）的作用时间为2(t′_bon-t′_aon)＝2[(t_bon-ΔT_offset)-(t_aon-ΔT_offset)]＝2(t_bon-t_aon)；冗余正小矢量（PPO）的作用时间为冗余负小矢量（OON）的作用时间为2t′_aon；其中（t′_con＜t_con）。

可见，大矢量（PPN）、中矢量（PON）的作用时间并没有变化，而冗余正小矢量（PPO）的作用时间被延长，冗余负小矢量（OON）的时间被缩短。

载波叠加偏置量ΔT_offset前，中点电压变化量

载波叠加偏置量ΔT_offset后，中点电压变化量为：

在该扇区内，i_c<0,i_b>0,t_bon-t_aon＞0，由（3）式可知：ΔV_NP<0,又因为ΔT_offset的选取一般比t_aon t_bon t_con小一至三个数量级，所以由（3）、（4）可知ΔV_NP<ΔV′_NP<0。因此，在叠加一个小的正偏置量后，中点电压升高了，则下一开关周期仍按该步长继续叠加载波偏置量，经过几个开关周期后随着不断叠加ΔT_offset，中点电压变化量|ΔV_NP|＜Verro（中点电压偏差达到预期设定值以内，则停止叠加偏置量），最终实现中点电压平衡。载波偏置量调节过程约束条件是叠加偏置量后的载波上峰值T_hpp和下峰值T_lpp分别满足以下条件：

T_hpp≥max{t_aon,t_bon,t_con}

T_lpp≤min{t_aon,t_bon,t_con}

式中，t_aon、t_bon、t_con分别为多电平逆变器的a、b、c三相动作时刻。

冗余正小矢量与负小矢量在图3所示的三电平空间矢量分布图上代表的是同一矢量，在叠加偏置量之前该矢量的作用时间为

叠加偏置量之后该矢量的作用时间为：

$2(\frac{T_s}{2}-t_{\mathrm{con}}^{\&prime;})+2t_{\mathrm{aon}}^{\&prime;}=2(\frac{T_s}{2}-t_{\mathrm{con}}^{\&prime;}+t_{\mathrm{aon}}^{\&prime;})=2[\frac{T_s}{2}-(t_{\mathrm{con}}-\mathrm{\&Delta;}{T}_{\mathrm{offset}})+(t_{\mathrm{aon}}-\mathrm{\&Delta;}{T}_{\mathrm{offset}})]=2(\frac{T_s}{2}-t_{\mathrm{con}}+t_{\mathrm{aon}})$

根据伏秒平衡原理，叠加偏置量之前合成参考矢量V_ref在T_s时间的作用效果可以用以下表达式表示：

$V_{\mathrm{ref}}\&CenterDot;T_s=V_2\&CenterDot;2(\frac{T_s}{2}-t_{\mathrm{con}}+t_{\mathrm{aon}})+V_4\&CenterDot;2(t_{\mathrm{bon}}-t_{\mathrm{aon}})+V_5\&CenterDot;2(t_{\mathrm{con}}-t_{\mathrm{bon}})---\left(5\right)$

叠加偏置量之后合成参考矢量V′_ref在T_s时间的作用效果可以用以下表达式表示：

$\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ref}}^{\&prime;}\&CenterDot;T_s=V_2\&CenterDot;2(\frac{T_s}{2}-t_{\mathrm{con}}^{\&prime;}+t_{\mathrm{aon}}^{\&prime;})+V_4\&CenterDot;2(t_{\mathrm{bon}}^{\&prime;}-t_{\mathrm{aon}}^{\&prime;})+V_5\&CenterDot;2(t_{\mathrm{con}}^{\&prime;}-t_{\mathrm{bon}}^{\&prime;})\\ =V_2\&CenterDot;2(\frac{T_s}{2}-t_{\mathrm{con}}+t_{\mathrm{aon}})+V_4\&CenterDot;2(t_{\mathrm{bon}}-t_{\mathrm{aon}})+V_5\&CenterDot;2(t_{\mathrm{con}}-t_{\mathrm{bon}})\end{array}---\left(6\right)$

比较（5）、（6）式，可知叠加载波偏置前后，合成参考矢量的作用效果一致，所以三电平逆变器输出的三相电压波形不会改变。可见叠加载波偏置量，并不影响输出电压、电流波形，却能够达到平衡中点电压的目的。

本发明提出基于变载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法，可以有效地实现中点电压平衡控制。图5是本发明的基于载波偏置多电平逆变器中点电压平衡控制方法的流程图，具体实施过程如下：

(1)采样多电平逆变器直流母线的中点与正极之间的电容瞬时电压、直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压，多电平逆变器的直流母线电压信号，多电平逆变器输出的三相电压信号以及多电平逆变器输出的三相电流信号，进入（2）；

(2)判断直流母线中点电压变化量ΔV_NP是否满足|ΔV_NP|＜Verro，即接***衡点，其中Verro是定值，如果满足上述判断条件，则不对载波进行任何操作，跳转至（6）；若不满足，则进入（3）；否则跳转至（5）；

(4)判断本次中点电压变化量ΔV_NP(K)与上次中点电压变化量ΔV_NP(K-1)的大小。若|ΔV_NP(K)|＞|ΔV_NP(K-1)|,则在当前载波基础上叠加一个正载波偏置量ΔT_offset否则不对载波进行任何操作。执行完后，跳转至（6）；

(5)判断本次中点电压变化量ΔV_NP(K)与上次中点电压变化量ΔV_NP(K-1)的大小。若|ΔV_NP(K)|＞|ΔV_NP(K-1)|,则在当前载波基础上叠加一个负载波偏置量ΔT_offset;否则不对载波进行任何操作。执行完后，跳转至（6）；

(6)SVPWM矢量控制单元根据（1）中采样所得多电平逆变器的直流母线电压信号，多电平逆变器输出的三相电压信号以及多电平逆变器输出的三相电流信号，并根据（4）和（5）确定的更新后的载波，调节过程中如果载波上峰值T_hpp和下峰值T_lpp不满足条件：T_hpp≥max{t_aon,t_bon,t_con}和T_lpp≤min{t_aon,t_bon,t_con}，则令T_hpp＝max{t_aon,t_bon,t_con}或者T_lpp＝min{t_aon,t_bon,t_con}，根据七段式矢量对称输出形式的工作顺序，确定当前开关周期内多电平逆变器每相桥臂开关管的控制信号，经驱动电路分配给多电平逆变器每相桥臂各开关管，控制多电平逆变器的工作状态和中点电压平衡；处理结束后返回至（1），进入下一个开关周期的循环。

实施例1

本实施例利用MATLAB中的Simulink工具搭建了三电平逆变电路，直流电经直流母线电容后由三电平电路逆变输出三相电压，经EMI滤波电路输出光滑的三相正弦电压。仿真过程中的电气参数设置如下表：

图6为在上述电气参数设置下的直流母线电容C₁、C₂的电压V_c1、V_c2仿真波形。在0.02s时刻加入本发明的控制方式，在未加入本发明控制方式时，直流母线电容C₁、C₂的电压V_c1、V_c2的平均值相差30V左右，***处于中点电压不平衡状态，在0.02s时刻加入本发明的控制方式以后，可以看出***经过约一个工频周期0.02s时间调节以后进入稳定状态，直流母线电容C₁、C₂的电压V_c1、V_c2的平均值的差值在5V以内，实现了中点电压平衡，可见本发明的控制方法控制效果显著。

综上所述，本发明的基于载波偏置多电平逆变器中点电压平衡控制方法，通过实时测量多电平逆变器直流母线的中点与正极之间的电容瞬时电压、直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压，并确定该两个电容瞬时电压的偏差，经过载波偏置控制调节单元对当前时刻的载波偏置量进行调节，载波偏置控制调节单元的控制调节信号输出给SVPWM矢量控制单元，经驱动电路输出PWM信号控制多电平逆变器的工作状态，同时控制多电平逆变器的中点电压平衡。本发明是在保持原有SVPWM控制方法的基础上，不增加控制方法复杂度，只通过变载波偏置来控制中点电压的平衡，具有实时性好、处理过程简单且易实现和能够减少输出电压、电流谐波，提高输出波形质量等优点，具有重大的工程应用价值。

Claims (5)

1.一种基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法，其特征在于，数字处理控制模块的采样单元检测多电平逆变器直流母线的中点与正极之间的电容瞬时电压、直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压，并确定该两个电容瞬时电压的偏差，经过载波偏置控制调节单元对当前时刻的载波偏置量进行调节，载波偏置控制调节单元的控制调节信号输出给SVPWM矢量控制单元，经驱动电路输出PWM信号控制多电平逆变器的工作状态，同时控制多电平逆变器的中点电压平衡，具体包括以下步骤：

步骤1、采样单元分别采样多电平逆变器的直流母线电压、直流母线的中点与正极之间的电容瞬时电压、直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压、多电平逆变器输出的三相电压信号以及多电平逆变器输出的三相电流信号；

步骤2、载波偏置控制调节单元根据步骤1中所述两个电容瞬时电压的偏差信号，通过载波偏置控制方法确定当前时刻的载波偏置量ΔT_offset；

步骤3、SVPWM矢量控制单元根据步骤1中采样单元输出的三相电压信号与三相电流信号、直流母线电压信号、以及步骤2中所得当前时刻的载波偏置量ΔT_offset，确定当前开关周期内多电平逆变器的每相桥臂开关管的控制信号；

步骤4、驱动电路将SVPWM矢量控制单元输出的开关管控制信号分配给多电平逆变器的每相桥臂各个开关管，控制多电平逆变器的工作状态和中点电压平衡。

2.根据权利要求1所述的基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法，其特征在于，步骤2中所述通过载波偏置控制方法确定当前时刻的载波偏置量ΔT_offset，包括以下步骤：

第1步，判断直流母线中点电压变化量ΔV_NP是否在误差范围内：若|ΔV_NP|＜Verro，则不对载波进行任何操作；否则，进入第2步，其中直流母线中点电压变化量ΔV_NP为：

$\mathrm{\&Delta;}{V}_{\mathrm{NP}}=-\frac{(V_{c1}-V_{c2})}{2}$

式中，V_c1为直流母线的正极与中点之间的电容瞬时电压、V_c2为直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压，Verro为小于0.05倍的直流母线电压；

第2步，判断直流母线中点电压变化量ΔV_NP是否小于0：如果ΔV_NP＜0则进入第3步，否则转至第4步；

第3步，判断本次中点电压变化量ΔV_NP(K)与上次中点电压变化量ΔV_NP(K-1)的大小：若|ΔV_NP(K)|＞|ΔV_NP(K-1)|，则在当前载波基础上叠加一个正的载波偏置量ΔT_offset；否则不对载波进行操作；

第4步，判断本次中点电压变化量ΔV_NP(K)与上次中点电压变化量ΔV_NP(K-1)的大小：若|ΔV_NP(K)|＞|ΔV_NP(K-1)|，则在当前载波基础上叠加一个负的载波偏置量ΔT_offset；否则不对载波进行操作。

3.根据权利要求1所述的基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法，其特征在于，所述数字处理控制模块为STM32F407芯片。

4.根据权利要求2所述的基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法，其特征在于，第3步和第4步中所述的载波偏置量ΔT_offset的范围为：

$\frac{1}{1000}\left(\frac{T_s}{2}\right)\&le;\left|\mathrm{\&Delta;}{T}_{\mathrm{offset}}\right|\&le;\frac{T_s}{2}$

式中，T_s为多电平逆变器的开关周期。

5.根据权利要求2所述的基于载波偏置的多电平逆变器中点电压平衡控制方法，其特征在于，第3步和第4步中所述叠加载波偏置量ΔT_offset后的载波上峰值T_hpp和下峰值T_lpp分别满足以下条件：

T_hpp≥max{t_aon,t_bon,t_con}

T_lpp≤min{t_aon,t_bon,t_con}

式中，t_aon、t_bon、t_con分别为多电平逆变器的a、b、c三相开关动作时刻。

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