CN108599165B - 基于复合控制策略的三电平有源滤波器、其应用***及方法 - Google Patents

Abstract

本发明基于复合控制策略的三电平有源滤波器、其应用***和方法属于电网领域；包括电源Vdc，电解电容C1和C2，二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8、D9、D10、D11、D12、D13、D14、D15、D16、D17和D18，NPN型三极管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12；Vdc正极分别连接C1的正极、T1、T5和T9，Vdc负极分别连接C2的负极、T4、T8和T12，C1的负极连接C2的正极，T1、T2、T3和T4串联，T5、T6、T7和T8串联，T9、T10、T11和T12串联，T1并联D1，T12并联D16，D5一端连接在T1和T2之间，另一端连接D6的一端，D6的另一端连接在T3和T4之间，C1和C2之间的端点O分别连接在D5和D6之间、D11和D12之间及D17和D18之间；本发明实现了抑制电网谐波以及补偿无功功率的效果。

Description

基于复合控制策略的三电平有源滤波器、其应用***及方法

技术领域

本发明属于电网领域，具体涉及一种基于复合控制策略的三电平有源滤波器、其应用***和方法。

背景技术

电能作为人们生活所必需的能源，其覆盖范围和应用程度代表着我国综合国力，随着经济和科技的发展，特别是电力电子技术迅猛发展，被大规模地运用在了电力领域。由于不平衡和非线性的负荷在配电网中不断地增多，电能质量受到了严重的影响，其危害越来越严重。因此，有效的抑制电网谐波以及补偿无功功率便成了解决这一问题的关键技术。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的在于提供一种基于复合控制策略的三电平有源滤波器、其应用***和方法。

本发明的目的是这样实现的：

一种基于复合控制策略的三电平有源滤波器，包括电源V_dc，电解电容C1和C2，二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8、D9、D10、D11、D12、D13、D14、D15、D16、D17和D18，NPN型三极管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12；所述V_dc正极分别连接C1的正极、T1、T5和T9，V_dc负极分别连接C2的负极、T4、T8和T12，C1的负极连接C2的正极，所述T1、T2、T3和T4串联，所述T5、T6、T7和T8串联，所述T9、T10、T11和T12串联，所述T1并联D1，所述T2并联D2，所述T3并联D3，所述T4并联D4，所述T5并联D7，所述T6并联D8，所述T7并联D9，所述T8并联D10，所述T9并联D13，所述T10并联D14，所述T11并联D15，所述T12并联D16，所述D5一端连接在T1和T2之间，另一端连接D6的一端，D6的另一端连接在T3和T4之间，所述D11一端连接在T5和T6之间，另一端连接D12的一端，D12的另一端连接在T7和T8之间，所述D17一端连接在T9和T10之间，另一端连接D18的一端，D18的另一端连接在T11和T12之间，所述C1和C2之间的端点O分别连接在D5和D6之间、D11和D12之间及D17和D18之间。

一种应用所述复合控制策略的三电平有源滤波器的三电平补偿***，包括控制单元，信号调理电路，驱动电路，电感L1、L2、L3、L4、L5、L6和L7，电阻R1、R2、R3和R4，桥式整流电路SQ，基于复合控制策略的三电平有源滤波器，电流采样电路，电网电压采样电路及直流电压采样电路；所述L1串联R1，L2串联R2，L3串联R3，R1、R2和R3分别连接SQ，所述电流采样电路采集R1、R2、R3和SQ之间的电流，电网电压采样电路采集R1、R2、R3和SQ之间的电压，基于复合控制策略的三电平有源滤波器分别通过L4、L5和L6连接在R1、R2、R3和SQ之间，电流采样电路采集基于复合控制策略的三电平有源滤波器分别通过L4、L5和L6之后的电流，电流采样电路连接信号调理电路，信号调理电路分别连接电网电压采样电路、直流电压采样电路和控制单元，直流电压采样电路采集基于复合控制策略的三电平有源滤波器的直流电压，控制单元通过驱动电路连接基于复合控制策略的三电平有源滤波器，所述SQ连接L7，L7连接R4，R4连接SQ。

一种基于所述三电平补偿***实现的补偿滤波方法，包括以下方法：

步骤a、连接三相电网；

步骤b、电流采样电路实时采集三相负载电流传输给信号调理电路，通过电网电压电路实时采集电网电压传输给信号调理电路；

步骤c、信号调理电路对三相负载电流和电网电压进行转换，将转换的三相负载电流和电网电压传输给控制单元；

步骤d、控制单元根据转换的三相负载电流和电网电压进行运算和控制，得到控制信号PWM；

步骤e、控制信号PWM经过驱动电路驱动基于复合控制策略的三电平有源滤波器中各功率开关管的通断，使基于复合控制策略的三电平有源滤波器输出相应的补偿电流，已补充谐波电流；

步骤f，通过电流采样电路实时采集所述补偿电流，通过直流电压采样电路实时采集基于复合控制策略的三电平有源滤波器的直流电压，通过信号调理电路进行转换，通过控制单元进行检测，当直流电压或者补偿电流出现异常时，控制单元做出故障诊断及处理措施。

具体地，步骤b中采集三相负载电流采用ip-iq电流检测法，包括下列方法：

计算出ip、iq：

根据e合成矢量的分量与e的关系，得：

式(2)中，ωt是锁相环跟踪电网得到的同步相位；

将计算得到的ip、iq，进行数字滤波得到直流分量

反变换成三相电流的基波成分，变换公式如式(3)所示：

将三相电流信号减去基波电流，得到三相谐波电流分量，完成对谐波电流的检测工作。

具体地，步骤b中所述采集电网电压时采用DSOGI-PLL结构对电网电压进行相位的检测跟踪，所述DSOGI-PLL结构包括SOGI模块、正序分量计算模块和SSRF-PLL模块；通过SOGI模块将输入信号滤波和正交分相，由正序分量计算模块计算得到两相静止坐标系下的正序基波分量；通过旋转坐标变换得到有功分量和无功分量，通过采用控制策略实现无功分量输出为0，实现准确锁相，额定频率与PI调节器输出相加，能够加快锁相环跟踪速度，锁相环确定的频率作为SOGI模块的谐振频率，实现对输入信号的自适应控制。

更具体地，所述正序分量计算模块包括下列方法：

电网不平衡时，三相电网电压Vabc通过对称分量法分解成对称的三组分量，正序和负序分量与电网电压vabc的关系为：

其中：

v_abc＝[v_a v_b v_c]^T (6)

式中，α＝e^j2π/3表示旋转因子；

电网电压经过坐标变换至αβ坐标系上，正序、负序分量分别是：

其中：v_αβ＝[v_α v_β]^T，q＝e^-jπ/2，表示滞后90°的旋转因子。

更具体地，所述SOGI模块包括下列方法：

SOGI的传递函数为

二阶广义积分器即SOGI传递函数的频率特性用以下两式表示：

二阶广义积分器的输出量qv'滞后v'一个90°的相位，不受参数k、ω、

的影响，即qv'与v'两两正交；当输入信号v的角频率ω等于积分器的谐振频率

时，积分器输出量v'等于输入量v，实现了无静差地跟踪；

若将积分器谐振频率

设置成电网基波频率，电网谐波信号衰减，输出信号能够无静差地跟踪基波信号；

当输入信号中含有谐波时，高次谐波和低次谐波经过SOGI后其增益减小，能够较好地被抑制；响应速率、带宽和参数k的值成正比；兼顾响应速率和滤波效果来确定k值。

更具体地，所述控制策略为电流内环控制策略，利用电流内环控制策略重复控制消除非线性负载引起的周期性谐波干扰，再结合比例谐振控制消除特定次谐波，使基于复合控制策略的三电平有源滤波器输出的谐波补偿精度更高。

具体地，步骤f中所述控制单元通过采集直流电压数据对基于复合控制策略的三电平有源滤波器进行检测，采用SVPWM简化算法，通过对采集电压进行分解，将三电平电压空间矢量转化为两电平电压空间矢量，简化了计算，易于数字实现，更方便对直流侧中点电位进行控制。

具体地，所述直流侧中点电位的控制方法是对小矢量进行控制，从而改变中点电位，结合SVPWM简化算法，通过正负小矢量调节因子进行控制，重新安排冗余电压矢量时间分配，实现中点电位的平衡。

有益效果：

本发明提供了一种基于复合控制策略的三电平有源滤波器、其应用***和方法，具有下列优势：

1、本发明的基于复合控制策略的三电平有源滤波器，通过不同开关管工作方式的组合降低管压降个，提高输出电压电平数而减少谐波；

2、本发明采用ip-iq电流检测法，使本发明能够准确的检测出电网中的有功电流和无功电流的大小，提高***的稳定性，并使用双二阶广义积分器锁相环对电网电压相位进行同步跟踪；

3、本发明利用重复控制消除非线性负载引起的周期性谐波干扰，再结合比例谐振控制消除特定次谐波；比例谐振控制和重复控制应用于电流内环谐波电流的无静差跟踪，从而保证谐波补偿精度；

4、本发明通过将直流电压分解，将三电平电压空间矢量转化为两电平电压空间矢量，简化了计算，易于数字实现，并采用基于SVPWM的中点电位平衡控制，对小矢量进行控制，从而改变中点电位；

5、本发明采用DSP+FPGA为控制单元，DSP和FPGA分工明确，协同工作；DSP负责双闭环控制及SVPWM的运算处理，FPGA作为DSP芯片的***扩展器件，实现并行接收DSP发出的数据，经过FPGA的逻辑运算来实现PWM脉冲信号的输出。

附图说明

图1是基于复合控制策略的三电平有源滤波器电路图。

图2是三电平补偿***图。

图3是三电平补偿方法流程图。

图4是基于复合控制策略的三电平有源滤波器第一工作状态图。

图5是基于复合控制策略的三电平有源滤波器第二工作状态图。

图6是基于复合控制策略的三电平有源滤波器第三工作状态图。

图7是ip-iq检测法原理图。

图8是SOGI模块的结构框图。

图9是不同k值下，GI(s)的Bode图。

图10是不同k值下，QI(s)的Bode图。

图11是DSOGI-PLL结构控制框图。

图12是理想重复控制内模图。

图13是改进的重复控制内模图。

图14是PR控制频率响应图。

图15是准PR控制器频率响应图。

图16是参考电压矢量修正示意图。

图17是开关状态分别为0-1-1、1-1-1、10-1、100时直流电容注入电流示意图。

图18是三电平滤波器电压空间矢量图。

图19是三电平矢量空间分区图。

图20是六个两电平矢量分区分布图。

图21是三电平空间矢量合成示意图。

图22是负载侧A相电流波形图。

图23是电网侧A相电流波形图。

图24是非线性负载侧电流波形图。

图25是基于复合控制策略的三电平有源滤波器处理后网侧电流波形图。

图26是驱动电路图。

图27是电流采样及信号调理电路图。

图28是电网电压采样电路图。

图29是直流电压检测电路图。

图30是主程序流程图。

图31是中断子程序的流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明具体实施方式作进一步详细描述。

具体实施方式一

一种基于复合控制策略的三电平有源滤波器，如图1所示，包括电源V_dc，电解电容C1和C2，二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8、D9、D10、D11、D12、D13、D14、D15、D16、D17和D18，NPN型三极管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12；所述V_dc正极分别连接C1的正极、T1、T5和T9，V_dc负极分别连接C2的负极、T4、T8和T12，C1的负极连接C2的正极，所述T1、T2、T3和T4串联，所述T5、T6、T7和T8串联，所述T9、T10、T11和T12串联，所述T1并联D1，所述T2并联D2，所述T3并联D3，所述T4并联D4，所述T5并联D7，所述T6并联D8，所述T7并联D9，所述T8并联D10，所述T9并联D13，所述T10并联D14，所述T11并联D15，所述T12并联D16，所述D5一端连接在T1和T2之间，另一端连接D6的一端，D6的另一端连接在T3和T4之间，所述D11一端连接在T5和T6之间，另一端连接D12的一端，D12的另一端连接在T7和T8之间，所述D17一端连接在T9和T10之间，另一端连接D18的一端，D18的另一端连接在T11和T12之间，所述C1和C2之间的端点O分别连接在D5和D6之间、D11和D12之间及D17和D18之间。

一种基于复合控制策略的三电平有源滤波器是二极管钳位型三电平APF每相由四个功率开关器件组成，同时每相还连接着两个钳位二极管，通过不同开关管工作方式的组合降低管压降，提高输出电压电平数进而减少谐波，在电流内环控制策略上采用新颖的比例谐振(PR)控制加重复控制的组合控制策略实现对谐波电流的无静差跟踪，使用双二阶广义积分器锁相环跟踪电压矢量相角，使得装置在电网电压含有谐波成分时正常运行，简化了SVPWM算法，减轻了DSP的运算压力，通过正负小矢量调节因子进行控制的方法，重新安排冗余电压矢量时间分配来实现三电平逆变器中点电位的平衡。此外，还具有过压、欠压、过温保护功能，确保了装置安全、可靠运行。

工作原理：如图1所示，当Tl、T2导通时，三相输出中的A相端点即与直流侧的P点相连，此时A点与O点的电位差即直流分压电容C1上的电压，当T2、T3导通时，A相输出端通过功率开关管及钳位二极管与直流分压电容中性点相连，此时不存在电位差，与Tl、T2导通时的情况类似，T3、T4导通时，A点同O点的电位差即电容C2的电压。输出的线电压是相电压的合成，合成的线电压具有五种输出状态：+Vdc，+Vdc/2，0，-Vdc/2，-Vdc，因此线电压的波形为五电平。

基于复合控制策略的三电平有源滤波器A相工作过程：

开关管Tl、T2同时导通时工作状态如图4所示，二极管箝位三电平结构可以实现能量双向流动，因此对拓扑中每一相的工作状态都需要从两个能量流动方向分别加以分析，从图中可以看出Tl、T2导通时电流的流通路径，无论电流通过开关管还是续流二极管流动，都相当于将A点同直流侧P点相接，此时A相电压为Vdc/2。

开关管T2、T3同时导通时工作状态如图5所示，图中箭头方向表明了电流的流通路径，此时二极管箝位三电平拓扑中的钳位二极管及功率开关管导通，图中两种情况下都相当于A点同直流中点O相接，输出相电压A端同电容中点无电位差，此时A相电压为0。

开关管T3、T4同时导通时工作状态如图6所示：其工作过程同Tl、T2导通时类似，在图中两种工作状态下***相电压输出端A同直流侧N点相接，此时A点同电容中点的电位差即电容C2的电压，因此A相电压为Vdc/2。

定义Tl、T2同时导通工作状态为P，T2、T3同时导通工作状态为O，T3、T4同时导通工作状态为N，通过上述分析将基于复合控制策略的三电平有源滤波器输出工作状态进行分类，并列出如表1所示输出状态关系。

表1

基于复合控制策略的三电平有源滤波器每个桥臂由4个开关管组成，因此其死区设置同两电平滤波器有所不同，通过分析二极管箝位三电平滤波器拓扑可知，当同一桥臂四个开关管同时导通时，直流侧两组均压电容被短路；当一个桥臂中相连的三个功率开关管同时导通时，直流侧一组电容被短路，这两种情况下电容均会损坏。通过观察表1中各开关管工作顺序可知，T1、T3为一组互补导通开关管，T2、T4为一组互补导通开关管，故在T1、T3及T2、T4之间分别加入死区，即可有效避免器件损坏情况的发生。

具体实施方式二

一种应用所述复合控制策略的三电平有源滤波器的三电平补偿***，如图2所示，包括控制单元，信号调理电路，驱动电路，电感L1、L2、L3、L4、L5、L6和L7，电阻R1、R2、R3和R4，桥式整流电路SQ，基于复合控制策略的三电平有源滤波器，电流采样电路，电网电压采样电路及直流电压采样电路；所述L1串联R1，L2串联R2，L3串联R3，R1、R2和R3分别连接SQ，所述电流采样电路采集R1、R2、R3和SQ之间的电流，电网电压采样电路采集R1、R2、R3和SQ之间的电压，基于复合控制策略的三电平有源滤波器分别通过L4、L5和L6连接在R1、R2、R3和SQ之间，电流采样电路采集基于复合控制策略的三电平有源滤波器分别通过L4、L5和L6之后的电流，电流采样电路连接信号调理电路，信号调理电路分别连接电网电压采样电路、直流电压采样电路和控制单元，直流电压采样电路采集基于复合控制策略的三电平有源滤波器的直流电压，控制单元通过驱动电路连接基于复合控制策略的三电平有源滤波器，所述SQ连接L7，L7连接R4，R4连接SQ。

工作原理：先由信号检测单元完成各电压、电流的检测与转换，包括电网三相电压、负载侧三相电流、有源电力滤波器输出的三相反馈电流、直流侧的电容电压；然后，根据检测到的数据在控制单元进行运算和控制，得到开关管的控制信号PWM；最后，PWM控制信号经驱动电路驱动有源电力滤波器中各功率开关管的通断，使有源电力滤波器输出相应的补偿电流，以补偿***谐波电流。

控制单元以TI公司的DSP芯片TMS320F28335和FPGA芯片EP4CE15E22C8N为核心，实现负载侧电流采样、补偿电流采样、直流侧电容电压采样、电流电压双闭环控制、SVPWM波生成功能。

如图26所示为驱动电路图。选用美国安捷伦公司推出的型号为A316J驱动光耦。通过14脚和16脚***电路与所驱动的IGBT的集电极和发射极形成闭合回路，检测集射压降，当大于7V时就会发出门集报警信号反馈给CPU，使其停机，对IGBT提供最为快速有效的过流保护；若故障解除，CPU发出复位信号送至5脚(低电平有效)，A316J便解除脉冲封锁，进入正常工作状态。

如图27所示，信号调理电路得到供给DSP采样的***电流、电压模拟信号。信号调理电路输出口与主控电路的I/O口输入滤波限幅电路相连接。电流霍尔元件用来检测三相负载电流和APF输出的三相补偿电流。电压霍尔元件负责检测主电路直流侧电压。信号调理电路负责将检测到的信号进行合理的调整，以满足DSP控制电路的电压电流要求。DSP控制电流经过计算产生的PWM信号经过驱动电路控制主电路PWM滤波器产生补偿电流，补偿电网中的谐波和无功，保证电网侧电流信号为正弦波。

图28为电网电压采样电路。需要对电网电压进行采样，通过锁相环获得所需要的相位信息。本发明使用CHV-25P/100霍尔电压传感器对电网电压进行采样。被测电压经过霍尔传感器后，在输出端按比例产生相应的电压信号。经过一个电压跟随器和调理、限幅电路后输送到DSP的AD采样端口。

图29为直流电压检测电路。需要对直流侧电压进行检测，以便在直流侧电压出现异常时，控制单元做出相应故障诊断及处理措施。被测电压经过霍尔传感器CHV-25P/800后，在输出端按比例产生相应的电压信号。经过一个电压跟随器和限幅电路后输送到DSP的AD采样端口。

具体实施方式三

一种基于所述三电平补偿***实现的补偿滤波方法，如图3所示，包括以下方法：

步骤a、连接三相电网；

步骤b、电流采样电路实时采集三相负载电流传输给信号调理电路，通过电网电压电路实时采集电网电压传输给信号调理电路；

步骤c、信号调理电路对三相负载电流和电网电压进行转换，将转换的三相负载电流和电网电压传输给控制单元；

步骤d、控制单元根据转换的三相负载电流和电网电压进行运算和控制，得到控制信号PWM；

步骤e、控制信号PWM经过驱动电路驱动基于复合控制策略的三电平有源滤波器中各功率开关管的通断，使基于复合控制策略的三电平有源滤波器输出相应的补偿电流，已补充谐波电流；

步骤f，通过电流采样电路实时采集所述补偿电流，通过直流电压采样电路实时采集基于复合控制策略的三电平有源滤波器的直流电压，通过信号调理电路进行转换，通过控制单元进行检测，当直流电压或者补偿电流出现异常时，控制单元做出故障诊断及处理措施。

具体实施方式四

有源电力滤波器作为谐波补偿装置，谐波检测方法的优劣直接影响到***的补偿效果。本发明采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法，该方法具有较好的实时性，能准确的检测出电网中的有功电流和无功电流的大小，在检测基波无功电流时基本上是无延迟的；步骤b中采集三相负载电流采用ip-iq电流检测法，包括下列方法：

计算出ip、iq：

根据e合成矢量的分量与e的关系，得：

式(2)中，ωt是锁相环跟踪电网得到的同步相位；

将计算得到的ip、iq，进行数字滤波得到直流分量

反变换成三相电流的基波成分，变换公式如式(3)所示：

将三相电流信号减去基波电流，得到三相谐波电流分量，完成对谐波电流的检测工作，ip-iq检测法原理图如图7所示，当需要对***谐波及无功同时进行检测时，断开图中iq路径即可，对iq进行反变换可得到***无功电流。

具体实施方式五

本发明利用双二阶广义积分器锁相环(DSOGI-PLL)来跟随电网频率、相位，它在电网不平衡与含有谐波的情况下，能够提取电压正序基波信号并跟踪它的相位、频率。在普通软件锁相环中，加入二阶广义积分器，提取电网基波信号及其正交信号，实现在电网不平衡和谐波干扰的复杂环境下依然能够准确锁相

步骤b中所述采集电网电压时采用DSOGI-PLL结构对电网电压进行相位的检测跟踪，所述DSOGI-PLL结构包括SOGI模块、正序分量计算模块和SSRF-PLL模块；如图11所示，通过SOGI模块将输入信号滤波和正交分相，由正序分量计算模块计算得到两相静止坐标系下的正序基波分量；通过旋转坐标变换得到有功分量和无功分量，通过采用控制策略实现有功分量输出为0，实现准确锁相，ωff是电网的额定频率，额定频率与PI调节器输出相加，能够加快锁相环跟踪速度，锁相环确定的频率作为SOGI模块的谐振频率，实现对输入信号的自适应控制。

所述正序分量计算模块包括下列方法：

电网不平衡时，三相电网电压vabc通过对称分量法分解成对称的三组分量，正序和负序分量与电网电压vabc的关系为：

其中：

v_abc＝[v_a v_b v_c]^T (6)

式中，α＝e^j2π/3表示旋转因子；

电网电压经过坐标变换至αβ坐标系上，正序、负序分量分别是：

其中：v_αβ＝[v_α v_β]^T，q＝e^-jπ/2，表示滞后90°的旋转因子。

由上式可知，要想获得电网电压的正负序分量，必须先要获得v_α、v_β两个输入电压的正交分量。

要想获得输入信号的90°相角偏移有各种各样的方法，例如延迟法、全通滤波器、微分法等，但是它们不能够起到抑制谐波的作用，并且对频率的变化动态响应慢。而采用二阶广义积分器(SOGI)生成两路互差90°信号，既能够达到对输入信号90°偏移，又能够抑制谐波干扰，输出电网基波频率信号。所述SOGI模块包括下列方法：

如图8所示，SOGI的传递函数为

二阶广义积分器即SOGI传递函数的频率特性用以下两式表示：

从相频特性可以看出，二阶广义积分器的输出量qv'总是滞后v'一个90°的相位，不受参数k、ω、

的影响，即qv'与v'两两正交。当输入信号v的角频率ω等于积分器的谐振频率

时，积分器输出量v'等于输入量v，实现了无静差地跟踪。若将积分器谐振频率

设置成电网基波频率，由幅频特性可以看出，电网谐波信号衰减，输出信号能够无静差地跟踪基波信号。

对于参数k对于滤波器的影响，如图9和10所示。

当输入信号中含有谐波时，由幅频特性可知，高次谐波和低次谐波经过SOGI后其增益减小，因此能够较好地被抑制。由Bode图6可见，***的响应速率、带宽和参数k的值成正比。应当兼顾响应速率和滤波效果来确定k值，k一般取为

所述SSRF-PLL模块即单同步坐标系软件锁相环是在三相电压矢量Clark变换和Park变换的基础上进行设计，适用于在电网三相平衡时检测电网电压的频率、相位。

在谐波干扰的情况下，三相电压可表示为：

式(15)经克拉克变换在αβ坐标系下结果为：

其中，克拉克变换矩阵T_αβ为：

将式(6)从αβ坐标系变换到以d轴定向的dq坐标系下，得到的结果如下：

其中，θ是dq坐标系的跟随角度，也就是PLL确定的角度,T_dq的表达式为：

当电压矢量基波分量和d轴无相位差，锁相环输出的角度就完全跟踪上了电压基波相位，此时θ＝ωt+α₁，式(18)又可写成：

由式(20)可知，选择适当的滤波策略消除谐波分量，再采用合理的控制方法，可以实现准确地相位跟踪。

所述控制策略为电流内环控制策略，利用电流内环控制策略重复控制消除非线性负载引起的周期性谐波干扰，再结合比例谐振控制消除特定次谐波，使基于复合控制策略的三电平有源滤波器输出的谐波补偿精度更高。

由于非线性负载等众多因素引起电网电流畸变，产生无功和谐波电流，这种谐波具有周期性和重复性，因而重复控制的特殊性质可以大大消除这种谐波；理想重复控制内模，如图12所示，其中P为控制对象；重复控制器的核心部分即“内模”，实际上就是一个重复信号发生器，或者亦可以理解为一波性积分器。它的具体作用是：以误差表的形式记忆一个基波周期长度(即N个采样点)的无差信号，并且每经历一个基波周期，就把新纪录下的N个新误差信号逐点累加到原误差表中对应单元中去。重复控制与传统积分控制的原理相近，表现为只要误差不为零，则内模的输出(即误差表内容)就不会停止增长。内模输出必然要停止变化，这也就意味着此时电压误差波形必然处处为零。z-^N为周期延时环节，它的存在使得在下一个周期的同一时该做出补偿。由图12可推导出误差方程：

E＝R(1-z^-N)+E(1-P)z^-N (21)

此式表明，***稳定的条件是等式右面第二项是稳定收敛的。但是在一般情况下，被控对象难以在整个频段满足此条件，此时可对内模加以改造，如图13所示，采用Q(z)z-^N代替的z-^N，为保证***稳定收敛，Q(z)可为小于1的常数，也可为有低通性质的函数；且用补偿器S(z)改造控制对象P(z)，使得回路满足|(Q-SP)z^-N|＜1；在引入周期延时环节后，***的快速性受到影响，有较大的控制滞后，因此在使用重复控制器时多采用嵌入式结构，保留指令信号的快速通道。改进型内模结构见图13，但是引入Q之后，内模的“纯积分”特性也被破坏。当信号输入为0时，改进型内模的输出不能完全复现上个周期的信号，而是逐周期的衰减。如果Q为常数，那么仅为幅值衰减，如果Q为低通函数，对于非单一频谱的信号而言，信号的形式会发生变化。

改进后的误差方程为：

由小信号原理可推导出改进后嵌入式重复控制***稳定的充分条件为：

令：H(jωT)＝Q(jωT)-S(jωT)P(jωT)，ω∈[0，π/T]

则稳态误差E与

成正比，即：

Q可取0到1之间的常数，越接近1，稳态误差越小，但是会使***稳定性差。合理设计Q、P，可以得到衰减，为了提高重复控制性能，用S环节对P进行校正，并加速高频段的幅值衰减，使得重复控制开环***近似于单位增益的低通环节。

比例谐振(PR)控制

PR控制器的一般表达式可记为：

式中，ωn为PR控制器的谐振频率，它可以是正负整数或者是小数，Kp、Kin分别定义为PR控制器的比例、谐振系数。图14给出了f＝50Hz，Kp＝0.5，Kin＝20的情况下，PR控制器的频率响应伯德图。对于直流分量无静差的PI控制器来说，其等效谐振点为0Hz，因此对直流分量可以有足够大的增益。PR控制器对输入信号的作用可看成把PI控制器的0Hz等效谐振点在频率轴上向左和向右同步的移动ωn角频率，进而形成了一个正、负序“双向谐振”的具有两个谐振点的交流控制器，它在±ωn(图14中为±50Hz)处增益为正无穷，在谐振频率处的增益大小由参数Kin控制，其值越大，PR在谐振角频率处增益越大。而在±ωn以外的其他角频率处增益迅速衰减，其带宽非常窄，只能保证在谐振角频率±ωn处具有较好的控制特性。

由图14可知，PR控制器在谐振角频率±ωn点之外的增益迅速衰减，在实际的供电***中，随着负载的变化，电网频率会存在一定的波动，根据电网规范化标准，供电***中频率波动允许的最大范围在±0.5Hz之间。对于n次谐波来说，其波动的最大范围为±0.5nHz，当谐波次数越大，则意味着该次谐波的允许的波动范围会越大，PR控制器带宽小则其对频率波动的适应性差。此时若使用PR控制器，其增益远不能达到理想效果。

PR控制器是一种理想情况下的控制器，为了使仿真结果与实际数字控制***尽可能接近，就需要考虑数字控制***中存在的舍入误差和截断误差，此时在复频域下的积分器需要用一阶低通滤波器替代，PR控制器的表达式(19)需要相应的修改为：

式(26)表示的控制器被称作准PR控制器，由于ωc远小于ωn，其表达式可简化为：

在式(26)和(27)中，Kp、Kin分别为准PR控制器的比例、谐振系数，ωc是等效低通滤波器截止频率。

图15给出了f＝50Hz，Kp＝0.5，Kin＝20，ωc分别为3rad/s、6rad/s、9rad/s时，准PR控制器的频率响应伯德图。

由图15可以看出，在准PR控制器中，由于等效低通滤波器截止频率ωc项的引入，使得准PR控制器的特性较PR控制器有了一定的改变。随着ωc项的增加，控制器带宽相应增加；然而在谐振点的增益由无限大变为有限值，其谐振点增益值为Kp+Kin，同时会使其谐振极点从虚轴±jωn向左偏移ωc。综合考虑，ωc应大小适中，因此在***仿真时取ωc值为3rad/s，以达到适当增加带宽的目的。

具体实施方式六

步骤f中所述控制单元通过采集直流电压数据对基于复合控制策略的三电平有源滤波器进行检测，采用SVPWM简化算法，通过对采集电压进行分解，将三电平电压空间矢量转化为两电平电压空间矢量，简化了计算，易于数字实现，更方便对直流侧中点电位进行控制。

所述直流侧中点电位的控制方法是对小矢量进行控制，从而改变中点电位，结合SVPWM简化算法，通过正负小矢量调节因子进行控制，重新安排冗余电压矢量时间分配，实现中点电位的平衡。

本发明结合三电平有源滤波器的简化SVPWM调制策略，采用通过正负小矢量调节因子进行控制的方法，重新安排冗余电压矢量时间分配来实现三电平逆变器中点电位的平衡，下面对其方法具体予以分析。

对于图16中的参考电压矢量V_ref，它的合成矢量作用次序是：

V1小矢量所对应的正、负冗余开关状态的作用时间分别为T1P、T1N，并且T_1P+T_1N＝T₁。

在每个开关周期TS内，可以认为三相电路ia、ib、ic保持不变。开关状态为(0,1,1)、(1,1,1)、(1,0,1)、(1,0,0)直流电容注入电流示意图分别如图17所示。

将三电平滤波器中27种开关状态分别进行分析，可得到各个开关状态所对应的中点电流，其中零矢量和长矢量对应的中点电流i_o＝0,表2所示为短矢量和中矢量所对应的中点电流。

表2不同开关状态下对应的APF直流侧中点电流

每组短矢量中的正矢量和负矢量分别对应着不同的中点电流方向，因此可以改变短矢量中正、负矢量的作用时间，从而改变中点电位。

引入平衡因子f(-1≤f≤1)，使：

合理选择f的取值，可以调整正负小矢量的作用时间，达到稳定中点电位的作用。

简化SVPWM算法

设三相电网电压瞬时值表达式为

式中，ea、eb、ec分别为三相电网的电压，其中Em为相电压峰值。则它们对应的电压空间矢量为

将式(30)带入(31)得

式中，U为相电压峰值。

由式(30)可以看出，三相电压的合成量是一个以角速度在空间旋转的矢量。可见，三相电压的本质即一个幅值恒定，角速度恒定的旋转矢量，与坐标系的形式无关。因此，为了计算和控制的方便，将三相电压转换到两相坐标系，转换公式为

三电平滤波器每个桥臂每一时刻都有两个开关管导通，另外两个开关管关断，因此每一桥臂可以得到三种开关状态，记为1，0，-1，定义与之相对应的开关函数Sa、Sb、Sc，则合成的调制输出电压空间矢量表达式为

如图18所示，在αβ坐标系下，三电平滤波器共有27种开关状态。由图中可以看出，跟传统的两电平模型相比，三电平滤波器所对应的开关状态和基本矢量大大增加，给参与合成指令电压的基本矢量的确定和作用时间的计算增加了难度。

可以用一种简单的办法通过坐标平移将三电平空间矢量转化为简单的两电平电压空量矢量。如图19、20和21所示，可以认为三电平电压空间矢量图是由六个两电平电压空间图构成，且各两电平矢量六边形都以三电平空间矢量中小矢量的顶点为中心，相邻六边形互有部分重叠区域。因此，当判断参考电压空间矢量所在的位置时，只需要判定它是落在哪个小六边形里，用S(S＝1，2，3，4，5，6)来表示。然后通过坐标平移，将三电平空间矢量的坐标原点转移到相应小六边形的原点处，通过简单的计算修正，很容易实现此功能。

例如，在S＝1的时候，

为对应的小六边形的原点，新的参考电压空间矢量

用电压空间矢量

减去

得到。当S为其它值时可以同理进行修正。

通过表3的修正作用，则完全将三电平空间矢量分解成为基矢量和两电平分矢量。

三电平滤波器多用于中高压的大功率场合，合理的电压矢量作用顺序对减少器件的开关损耗，减小散热装置的体积和保障***的稳定运行有着至关重要的作用。

表3参考电压空间矢量修正表

三电平滤波器多用于中高压的大功率场合，合理的电压矢量作用顺序对减少器件的开关损耗，减小散热装置的体积和保障***的稳定运行有着至关重要的作用。

从开关频率和输出电压变化率的角度看，令每一个采样周期内每一相桥臂各开关管的动作不超过一次，并且在某一瞬时只有一相动作。此时，两电平空间矢量的七段式调制并不能直接应用于三电平滤波器中，因为每一桥臂有四个开关管。可以用基矢量和两电平分矢量共同确定各桥臂开关管的开通状态，基矢量确定每个采样周期内各桥臂开关管的初始开通状态，此初始状态由其中两个开关管决定，而剩余两个开关管则可看成两电平空间矢量中的两个开关管，由两电平分矢量的作用时间控制其通断。至此，则可以将两电平七段式调制方法移植应用于三电平空间矢量中。例如，当参考电压如图21所示时，基矢量为V1，假设其开关状态为(2，1，1)，则在此采样周期内各桥臂的初始状态分别为：a相1和2管导通，3和4管关断，b相、c相2和3管导通，1和4管关断，然后用所求的两电平分矢量作用时间去控制其余两个管的通断，即可达到优化三电平滤波器的输出开关状态的目的。

具体实施方式七

本发明包括***整体仿真分析、硬件电路设计和软件设计。

在硬件电路的设计之前，首先通过MATLAB/Simulink***仿真软件对***进行仿真，得到相应结果。图22为负载侧A相电流的波形，图23所示为电网侧A相电流的波形图24为电网补偿之前A相电压电流的波形，图25为使能APF之后A相电压，网侧电流、补偿电流的波形。

本发明流程图如图30所示。采用DSP28335进行控制，主程序主要完成***初始化以及故障检测等内容，中断程序包括AD采样，锁相环以及直流电压与补偿电流策略的实现。在图30所示的主程序流程图中，在***在刚开始运行时候关闭一切中断中断后进行***的初始化，完成了程序中所用到的各个单元的初始设定。在初始化完成后开中断，启动定时器，等待中断。

中断子程序的流程图如图31所示。AD中断用于完成谐波电流的采样、查询正弦表方式的软件锁相环、坐标变换、数字滑动均值滤波计算、直流侧电压的控制以及简化SVPWM算法运算，发送数据给FPGA，经FPGA逻辑运算以后产生12路PWM波。图30为A/D中断服务子程序的软件流程图。

Claims (7)

1.一种补偿滤波方法，其特征在于，基于一种应用复合控制策略的三电平有源滤波器的三电平补偿***实现，所述一种应用复合控制策略的三电平有源滤波器的三电平补偿***，包括控制单元，信号调理电路，驱动电路，电感L1、L2、L3、L4、L5、L6和L7，电阻R1、R2、R3和R4，桥式整流电路SQ，基于复合控制策略的三电平有源滤波器，电流采样电路，电网电压采样电路及直流电压采样电路；所述L1串联R1，L2串联R2，L3串联R3，R1、R2和R3分别连接SQ，所述电流采样电路采集R1、R2、R3和SQ之间的电流，电网电压采样电路采集R1、R2、R3和SQ之间的电压，基于复合控制策略的三电平有源滤波器分别通过L4、L5和L6连接在R1、R2、R3和SQ之间，电流采样电路采集基于复合控制策略的三电平有源滤波器分别通过L4、L5和L6之后的电流，电流采样电路连接信号调理电路，信号调理电路分别连接电网电压采样电路、直流电压采样电路和控制单元，直流电压采样电路采集基于复合控制策略的三电平有源滤波器的直流电压，控制单元通过驱动电路连接基于复合控制策略的三电平有源滤波器，所述SQ连接L7，L7连接R4，R4连接SQ；

所述基于复合控制策略的三电平有源滤波器，包括电源V_dc，电解电容C1和C2，二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8、D9、D10、D11、D12、D13、D14、D15、D16、D17和D18，NPN型三极管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12；所述电源V_dc正极分别连接C1的正极、T1、T5和T9，V_dc负极分别连接C2的负极、T4、T8和T12，C1的负极连接C2的正极，所述T1、T2、T3和T4串联，所述T5、T6、T7和T8串联，所述T9、T10、T11和T12串联，所述T1并联D1，所述T2并联D2，所述T3并联D3，所述T4并联D4，所述T5并联D7，所述T6并联D8，所述T7并联D9，所述T8并联D10，所述T9并联D13，所述T10并联D14，所述T11并联D15，所述T12并联D16，所述D5一端连接在T1和T2之间，另一端连接D6的一端，D6的另一端连接在T3和T4之间，所述D11一端连接在T5和T6之间，另一端连接D12的一端，D12的另一端连接在T7和T8之间，所述D17一端连接在T9和T10之间，另一端连接D18的一端，D18的另一端连接在T11和T12之间，所述C1和C2之间的端点O分别连接在D5和D6之间、D11和D12之间及D17和D18之间；

补偿滤波方法包括以下步骤：

步骤a、连接三相电网；

步骤b、电流采样电路实时采集三相负载电流传输给信号调理电路，通过电网电压电路实时采集电网电压传输给信号调理电路；

步骤c、信号调理电路对三相负载电流和电网电压进行转换，将转换的三相负载电流和电网电压传输给控制单元；

步骤d、控制单元根据转换的三相负载电流和电网电压进行运算和控制，得到控制信号PWM；

所述控制单元的控制策略包括电流内环控制策略，电流内环控制策略采用重复控制器结合比例谐振控制器，首先通过所述重复控制器用以消除非线性负载引起的周期性谐波干扰，再通过所述比例谐振控制器消除特定次谐波，使基于复合控制策略的三电平有源滤波器输出的谐波补偿精度更高；

所述重复控制器的误差方程为：

所述比例谐振控制器为：

式中，K_p、K_in分别为比例谐振控制器的比例、谐振系数，ω_c是等效低通滤波器截止频率；

步骤e、控制信号PWM经过驱动电路驱动基于复合控制策略的三电平有源滤波器中各功率开关管的通断，使基于复合控制策略的三电平有源滤波器输出相应的补偿电流，已补充谐波电流；

步骤f，通过电流采样电路实时采集所述补偿电流，通过直流电压采样电路实时采集基于复合控制策略的三电平有源滤波器的直流电压，通过信号调理电路进行转换，通过控制单元进行检测，当直流电压或者补偿电流出现异常时，控制单元做出故障诊断及处理措施。

2.根据权利要求1所述补偿滤波方法，其特征在于，步骤b中采集三相负载电流采用ip-iq电流检测法，包括下列方法：

计算出ip、iq：

根据e合成矢量的分量与e的关系，得：

式(2)中，ωt是锁相环跟踪电网得到的同步相位；

将计算得到的ip、iq，进行数字滤波得到直流分量

反变换成三相电流的基波成分，变换公式如式(3)所示：

将三相电流信号减去基波电流，得到三相谐波电流分量，完成对谐波电流的检测工作。

3.根据权利要求1所述补偿滤波方法，其特征在于，步骤b中所述采集电网电压时采用DSOGI-PLL结构对电网电压进行相位的检测跟踪，所述DSOGI-PLL结构包括SOGI模块、正序分量计算模块和SSRF-PLL模块；通过SOGI模块将输入信号滤波和正交分相，由正序分量计算模块计算得到两相静止坐标系下的正序基波分量；通过旋转坐标变换得到有功分量和无功分量，通过采用控制策略实现无功分量输出为0，实现准确锁相，额定频率与PI调节器输出相加，能够加快锁相环跟踪速度，锁相环确定的频率作为SOGI模块的谐振频率，实现对输入信号的自适应控制。

4.根据权利要求3所述补偿滤波方法，其特征在于，所述正序分量计算模块包括下列方法：

电网不平衡时，三相电网电压Vabc通过对称分量法分解成对称的三组分量，正序和负序分量与电网电压Vabc的关系为：

其中：

v_abc＝[v_a v_b v_c]^T (6)

式中，α＝e^j2π/3表示旋转因子；

电网电压经过坐标变换至αβ坐标系上，正序、负序分量分别是：

其中：v_αβ＝[v_α v_β]^T，q＝e^-jπ/2，表示滞后90°的旋转因子。

5.根据权利要求3所述补偿滤波方法，其特征在于，所述SOGI模块包括下列方法：

SOGI的传递函数为

二阶广义积分器即SOGI传递函数的频率特性用以下两式表示：

二阶广义积分器的输出量qv'滞后v'一个90°的相位，不受参数k、ω、

的影响，即qv'与v'两两正交；当输入信号v的角频率ω等于积分器的谐振频率

时，积分器输出量v'等于输入量v，实现了无静差地跟踪；

若将积分器谐振频率

设置成电网基波频率，电网谐波信号衰减，输出信号能够无静差地跟踪基波信号；

当输入信号中含有谐波时，高次谐波和低次谐波经过SOGI后其增益减小，能够较好地被抑制；响应速率、带宽和参数k的值成正比；兼顾响应速率和滤波效果来确定k值。

6.根据权利要求1所述补偿滤波方法，其特征在于，步骤f中所述控制单元通过采集直流电压数据对基于复合控制策略的三电平有源滤波器进行检测，采用SVPWM简化算法，通过对采集电压进行分解，将三电平电压空间矢量转化为两电平电压空间矢量，简化了计算，易于数字实现，更方便对直流侧中点电位进行控制。

7.根据权利要求6所述补偿滤波方法，其特征在于，所述直流侧中点电位的控制方法是对小矢量进行控制，从而改变中点电位，结合SVPWM简化算法，通过正负小矢量调节因子进行控制，重新安排冗余电压矢量时间分配，实现中点电位的平衡。

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