CN107196491B - 一种双buck并网逆变器半周期电流畸变抑制***及其方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种双buck并网逆变器半周期工作电流畸变抑制***及其方法，本发明通过对双buck拓扑中buck单元半周期工作状态的分析，确立buck单元工作在电流连续模式和电流断续模式的不同区间，并建立电流连续和断续模式切换时刻和进网电流幅值的对应关系。在电流断续模式下，根据buck单元电压增益和占空比之间的非线性关系，对电流环调节器输出进行调制波等效线性化的修正，使调节器输出到桥臂电压的增益和电流连续时保持一致。本发明通过减小占空比减小电流纹波及电流导通时间，避免了传统控制中因为电感电流纹波带来的电流畸变问题，使半周期工作的双buck逆变器不仅高效可靠，同时实现进网电流低谐波，更有利于双buck拓扑应用在并网逆变器中。
Description
技术领域
本发明涉及DC-AC并网变换器技术领域，具体涉及一种应用于双buck并网逆变器中的半周期电流过零畸变抑制***及其方法。
背景技术
全球能源消耗呈逐年递增趋势，传统化石能源日益枯竭，同时带来严重的环境污染问题，新能源发电成为解决这一问题的重要途径。风能、太阳能等新能源依托的分布式发电***在交流电网中占据越来越重要的地位。新能源具有分散性、分时性、区域性、受自然条件影响较大等特点，以新能源发电为主体、和大电网交互的微电网结构近年来引起了广泛关注。作为分布式发电和电网及负载间的关键接口，DC-AC并网逆变器的研究具有重要意义。
传统的桥式逆变器拓扑中桥臂开关管直接串联在直流母线上，考虑到开关管开通关断时间以及驱动延迟等，桥臂上下开关管存在直通的隐患，使直流侧短路，损坏开关管。为了避免直通通常会在互补开通的桥臂上下管驱动信号之间加入死区，死区时间受功率管开关速度及驱动延迟的影响。死区时间内由二极管进行续流，会影响正负电压脉冲的分配，在输出的桥臂电压中引入基波误差和低频谐波，同时也会影响进网电流质量。桥臂开关管采用IGBT时，因为IGBT器件本身结构不存在体二极管，需要额外反并二极管流过反向电流。桥臂开关管采用MOSFET时，死区时间内电流流过体二极管，体二极管特性一般较差，其反向恢复等问题会带来损耗增加等问题。
双buck拓扑作为传统桥式拓扑的一种可替代拓扑，每一相由正负两个buck单元组合而成，具备功率双向流动的能力。正负buck单元都是由开关管、二极管、电感构成的三端结构，并在三个端点侧相连。开关管和二极管串联在直流母线上，其中二极管反向连接从而阻断直通回路，电感连接到开关管和二极管桥臂的中点并引出。双buck拓扑中每相的正负buck单元分别工作于电流正负半周，不存在桥臂开关管直通问题，和传统桥式拓扑相比具有更高的可靠性。而且和采用IGBT的传统桥式拓扑相比，开关器件的数量没有增加。
对于传统桥式拓扑，桥臂输出电流即桥臂侧电感电流在整个区间内工作在电流连续模式，当电流在一个开关周期内的平均值方向发生改变时，因为纹波电流的存在，在电流平均值绝对值小于电流纹波一半的开关周期内，桥臂电流既有电流为正的阶段也有电流为负的阶段。而对于双buck拓扑，因为二极管的存在，正/负buck单元仅能流过单向电流，当其分时工作于电流正负半周时，输出的桥臂电流在一个开关周期内的平均值绝对值的最小值即为纹波电流的一半。当采用双极性调制策略时，在电流过零附近桥臂开关管占空比为0.5左右，此时的电流纹波最大，桥臂输出电流在一个开关周期内的平均值不可能减小到零。在电流基准值绝对值小于纹波电流一半的阶段内，桥臂输出电流不能按基准电流变化，即出现半周期电流过零畸变。三相电流互相耦合，一相电流过零时刻发生畸变在其他相也会出现电流畸变，每个周期电流将出现6次畸变。
桥臂输出电流畸变会在网侧电流中引入畸变，增大进网电流的总谐波含量，增大滤波器尺寸。电流畸变还会导致电流有效值变大，增加了开关器件和磁性器件的损耗。因此，抑制半周期电流过零畸变是将双buck拓扑应用于DC-AC并网变换器所需解决的重要问题。
发明内容
发明目的：本发明所解决的技术问题是针对上述背景技术的不足，提供一种抑制双buck拓扑半周期工作电流过零畸变的***及其控制方法，提高双buck拓扑应用于DC-AC并网变换器时输出性能和工作效率。
技术方案：
一种双buck并网逆变器半周期工作电流畸变抑制***，包括三相双buck逆变器主电路及其控制***；
所述三相双buck逆变器主电路包括包括直流侧电容、三相双buck桥臂以及三相LCL滤波器；其两个接口分别连接直流源和电网；所述三相双buck桥臂由三个单相双buck桥臂并联而成；每个单相双buck桥臂由正负两个buck单元组合而成，正/负buck单元由一个开关管、一个二极管及一个电感构成；
所述控制***包括采样电路、DSP控制单元和驱动电路；所述采样电路包括三相电网电压采样、三相进网电流采样、直流侧电压采样、直流侧电流采样；
所述DSP控制单元由锁相、电流调节器、调制波整形环节和半周期驱动逻辑环节构成；所述控制***采样三相电网电压并通过所述锁相提取电压相角，作为电流的相角基准；电流的幅值基准由功率确定，电流的相角基准和幅值基准构成电流基准；所述***将电流基准和采样的三相进网电流反馈的误差送入电流调节器，进行电网电流的闭环调节，所述电流调节器的输出送入调制波整形环节生成调制波；所述调制波整形环节判断当前buck单元是否工作在电流断续模式，并进行调制波的等效线性化修正；根据断续工作时的逆变桥增益和占空比的关系，计算得到等效线性化后的占空比和调制波，调制波送入半周期驱动逻辑环节；所述半周期驱动逻辑环节将调制波和载波比较，输出IGBT的开关信号，并屏蔽buck单元不工作半周的驱动信号；所述驱动电路对所述DSP控制单元输出的开关驱动信号进行功率放大和电源隔离后，驱动三相桥臂的六个IGBT开关管。
一种双buck并网逆变器半周期工作电流畸变抑制方法，包括步骤：
步骤1：结合***参数，包括IGBT开关频率、滤波电感值、直流侧电压以及调制比，求解出额定功率及额定功率以下各功率处，半周期工作的双buck拓扑中正buck单元和负buck单元工作在电流连续模式时的两个临界角，划分buck单元电流连续和断续的工作区间；
步骤2：在电流连续区间内，buck单元的电压增益和开关占空比之间满足线性关系，将电流调节器线性输出直接作为调制波；
步骤3：在电流断续区间内，buck单元的电压增益和开关占空比之间为非线性关系，根据电流断续模式下占空比求取调制波，根据buck单元输出电流求取电流断续模式下占空比；建立电流断续模式下调制波和电流调节器输出之间的对应关系，并由电流调节器输出得到调制波；
步骤4：根据步骤2和步骤3中得到的调制波合成整个区间调制波，输入半周期驱动逻辑环节，输出IGBT的开关信号，并通过驱动电路驱动三相桥臂的六个IGBT开关管。
有益效果：在控制回路中加入了调制波整形环节，控制基准电流绝对值较小时，双buck桥臂工作在电流断续模式，减小桥臂输出电流纹波，使正负buck单元在一个开关周期内输出的电流平均值能够跟踪基准电流变化到零。电流断续模式下逆变桥增益和占空比为非线性关系，为了逆变桥的模型统一，即在整个区域内的等效增益不变，需要对调制波进行等效线性化变换，根据断续模式下增益和占空比关系计算得到等效后的占空比和调制波。
本发明的抑制双buck拓扑半周期电流过零畸变的方法，不需要添加额外的传感器或电路，通过DSP数字控制可以较容易实现，通过采用电流断续工作模式减小电流纹波而从本质上抑制电流畸变的产生，改善了进网电流的质量，减小开关管及磁性器件损耗，提高了逆变器效率，同时减小了滤波器尺寸。
附图说明
附图1为本发明涉及的三相双buck并网逆变器***的结构示意图；
附图2为本发明所述的三相双buck LCL并网逆变器主电路拓扑图；
附图3为本发明所述的双buck拓扑一相桥臂结构图。
附图4为本发明所述的双buck拓扑一相桥臂正负buck单元电流及桥臂输出电流波形示意图；
附图5为本发明所述的正负buck单元电压增益对电流的输出外特性图；
附图6为本发明所述的等效线性化补偿前和补偿后的调制波波形图；
附图7为采用本发明所述的过零畸变抑制方法前后的进网电流波形图。
其中，1为直流源，2为双buck逆变器，3为电网，4为采样电路，5为DSP控制单元，6为驱动电路，7为锁相，8为电流调节器，9为调制波整形环节，10为半周期驱动逻辑环节；
以上附图中的主要符号名称：Cdc直流侧电容；S1-S6：IGBT；D1-D6：快恢复功率二极管；La1/La2：正/负buck单元电感；C：交流滤波电容；Lg：网侧滤波电感；idc：直流侧输入电流；ia1/ia2：正/负buck单元电流；ia/b/ci：桥臂输出电流；ia/b/cg：网侧电流；P：直流母线正端；N：直流母线负端；A1/A2：正/负buck单元桥臂中点；A0：双buck桥臂中点；正/负buck单元的开关周期平均电流；桥臂输出电流的基准值；Uo/Uin：buck单元输出电压到输入电压增益；d：buck单元占空比；Io/IGmax：buck单元电流和临界连续电流的比值；CCM：连续电流模式；DCM：断续电流模式；umod：等效线性化补偿后调制波；u’mod：补偿前调制波。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
如图1所示的三相双buck并网逆变器***，是由三相双buck逆变器主电路及其控制***构成。主电路部分为双buck逆变器2，包括直流侧电容、三相双buck桥臂、三相LCL滤波器，其两个接口是直流源1和电网3。三相双buck桥臂由三个单相双buck桥臂并联而成，如图2所示。每个单相双buck桥臂由正负两个buck单元组合而成，正/负buck单元由一个开关管、一个二极管及一个电感构成，如图3所示。
控制***包括采样电路4、DSP控制单元5和驱动电路6。采样电路4包括三相电网电压采样、三相进网电流采样、直流侧电压采样、直流侧电流采样。DSP控制单元5由锁相7、电流调节器8、调制波整形环节9和半周期驱动逻辑环节10构成。采样三相电网电压并通过锁相7提取电压相角，作为电流环的相角基准，电流调节器8的幅值基准由功率确定。电网电压相角的锁相控制，是通过同步旋转坐标系下q轴电压的闭环控制实现，锁相角作为坐标变换角。采样三相进网电流和电流基准的误差送入电流调节器8，进行电网电流的闭环控制，电流调节器8的输出送入调制波整形环节9生成调制波。调制波整形环节9根据电流基准值、无功电流值、buck单元电感值、直流侧电压、电网电压、开关频率等判断当前buck单元是否工作在电流断续模式，并进行调制波的等效线性化修正；根据断续工作时的逆变桥增益和占空比的关系，计算得到等效线性化后的占空比和调制波，调制波送入半周期驱动逻辑环节10。半周期驱动逻辑环节10将调制波和载波比较，输出IGBT的开关信号，并屏蔽buck单元不工作半周的驱动信号。驱动电路6对DSP控制单元5输出的开关驱动信号进行功率放大和电源隔离后，驱动三相桥臂的六个IGBT开关管。
图2所示的是三相双buck LCL并网逆变器主电路拓扑，三相双buck桥臂及直流侧电容并联在直流母线上，buck单元中的电感同时作为LCL滤波器的变流器侧滤波电感，级联LCL滤波器后和三相电网相连。
图3是双buck拓扑一相桥臂结构图，由正负两个buck单元构成。其中，开关管S1，二极管D2，电感La1构成正buck单元；开关管S2，二极管D1，电感La2构成负buck单元，正负buck单元的三端相连成为一相双buck桥臂。桥臂电流iai为正的半周，仅正buck单元工作，电流ia1提供所需电流；桥臂电流iai为负时，仅负buck单元工作，电流ia2提供所需电流。
图4是正负buck单元电流及桥臂输出电流波形，从左到右依次为正buck单元电流ia1及其开关周期平均值负buck单元电流-ia2及其开关周期平均值桥臂输出电流iai及其开关周期平均值和基准值因为buck单元中二极管的存在，仅能流过单向电流，buck单元电流和不能下降到0，当其工作在电流临界连续时最小值为纹波电流的一半。因此，桥臂输出电流和基准值相比，在电流过零附近出现畸变。
图5是buck单元电压增益对电流的输出外特性图，输出电流大于临界连续电流时，buck单元工作在电流连续模式，此时电压增益和占空比满足线性关系；输出电流小于临界连续电流时，buck单元工作在电流断续模式，此时电压增益和占空比之间是非线性关系。因此，在桥臂输出电流基准较小时，buck单元应该工作在电流断续模式以提供桥臂输出电流跟踪基准。此时的占空比和电压增益之间为非线性关系，为了保证电压增益关系不变，应该相应地改变占空比的值，即改变调制波。
在线性区域，电流调节器的输出直接作为调制波，其到桥臂电压的传递函数可以近似等效为一个比例放大环节，等于直流电压和载波峰峰值的比值。而在非线性区域，调制波到桥臂电压之间为非线性关系，若直接采用电流调节器输出作为调制波，电流调节器的输出中不仅要含有基波分量，还要包含大量补偿非线性的谐波分量。实际中受到电流环带宽以及带宽内增益的限制，电流调节器不能无差地输出所需要的调制波。
在电流调节器和PWM调制之间加入调制波整形环节，在电流连续的线性区域，直接将电流调节器输出作为调制波；在电流断续的非线性区，电流调节器输出是和桥臂电压具有线性关系的基波分量，将其送入非线性计算器，结合电流基准及电路参数计算实际所需调制波，送入PWM调制环节。此时直接看电流调节器输出到桥臂基波电压的增益，仍是一个等效的线性环节，电流调节器输出中不含有非线性引入的谐波分量。因此，调制波整形环节是一个等效线性化的过程。
在每个buck单元工作的半周，都将是DCM→CCM→DCM的切换过程，对应有两个切换点θ1和θ2。在buck单元从电流连续模式切换到电流断续模式的开关周期，可以认为电流临界连续，纹波电流值恰好为对应周期电流基准的2倍，可以根据该关系确定θ1和θ2。
桥臂输出电压周期平均值等于电网电压和电感压降之和，直流母线电压为Udc，占空比为d，电网电压为Ugsinθ，电网角频率为ω，j为虚数单位算子，buck单元电感值为L1，网侧滤波电感值为L2，进网电流为Igsinθ和电网电压同相，忽略电容电流在buck单元电感上的压降，有
电流临界连续的开关周期，纹波电流值恰好为对应周期电流基准的2倍，桥臂侧电流基准Ig’sin(θ+φ)等于网侧电流和电容无功电流矢量和，其中φ为功角。开关周期为Ts，调制比m＝Ug/(1/2Udc)。
根据式(1)和(2)可以得到关于sinθ和cosθ的二元二次方程，结合sinθ和cosθ之间单位正交关系可求得θ，方程的解和系数的取值有关，即和直流电压Udc、开关周期Ts、调至比m、电感L1和L2、电流幅值Ig、功角φ相关。稳态时，以上的各参数值是一定的，即方程的解是固定的。当进网功率/电流基准变化时，后两项Ig和φ会发生改变，其中φ是随Ig变化而变化的，因此方程的解和电流幅值有一个函数对应关系。
根据sinθ和cosθ之间单位正交关系式(3)等效为一个四次方程
sin2θ+cos2θ＝1 (4)
对式(3)中的方程的解进行分析，当电流基准幅值大于最大纹波1/2时，必存在且仅存在两个不同的切换点θ1和θ2，因此四次方程符合条件的实数解只有两个。解得sinθ和cosθ的值在[-1,1]区间的实数解为有效解，进一步根据sinθ和cosθ的值可以求解[0,2π)区间上θ的两个值。
根据桥臂侧电流基准Ig’sin(θ+φ)，可确定正、负buck单元工作的区间分别为电压相角位于[-φ,π-φ]和[π-φ,2π-φ]的区域。对于正buck单元，当电压相角位于[θ1,θ2]区间内，buck单元工作在电流连续模式，电流调节器输出直接作为调制波；当电压相角位于[-φ,θ1]和[θ2,π-φ]区间内，buck单元工作在电流断续模式，电流调节器输出需要经过整形后得到等效线性化后的调制波。类似地可以得到负buck单元工作情况。
以正buck单元为例，当其工作在电流断续模式时，每个开关周期可以分为三个阶段：1)d1Ts：开关管S1导通，电流上升；2)：d2Ts：二极管D2导通，电流下降；3)d3Ts：开关管S1和二极管D2都关断，电流为0。
一个开关周期内电流平均值和桥臂输出电流基准值应该相等
根据式(5)和(6)可以求解开关管占空比及对应调制波的表达式
对应情形下电流连续模式下开关管占空比和调制波表达式为
根据式(7)和(8)可以得到调制波非线性计算器的表达式
其中u’mod为电流调节器输出的等效线性化的调制波，umod为最终送入PWM调制环节的调制波。类似地可以得到负buck单元的调制波整形过程。
图6为等效线性化补偿前后的调制波u’mod和umod在一个交流周期的波形，横坐标为电压相角θ。在θ位于[-φ,π-φ]范围内时，正buck单元工作，提供桥臂所需电流。θ位于[θ1,θ2]时，正buck单元工作在电流连续模式，此时调制波和桥臂电压之间是线性关系，因此umod和u’mod波形相同。θ位于[-φ,θ1]和[θ2,π-φ]时，正buck单元工作在电流断续模式，此时调制波和桥臂电压之间是非线性关系，为了维持电流调节器输出到桥臂电压之间近似电流连续模式时的线性关系，对调制波进行补偿。当θ＝-φ或π-φ时，，补偿后的调制波减小到最小，此时占空比为0，根据式(6)可知此时buck单元输出电流为0，和电流基准相等。
图7为三相双buck并网逆变器在半载时传统半周期电流仿真波形和采用等效线性化调制波的半周期电流仿真波形的对比。传统半周期电流中在电流过零时刻存在明显畸变，而且三相***三相电流互相耦合，相同时刻在其他相也会出现电流畸变，因此每个周期电流将出现6次畸变。电流畸变会在电流频谱中引入大量的谐波分布，电流THD较大。仿真波形中传统半周期电流THD约7.1％，采用等效线性化调制波的半周期电流THD约2.8％。因此采用本发明所提出的方法可以有效的消除半周期电流畸变，改善电流波形，减小电流THD。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
Claims (2)
1.一种双buck并网逆变器半周期工作电流畸变抑制***，其特征在于：包括三相双buck逆变器主电路及其控制***；
所述三相双buck逆变器主电路包括直流侧电容、三相双buck桥臂以及三相LCL滤波器；其两个接口分别连接直流源(1)和电网(3)；所述三相双buck桥臂由三个单相双buck桥臂并联而成；每个单相双buck桥臂由正负两个buck单元组合而成，正/负buck单元由一个IGBT开关管、一个二极管及一个电感构成；
所述控制***包括采样电路(4)、DSP控制单元(5)和驱动电路(6)；所述采样电路(4)包括三相电网电压采样、三相进网电流采样、直流侧电压采样、直流侧电流采样；
所述DSP控制单元(5)由锁相(7)、电流调节器(8)、调制波整形环节(9)和半周期驱动逻辑环节(10)构成；所述控制***采样三相电网电压并通过所述锁相(7)提取电压相角，作为电流的相角基准；电流的幅值基准由功率确定，电流的相角基准和幅值基准构成电流基准；所述***将电流基准和采样的三相进网电流反馈的误差送入电流调节器(8)，进行电网电流的闭环调节，所述电流调节器(8)的输出送入调制波整形环节(9)生成调制波；所述调制波整形环节(9)判断当前buck单元是否工作在电流断续模式，并进行调制波的等效线性化修正；根据断续工作时的逆变桥增益和占空比的关系，计算得到等效线性化后的占空比和调制波，调制波送入半周期驱动逻辑环节(10)；所述半周期驱动逻辑环节(10)将调制波和载波比较，输出IGBT的开关信号，并屏蔽buck单元不工作半周的驱动信号；所述驱动电路(6)对所述DSP控制单元(5)输出的开关驱动信号进行功率放大和电源隔离后，驱动三相桥臂的六个IGBT开关管。
2.一种应用权利要求1所述的双buck并网逆变器半周期工作电流畸变抑制***的抑制方法，其特征在于：包括步骤：
步骤1：结合***参数，包括IGBT开关频率、滤波电感值、直流侧电压以及调制比，求解出额定功率及额定功率以下各功率处，半周期工作的双buck拓扑中正buck单元和负buck单元工作在电流连续模式时的两个临界角，划分buck单元电流连续和断续的工作区间；
步骤2：在电流连续区间内，buck单元的电压增益和开关占空比之间满足线性关系，将电流调节器线性输出直接作为调制波；
步骤3：在电流断续区间内，buck单元的电压增益和开关占空比之间为非线性关系，根据电流断续模式下占空比求取调制波，根据buck单元输出电流求取电流断续模式下占空比；建立电流断续模式下调制波和电流调节器输出之间的对应关系，并由电流调节器输出得到调制波；
步骤4：根据步骤2和步骤3中得到的调制波合成整个区间调制波，输入半周期驱动逻辑环节，输出IGBT的开关信号，并通过驱动电路驱动三相桥臂的六个IGBT开关管。
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