CN104600753A - 一种基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法，适用于由若干个逆变器并联组成的微电网多逆变器并联控制***，本发明对滤波电容电压进行微分，得到滤波电容电流，不需利用电流互感器对滤波电容电流进行采集，减少了硬件电路设计工作量；功率计算取交流量为滤波电容电压和滤波电感电流，精确地反映了逆变器输出功率；下垂控制中引入虚拟复阻抗，在保证逆变器输出阻抗呈电阻性、适用于低电压微电网的同时，各并联逆变器之间的环流大大减小；在电流内环控制中采取无差拍控制方法，对滤波电感电流控制，***的鲁棒性更强，各并联逆变器的稳定性更高、动态响应更快。

Description

一种基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法,属于分布式发电及电力电子技术领域。

背景技术

采用微电网的形式接纳分布式电源，解决分布式发电对大电网带来的不利影响，已成为当前电力***研究的热点。

微电网中存在大量的分布式电源，例如，光伏发电，主要为当地负荷提供能源来源时，就需要多台逆变器并联运行，来实现大容量供电以及冗余供电，此时，微电网需要可靠的多逆变器并联运行控制***来实现孤岛模式下的运行。同时，为了实现微电网中逆变器并联的热插拔，基于下垂控制的无互联线并联结构成为最佳选择。

简而言之，下垂控制方法即，根据有功-频率曲线和无功-电压曲线，通过调节有功功率实现输出电压角频率控制、调节无功功率实现输出电压幅值控制。该方法无需逆变器间的通信协调，实现了逆变器接入的“即插即用”，以及孤岛运行模式下微电网内部电力平衡和频率的统一。

然而，随着对基于下垂控制的多逆变器并联运行控制方法的深入，有以下几个问题需要解决：

(1)传统的下垂控制方法一般将逆变器的输出阻抗设计呈电感性，而低电压微电网中，连接线路的线路电阻远大于线路感抗，此时不能够较好实现功率的精确分配，容易存在较大的环流存在。

(2)为了实现逆变器输出阻抗的可控，研究者提出了虚拟阻抗，但是有些虚拟阻抗策略过于复杂，难以实现；且将控制策略重点放在电压控制上面，使得***的动态响应慢，电流畸变率也随之升高。

(3)有些技术中，功率计算环节取用的交流量为滤波电容电压和线路电流，不能够精确地反映逆变器输出功率。

在现有技术当中与本专利申请相关的内容主要有以下几篇文献：

张庆海、罗安、陈燕东等人于2012年5月4日投稿，2014年6月发表在《电工技术学报》第29卷第6期上的《并联逆变器输出阻抗分析及电压控制策略》一文。文章详细分析了引入虚拟复阻抗后，逆变器输出阻抗的变化，提出了新的电压控制策略，实验表明，引入的虚拟复阻抗使得逆变器输出阻抗呈电阻性，可使并联***具有较好的性能。然而，文中未充分考虑电流控制环节的设计。另外，此文中，功率计算环节取用的交流量为滤波电容电压和线路电流，不能够精确地表达逆变器输出功率。

中国专利文献CN 102437589 B公开了一种单相太阳能发电多逆变器并联功率均分控制方法，包括由若干个逆变器并联组成的单相太阳能发电多逆变器并联***，然而，控制方法中未利用虚拟阻抗技术，尤其是后来提出的虚拟复阻抗技术，在改变逆变器输出阻抗、使得并联控制方法具有更广泛的适应性方面，还有待进一步改进和完善。

中国专利文献CN 102447268 B公开了一种基于功率前馈的鲁棒双环光伏并网控制方法，主要包括外环电压PI控制、内环鲁棒预测电流无差拍控制、功率前馈控制三个部分，其中，电压外环PI控制用于稳定直流侧电容电压；内环鲁棒预测电流无差拍控制通过超前控制，对下一个控制周期的电网电压进行线性预测和并网电流进行非线性预测，得到下一个周期的并网电流指令值，再通过无差拍控制实现PWM调制和并网控制，但是，该发明针对的是并网运行逆变器，对于孤岛(离网)模式下微电网多逆变器并联控制尚未提及。

张庆海、彭楚武、陈燕东、金国彬、罗安发表于2012年9月5日《中国电机工程学报》第32卷第25期上的《一种微电网多逆变器并联运行控制策略》一文。该文采用的是电压电流双环控制，外环是采用PI控制的电压控制环、内环是采用比例P控制的电感电流调节环。需要指出的是，电流内环比例P调节由于没有积分环节，相较于无差拍控制而言，***稳定性和控制精度较差。

中国专利文献CN 102842921 B公开了一种鲁棒功率下垂控制的微电网多逆变器并联电压控制方法。针对微电网中的每台逆变器，采用鲁棒功率下垂控制器计算并合成逆变器输出参考电压；通过引入含电阻分量和感抗分量的虚拟复阻抗，采用基于虚拟阻抗和准谐振PR控制的多环电压控制方法，使得逆变器输出阻抗在工频条件下呈纯阻性，从而实现微电网多逆变器并联运行和功率均分，并增强了微电网并联***对数值计算误差、参数漂移、噪声干扰等的鲁棒性。但是，该专利中控制电容电流的本质还是在控制电容电压，或者说是输出电压；同时，该专利中需要对逆变器输出线路电流和滤波电容电流同时采集，而滤波电容电流可以通过对采集的滤波电容电压微分获得。另外，该专利在功率计算环节取用的交流量为滤波电容电压和线路电流，而不是滤波电容电压和滤波电感电流，同样不能够精确表达逆变器输出功率。

在目前已有的电流控制方法中，无差拍控制方法具有对外部干扰响应速度快、控制过程无过冲的特点。无差拍控制是一种被控制对象精确数学模型控制方法。其基本思想是根据逆变器状态方程与输出反馈信号(通常是输出滤波电容电压与电流)推算出下一个开关周期的PWM脉冲宽度，因此，从理论上可以使输出电压在相位和幅值上都非常接近参考电压，由负载变化或非线性负载引起的输出电压误差在一个开关周期内得到校正。

因此，为了更好地满足微电网发展的需要，研究运行环流小、***稳定性更高、动态性能更快的多逆变器并联运行控制方法，具有较大的现实意义和较高的市场推广价值。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明公开了一种基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法；

本发明采用对滤波电容电压进行微分的方法得到滤波电容电流，不需利用电流互感器对滤波电容电流进行采集，减少了硬件电路设计工作量；功率计算所取交流量为滤波电容电压和滤波电感电流，精确地反映了逆变器输出功率；另外，下垂控制方法中引入虚拟复阻抗，并将其与无差拍控制方法相结合，在保证逆变器输出阻抗呈电阻性、环流减小的同时，使得各并联逆变器具有更高的稳定性和更快的动态响应。

本发明的技术方案为：

一种基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法，适用于微电网多逆变器并联控制***，所述微电网多逆变器并联控制***包括若干个并联的逆变器，所述若干个并联的逆变器通过连接线路经输出继电器开关连接至交流母线；所述逆变器包括顺次连接的直流稳压源、H桥逆变电路、LC滤波电路；电压电流互感器采集到的电气量输入DSP控制器进行运算处理，DSP控制器输出的信号再经PWM调制及驱动保护电路后，一方面驱动H桥逆变电路开关管通断，另一方面控制输出继电器开关的投切,具体步骤包括：

(1)在每个采样周期的起始点，所述DSP控制器分别对逆变器直流侧电压U_dc、滤波电容电压u_c和线路电流i_o进行采样；

(2)所述DSP控制器对滤波电容电压u_c进行微分运算，得到滤波电容电流i_c，滤波电容电流i_c与线路电流i_o的和为滤波电感电流i_L，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_c=C\frac{{\mathrm{du}}_c}{\mathrm{dt}}\\ i_c=+i_o=i_L\end{array}\right.;$

(3)功率计算，根据滤波电容电压u_c和滤波电感电流i_L，计算出所述微电网多逆变器并联控制***输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}p=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_c\left(k\right)i_L\left(K\right)\\ q=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_c\left(k\right)i_L(k-\frac{N}{4})\end{array}\right.$

其中，k、k-N/4均为采样序列号，u_c(k)为滤波电容电压u_c在k时刻的瞬时采样值，i_L(k)为滤波电感电流i_L在k时刻的瞬时采样值，N＝T/T_c表示一个周期内采样点数，T_c为采样周期，T为工频交流周期；i_L(k-N/4)为k-N/4时刻滤波电感电流i_L的瞬时采样值；

(4)低通滤波，对瞬时有功功率p和瞬时无功功率q低通滤波，得到有功功率平均值P和无功功率平均值Q：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\ω}}_o}{s+{\mathrm{\ω}}_o}p\\ Q=\frac{{\mathrm{\ω}}_o}{s+{\mathrm{\ω}}_o}q\end{array}\right.$

其中，ω_o为低通滤波器的截止频率；s为复频率；

(5)参考电压合成，根据有功功率平均值P、无功功率平均值Q、初始相位角φ合成引入虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref；

(6)引入虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref减去线路电流i_o与虚拟复阻抗的乘积，其差值为参考电压u_ref，计算公式如下：

$u_{\mathrm{ref}}=u_{\mathrm{ref}}^{*}-(R_D-L_D\frac{s}{s+{\mathrm{\ω}}_c})i_o$

其中，ω_c为低通滤波器的截止频率，R_D为虚拟电阻值，L_D为虚拟电感值；s为复频率；

(7)PI控制，u_ref与u_c的差值Δu经PI调节，输出电流环参考量i_ref，PI调节离散计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δu}\left(k\right)=u_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-u_c\left(k\right)\\ i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)=i_{\mathrm{ref}}(k-1)+(\mathrm{\Δu}\left(k\right)-\mathrm{\Δu}(k-1))*k_p+\mathrm{\Δ}\left(k\right)*\frac{T_c}{k_i}\end{array}\right.$

其中,k、k-1均为采样序列号，k_p为PI调节的比例系数，k_i为PI调节的积分系数；

(8)无差拍电流控制，电流环参考量i_ref减去滤波电感电流i_L，得到的差值经无差拍控制调节，得到调制波信号；调制波信号和三角载波进行PWM双极性调制，得出开关管的占空比信号，经驱动保护电路，控制开关管S₁～S₄的开通与关断以及输出继电器开关K的投切；无差拍控制的离散计算式为：

$D\left(k\right)=\frac{d}{U_{\mathrm{dc}}}[u_c\left(k\right)+\frac{L}{T_c}(i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_L\left(k\right))]$

其中，D(k)为开关管脉宽调制量，d为调制系数，L即逆变器滤波电感值，i_ref(k)、i_L(k)分别为i_ref、i_L的离散量。

根据本发明优选的，步骤(5)中，根据有功功率平均值P、无功功率平均值Q、初始相位角φ合成引入虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref，具体步骤为：

a、逆变器输出阻抗为电阻性时的下垂控制算法，u^* _ref的角频率ω和幅值E计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}+\mathrm{mQ}\\ E=E^{*}-\mathrm{nP}\end{array}\right.$

式中，ω^*为空载角频率参考值，E^*为空载输出电压幅值参考值，m、n皆为下垂控制系数；

b、由角频率ω、幅值E以及初始相位角φ合成u^* _ref，计算公式如下：

$u_{\mathrm{ref}}^{*}=\sqrt{2}E\sin \left(\text{\ωt+\φ}\right).$

根据本发明优选的，步骤(8)中，所述调制系数d的取值范围为0.96～1.0。

所述若干个并联的逆变器通过连接线路经输出继电器接至交流母线，为交流母线上的负荷供电，从而形成微电网。

本发明的有益效果是：

1、本发明采用对滤波电容电压进行微分得到滤波电容电流的方法，不需利用电流互感器对滤波电容电流进行采集，减少了硬件电路设计工作量；

2、本发明功率计算所取交流量为滤波电容电压和滤波电感电流，精确地反映了逆变器输出功率；

3、本发明下垂控制中引入虚拟复阻抗，在保证逆变器输出阻抗呈电阻性、适用于低电压微电网的同时，各并联逆变器之间的环流大大减小；

4、本发明在电流内环控制中采取无差拍控制方法，对滤波电感电流控制，***的鲁棒性更强，各并联逆变器的稳定性更高、动态响应更快。

附图说明

图1为本发明所述微电网多逆变器并联控制***示意图；

图1中，U_dc为直流稳压源输出电压，也即逆变器直流侧电压；S₁～S₄构成单相H桥逆变电路，电感L和电容C构成二阶低通LC滤波电路；K为输出继电器开关；

图2为本发明所述基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法示意图；

图3为本发明所述基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法中功率计算、低通滤波、参考电压合成示意图；

图4为本发明引入虚拟复阻抗对逆变器输出电压影响示意图；

图4中，u^* _ref为引入虚拟复阻抗之前的参考电压值，u_ref为引入虚拟复阻抗之后的参考电压值，G(s)为电压增益，Z_o(s)为引入虚拟复阻抗之前逆变器输出电压，Z_V(s)为引入的虚拟复阻抗，未引入虚拟复阻抗时，Z_V(s)的值为零，此时u^* _ref＝u_ref，且有：

u_c＝u_refG(s)-Z_o(s)i_o

当逆变器空载运行时，i_o为零，此时u_refG(s)即为空载输出电压。

引入虚拟复阻抗后，

$u_{\mathrm{ref}}=u_{\mathrm{ref}}^{*}-Z_V\left(s\right)i_o$

进而：

u_c＝u_refG(s)-Z_o(s)i_o＝u^* _refG(s)-[Z_V(s)G(s)+Z_o(s)]i_o

这时，u^* _refG(s)为空载输出电压；逆变器的输出阻抗为Z_V(s)G(s)+Z_o(s),相对于之前的Z_o(s)，由于Z_V(s)G(s)的存在，通过Z_V(s)的取值，来改变Z_V(s)G(s)+Z_o(s)的值，即改变了逆变器的输出阻抗值。

至于通过引入虚拟阻抗将逆变器输出阻抗设计呈电阻性的原因，是由于一般低电压微电网中，线路的线路电阻值远大于线路感抗值，而具体选用何种下垂控制算式，是由逆变器输出阻抗和线路阻抗之和来决定的。因而，虚拟复阻抗的引入，就是通过改变逆变器输出阻抗值，来使得逆变器输出阻抗和线路阻抗之和呈纯电容性、纯电阻性甚至纯电容性。

具体实施方式

下面结合说明书附图和实施例对本发明作进一步限定，但不限于此。

实施例1

一种基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法，适用于微电网多逆变器并联控制***，所述微电网多逆变器并联控制***包括若干个并联的逆变器，所述若干个并联的逆变器通过连接线路经输出继电器开关连接至交流母线；所述逆变器包括顺次连接的直流稳压源、H桥逆变电路、LC滤波电路；电压电流互感器采集到的电气量输入DSP控制器进行运算处理，DSP控制器输出的信号再经PWM调制及驱动保护电路后，一方面驱动H桥逆变电路开关管通断，另一方面控制输出继电器开关的投切,具体步骤包括：

(1)在每个采样周期的起始点，所述DSP控制器分别对逆变器直流侧电压U_dc、滤波电容电压u_c和线路电流i_o进行采样；

(2)所述DSP控制器对滤波电容电压u_c进行微分运算，得到滤波电容电流i_c，滤波电容电流i_c与线路电流i_o的和为滤波电感电流i_L，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_c=C\frac{{\mathrm{du}}_c}{\mathrm{dt}}\\ i_c=+i_o=i_L\end{array}\right.$

(3)功率计算，根据滤波电容电压u_c和滤波电感电流i_L，计算出所述微电网多逆变器并联控制***输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}p=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_c\left(k\right)i_L\left(K\right)\\ q=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_c\left(k\right)i_L(k-\frac{N}{4})\end{array}\right.$

其中，k、k-N/4均为采样序列号，u_c(k)为滤波电容电压u_c在k时刻的瞬时采样值，i_L(k)为滤波电感电流i_L在k时刻的瞬时采样值；N＝T/T_c表示一个周期内采样点数，T_c为采样周期，T为工频交流周期；i_L(k-N/4)为k-N/4时刻滤波电感电流i_L的瞬时采样值；

(4)低通滤波，对瞬时有功功率p和瞬时无功功率q低通滤波，得到有功功率平均值P和无功功率平均值Q：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\ω}}_o}{s+{\mathrm{\ω}}_o}p\\ Q=\frac{{\mathrm{\ω}}_o}{s+{\mathrm{\ω}}_o}q\end{array}\right.$

其中，ω_o为低通滤波器的截止频率；s为复频率；

(5)参考电压合成，根据有功功率平均值P、无功功率平均值Q、初始相位角φ合成引入虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref；

(6)引入虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref减去线路电流i_o与虚拟复阻抗的乘积，其差值为参考电压u_ref，计算公式如下：

$u_{\mathrm{ref}}=u_{\mathrm{ref}}^{*}-(R_D-L_D\frac{s}{s+{\mathrm{\ω}}_c})i_o$

其中，ω_c为低通滤波器的截止频率，R_D为虚拟电阻值，L_D为虚拟电感值；s为复频率；

(7)PI控制，u_ref与u_c的差值Δu经PI调节，输出电流环参考量i_ref，PI调节离散计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δu}\left(k\right)=u_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-u_c\left(k\right)\\ i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)=i_{\mathrm{ref}}(k-1)+(\mathrm{\Δu}\left(k\right)-\mathrm{\Δu}(k-1))*k_p+\mathrm{\Δ}\left(k\right)*\frac{T_c}{k_i}\end{array}\right.$

其中,k、k-1均为采样序列号，k_p为PI调节的比例系数，k_i为PI调节的积分系数；

(8)无差拍电流控制，电流环参考量i_ref减去滤波电感电流i_L，得到的差值经无差拍控制调节，得到调制波信号；调制波信号和三角载波进行PWM双极性调制，得出开关管的占空比信号，经驱动保护电路，控制开关管S₁～S₄的开通与关断以及输出继电器开关K的投切；无差拍控制的离散计算式为：

$D\left(k\right)=\frac{d}{U_{\mathrm{dc}}}[u_c\left(k\right)+\frac{L}{T_c}(i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_L\left(k\right))]$

其中，D(k)为开关管脉宽调制量，d为调制系数；L即逆变器滤波电感值；i_ref(k)、i_L(k)分别为i_ref、i_L的离散量。

实施例1中，所述微电网多逆变器并联控制***如图1所示；所述基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法如图2所示；所述基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法中功率计算、低通滤波、参考电压合成如图3所示。

实施例2

根据实施例1所述并联运行控制方法，进一步限定为，步骤(5)中，根据有功功率平均值P、无功功率平均值Q、初始相位角φ合成引入虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref，具体步骤为：

a、逆变器输出阻抗为电阻性时的下垂控制算法，u^* _ref的角频率ω和幅值E计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}+\mathrm{mQ}\\ E=E^{*}-\mathrm{nP}\end{array}\right.$

式中，ω^*为空载角频率参考值，E^*为空载输出电压幅值参考值，m、n皆为下垂控制系数；

b、由角频率ω、幅值E以及初始相位角φ合成u^* _ref，计算公式如下：

$u_{\mathrm{ref}}^{*}=\sqrt{2}E\sin \left(\text{\ωt+\φ}\right).$

实施例3

根据实施例1或2所述并联运行控制方法，进一步限定为，步骤(8)中，所述调制系数d的取值为0.97。

Claims (3)

1.一种基于电容电压微分的微电网多逆变器并联运行控制方法，其特征在于，适用于微电网多逆变器并联控制***，所述微电网多逆变器并联控制***包括若干个并联的逆变器，所述若干个并联的逆变器通过连接线路经输出继电器开关连接至交流母线；所述逆变器包括顺次连接的直流稳压源、H桥逆变电路、LC滤波电路；电压电流互感器采集到的电气量输入DSP控制器进行运算处理，DSP控制器输出的信号再经PWM调制及驱动保护电路后，一方面驱动H桥逆变电路开关管通断，另一方面控制输出继电器开关的投切,具体步骤包括：

(1)在每个采样周期的起始点，所述DSP控制器分别对逆变器直流侧电压U_dc、滤波电容电压u_c和线路电流i_o进行采样；

(2)所述DSP控制器对滤波电容电压u_c进行微分运算，得到滤波电容电流i_c，滤波电容电流i_c与线路电流i_o的和为滤波电感电流i_L，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_c=C\frac{{\mathrm{du}}_c}{\mathrm{dt}}\\ i_c+i_o=i_L\end{array}\right.;$

(3)功率计算，根据滤波电容电压u_c和滤波电感电流i_L，计算出所述微电网多逆变器并联控制***输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}p=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_c\left(k\right)i_L\left(k\right)\\ q=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_c\left(k\right)i_L(k-\frac{N}{4})\end{array}\right.$

其中，k、k-N/4均为采样序列号，u_c(k)为滤波电容电压u_c在k时刻的瞬时采样值，i_L(k)为滤波电感电流i_L在k时刻的瞬时采样值；N＝T/T_c表示一个周期内采样点数，T_c为采样周期，T为工频交流周期；i_L(k-N/4)为k-N/4时刻滤波电感电流i_L的瞬时采样值；

(4)低通滤波，对瞬时有功功率p和瞬时无功功率q低通滤波，得到有功功率平均值P和无功功率平均值Q：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\ω}}_o}{s+{\mathrm{\ω}}_o}p\\ Q=\frac{{\mathrm{\ω}}_o}{s+{\mathrm{\ω}}_o}q\end{array}\right.$

其中，ω_o为低通滤波器的截止频率；s为复频率；

(5)参考电压合成，根据有功功率平均值P、无功功率平均值Q、初始相位角φ合成引入虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref；

(6)引入虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref减去线路电流i_o与虚拟复阻抗的乘积，其差值为参考电压u_ref，计算公式如下：

$u_{\mathrm{ref}}=u_{\mathrm{ref}}^{*}-(R_D-L_D\frac{s}{s+{\mathrm{\ω}}_c})i_o$

其中，ω_c为低通滤波器的截止频率，R_D为虚拟电阻值，L_D为虚拟电感值；s为复频率；

(7)PI控制，u_ref与u_c的差值Δu经PI调节，输出电流环参考量i_ref，PI调节离散计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δu}\left(k\right)=u_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-u_c\left(k\right)\\ i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)=i_{\mathrm{ref}}(k-1)+(\mathrm{\Δu}\left(k\right)-\mathrm{\Δu}(k-1))*k_p+\mathrm{\Δu}\left(k\right)*\frac{T_c}{k_i}\end{array}\right.$

其中,k、k-1均为采样序列号，k_p为PI调节的比例系数，k_i为PI调节的积分系数；

(8)无差拍电流控制，电流环参考量i_ref减去滤波电感电流i_L，得到的差值经无差拍控制调节，得到调制波信号；得到的调制波信号和三角载波进行PWM双极性调制，得出开关管的占空比信号，经驱动保护电路，控制开关管S₁～S₄的开通与关断以及输出继电器开关的投切；无差拍控制的离散计算式为：

$D\left(k\right)=\frac{d}{U_{\mathrm{dc}}}[u_c\left(k\right)+\frac{L}{T_c}(i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_L\left(k\right))]$

其中，D(k)为开关管脉宽调制量，d为调制系数；L即逆变器滤波电感值；i_ref(k)、i_L(k)分别为i_ref、i_L的离散量。

2.根据权利要求1所述并联运行控制方法，其特征在于，步骤(5)中，根据有功功率平均值P、无功功率平均值Q、初始相位角φ合成引入虚拟复阻抗之前的参考电压u^* _ref，具体步骤为：

a、逆变器输出阻抗为电阻性时的下垂控制算法，u^* _ref的角频率ω和幅值E计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}+\mathrm{mQ}\\ E=E^{*}-\mathrm{nP}\end{array}\right.$

式中，ω^*为空载角频率参考值，E^*为空载输出电压幅值参考值，m、n皆为下垂控制系数；

b、由角频率ω、幅值E以及初始相位角φ合成u^* _ref，计算公式如下：

$u_{\mathrm{ref}}^{*}=\sqrt{2}E\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ}).$

3.根据权利要求1或2所述并联运行控制方法，其特征在于，步骤(8)中，所述调制系数d的取值范围为0.96～1.0。