CN105071403B - 基于双h桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置及控制方法 - Google Patents

基于双h桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置及控制方法 Download PDF

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Abstract

基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置及其控制方法，它涉及一种高压大功率、多电平无功补偿装置及其控制方法。本发明的目的是为了解决现有技术换流器输出电平数低且环流抑制效果不好的问题。本发明包括三相交流电源、负载、MMC换流器、信号采集电路、控制电路和驱动电路，所述MMC换流器包括三个结构相同并联连接的桥臂，每个桥臂包括关于桥臂中点对称且串联连接的上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括相互串联的电抗器、第一H桥单元、第二H桥单元和若干半桥单元，上桥臂的电抗器与下桥臂的电抗器串联连接，换流器三个桥臂的中点通过导线并联接在三相交流电源和负载之间。本发明实现了在高压大功率领域的无功补偿。

Description

基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置及控制方法
技术领域
本发明涉及一种新型的无功补偿装置及其控制方法，具体涉及基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置及其控制方法，属于高压大功率、多电平无功补偿技术领域。
背景技术
随着电力***规模的不断发展，对无功补偿装置的容量和电压等级都提出了新的要求，使其不断地向高压大功率领域发展，多电平拓扑结构应运而生。
多电平换流器的基本思想是用多个输出电平数来逼近正弦调制波形。较常见的多电平拓扑结构有三种：二极管钳位型、飞跨电容型以及H桥级联型。二极管钳位型和飞跨电容型结构，随着电平数的增加，所需的开关器件和钳位电容数量大大增加，不利于实现更高电平的变换电路，而且电容电压不易均衡，推广应用受到限制。H桥级联结构，当三相输出的电流不均衡时，桥臂间不能传递有功能量，难以实现三相模块间的电容电压平衡。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有技术换流器输出电平数低且环流抑制效果不好的问题。
本发明的技术方案是：基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置，包括三相交流电源、负载、MMC换流器、信号检测电路、DSP模块和驱动电路，所述换流器包括三个结构相同并联连接的桥臂，每个桥臂包括关于桥臂中点对称且串联连接的上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括相互串联的电阻、电抗器、第一H桥单元、第二H桥单元和若干半桥单元，上桥臂的电抗器与下桥臂的电抗器串联连接，换流器三个桥臂的中点通过导线并联接在三相交流电源和负载之间，信号检测电路的输入端分别连接三项交流电源的输出端、负载的输入端、换流器的输出端、换流器三个桥臂、第一H桥单元、第二H桥单元和每个半桥单元、信号检测电路的输出端连接DSP模块的输入端，DSP模块的输出端通过驱动电路与换流器建立连接。
所述DSP模块包括第一控制单元和第二控制单元，第一控制单元的输出端和第二控制单元的输出端分别与驱动电路建立连接，所述第一控制单元包括第一比较器、第二比较器、第三比较器、第四比较器、第五比较器、第一PI控制器、第二PI控制器、第三PI控制器、第一坐标转换器、第二坐标转换器、第一电抗器、第二电抗器、第一调制单元和电容电压排序单元，第一比较器、第一PI控制器、第二比较器、第二PI控制器和第三比较器依次串联后接入第一坐标变换器，第四比较器、第三PI控制器和第五比较器依次串联后接入第一坐标转换器，第一坐标转换器的输出端连接第一调制单元，第一调制单元的输出端连接电容电压排序单元，电容电压排序单元的输出端连接驱动电路，所述换流器的输出端连接第二坐标变换器，第二坐标变换器的第一输出端分别连接第二比较器和第二电抗器，第二电抗器的输出端连接第三比较器，第二坐标变换器的另一输出端分别连接第四比较器和第一电抗器，第一电抗器的输出端连接第五比较器。
第二控制单元包括第六比较器、第七比较器、第八比较器、第九比较器、第一比例控制器、第二比例控制器、第四PI控制器、第五PI控制器、函数模块和第二调制单元，第六比较器、第一比例控制器、第七比较器、第四PI控制器和第二比例控制器依次串联后接入第九比较器，第八比较器、第五PI控制器和函数模块依次串联后接入第九比较器，第九比较器的输出端连接第二调制单元，第二调制单元的输出端连接驱动电路。
所述基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括电压过零检测电路，所述电压过零检测电路包括电压传感器、比较电路和反相器，电压传感器的输入端连接三相交流电源的输出端，电压传感器的输出端连接比较电路的输入端，比较电路的输出端通过反相器电路接入DSP模块。虽然一般电网的电压为工频50Hz，但也会存在上下波动的现象，所以，需要利用电压过零检测电路对电网频率进行跟踪，使SVG交流侧产生的电压频率与电网频率一致。
所述基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括电流检测及调理电路，所述电流检测及调理电路包括电流传感器、光电隔离放大器和偏置电路，电流传感器的输出端连接光电隔离放大器，光电隔离放大器的输出端连接偏置电路，偏置电路输出端为电流检测及调理电路的输出端，可以尽量减少采样环节引起的滞后和提高检测信号的抗干扰能力。
所述基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括过流保护电路，过流保护电路包括比较器和嵌位二极管电路，比较器的反相输入端与信号采集电路的输出端建立连接，比较器的输出端经钳位电路的中点与DSP模块建立连接，通过TMS320F2812的功率驱动保护中断PDPINTA来实现电流保护过程。
所述基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置的控制方法，包括采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法对电流进行检测；对半桥单元、第一H桥单元和第二H桥单元分别控制；
所述对半桥单元的控制包括对***无功的补偿以及维持半桥单元电容电压的稳定，根据基于闭环解耦的电压、电流双闭环控制方法生成调制信号，采用基于载波移相的电容电压排序法使半桥单元的电容电压稳定；
所述对第一H桥单元的控制包括利用第一H桥单元增加电平数，并维持第一H桥单元电容电压的稳定；
所述对第二H桥单元的控制包括第二H桥单元电容电压均衡和整个无功补偿装置环流的抑制。
基于载波移相的电容电压排序法包括：
(1)需投入电平数的确定
首先，利用载波移相调制技术将经过前馈解耦控制得到的调制波与每个桥臂的移相三角载波进行比较，得到需要的电平数N，所述移相三角载波由第一调制单元产生；
然后，对得到电平数N进行判断，得到新的电平数k；再根据每个桥臂半桥单元电容电压高低排序情况和桥臂电流的流动方向选择相应的k个半桥单元投入；
(2)半桥单元电容电压排序法的步骤
根据桥臂电流iarm的方向进行判断如下：
当iarm>0时，则根据半桥单元电容电压排序结果投入电容电压最低的k个半桥单元；
当iarm<0时，则根据半桥单元电容电压排序结果投入电容电压最高的k个半桥单元。
利用第一H桥单元增加电平数的方法包括：
利用载波移相技术对调制信号进行逼近，得到电平数N，然后进行判断；
若电平数N为原有的2n+1个电平，则第一H桥单元不需要投入运行，半桥单元需要的电平数k＝N，根据电平数k得到半桥单元的控制信号；
若电平数为新的2n个电平，则第一H桥单元投入运行，并通过第一H桥单元控制模块得到第一H桥单元的控制信号，同时确定新的电平数k，然后根据新的电平数k通过半桥单元控制模块得到半桥单元单元的控制信号。
由于第一H桥单元的投入和切除要配合串联的半桥单元的投入和切除，对第一H桥单元的控制过程包括：先对流过桥臂的电流和直流侧电容电压进行检测，根据电流方向和当前第一H桥单元的直流侧电容电压的大小得到第一H桥单元所需充放电状态，再根据充放电状态及电流方向得到输出电压状态，进而得到第一H桥单元的驱动信号。
所述第二H桥单元电容电压均衡过程包括：每一相上、下桥臂第二H桥单元电容电压的给定值VH,ref与第二H桥单元的实际电容电压进行比较，经PI控制器，其输出乘以该桥臂电流的符号函数后，将生成的第二H桥单元电压信号Vr,ref与三角载波比较后得到PWM波，驱动第二H桥单元中相应的功率开关管，对第二H桥单元的电容进行充放电控制，实现第二H桥单元电容电压的均衡，其中，r＝P,N。
所述环流抑制过程包括：将每一相环流分别与环流的参考值进行比较，此时环流的参考值icir,ref＝idc/3，idc为三相MMC直流母线电流，得到的结果通过一个比例控制器形成一个第二H桥单元的电压参考值，将这个电压参考值平均分成2份，分别与该相上、下桥臂第二H桥单元的电压信号相加。
本发明与现有技术相比具有以下效果：本发明提供了一种能够应用于高压大功率领域的无功补偿装置，优点是MMC换流器的拓扑结构具有公共直流母线，三相间的能量能够相互流动，***三相电压不平衡时也能正常运行，因此，基于MMC换流器的STATCOM能够实现无功功率、谐波以及不平衡的综合补偿。在原MMC***的基础上每相上、下桥臂中各加入2个H桥单元，其中半桥单元用于控制桥臂中的基波负载电流，第一H桥单元可以实现对输出电平数的成倍增加至4n+1，第二H桥单元作为电压校正模块用于抑制环流。本发明的新型MMC拓扑结构的环流抑制器控制方案简单，不用进行二倍频的负序坐标变换，占用的软件资源相对来说比较少，且负载电流和环流分别由半桥单元和H桥单元进行控制，互不影响；所述一种基于载波移相的电容电压排序法，简单且易于实现，不仅使半桥单元电容电压保持稳定。并且可以避免半桥单元不必要的投切，减少功率管的开关次数，降低开关损耗。
附图说明
图1、***整体框图；
图2、传统MMC拓扑结构示意图；
图3、新型MMC拓扑结构示意图；
图4、需投入电平数的确定流程图；
图5、第一H桥单元的控制框图；
图6、半桥单元的工作状态示意图；
图7、H桥单元结构示意图；
图8、ip-iq检测法原理图；
图9、有功、无功电流控制框图；
图10、前馈解耦等效控制框图；
图11、STATCOM电压电流双闭环的控制框图；
图12、STATCOM***总控制框图；
图13、电容电压排序法流程图；
图14、新型拓扑结构的调制策略框图；
图15、新型三相MMC拓扑结构的等效模型示意图；
图16、第二控制单元的工作原理图；
图17、电压过零检测电路原理图；
图18、电流检测及其调理电路电路图；
图19、过流保护电路电路图；
图20、补偿前a相电压、电流波形图；
图21、补偿后a相电压、电流波形图；
图22、半桥单元电容电压波形图；
图23、传统拓扑a相输出相电压波形图；
图24、新型拓扑a相输出相电压波形图；
图25、抑制前后的三相环流波形图；
图26、环流抑制前后a相桥臂电流波形图；
图27、a相第二H桥单元的电容电压波形图。
具体实施方式
结合附图说明本发明的具体实施方式，基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置，包括三相交流电源、负载、换流器、信号采集电路、DSP模块和驱动电路，所述换流器包括三个结构相同并联连接的桥臂，每个桥臂包括关于桥臂中点对称且串联连接的上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括相互串联的电阻、电抗器、第一H桥单元、第二H桥单元和若干半桥单元，所述第一桥臂上的电阻分别为R11和R12，第二桥臂上的电阻分别为R21和R22，第三桥臂上的电阻分别为R31和R32，上桥臂的电抗器与下桥臂的电抗器串联连接，换流器三个桥臂的中点通过导线并联接在三相交流电源和负载之间，信号采集电路的输入端分别连接三项交流电源的输出端、负载的输入端、换流器的输出端、换流器三个桥臂、第一H桥单元、第二H桥单元和每个半桥单元，信号采集电路的输出端连接DSP模块的输入端，DSP模块的输出端通过驱动电路与换流器建立连接。信号采集电路检测电网三相电压、负载侧三相电流、MMC输出的三相反馈电流、各半桥单元和H桥单元直流侧的电容电压以及三相的桥臂电流；然后，将检测的反馈量在控制单元中进行运算和调节，得到PWM控制信号；最后，将控制信号进行功放以驱动MMC半桥单元和H桥单元中功率开关管，使换流器输出相应的补偿电流，实现无功补偿。
本实施方式的新型MMC模块化多电平换流器的拓扑结构如图3所示，具有公共的直流母线，三相间能量能够相互流动，在电网畸变的情况下，能够实现无功功率、谐波以及不平衡的综合补偿，高度模块化，易于冗余设计，而且输出为多电平，接近于正弦波，谐波含量小。传统的MMC每相上、下桥臂各n个半桥单元，其结构如图2所示，其输出相电压电平数为2n+1，本发明所提新型拓扑结构可将电平数提高到4n+1。
SM为半桥单元，其结构如图2中所示，每个半桥单元由两个带有反向续流二极管的IGBT和1个储能电容C组成，桥臂电流为ism，每个半桥单元的输出电压为usm，每个半桥单元电容电压为Vd。
每个半桥单元只能输出0和Vd两种电压状态，用S1和S2分别表示T1和T2的开关状态，直流侧电容电压为Vd。开关管不同的开关状态对应半桥单元不同的输出电压及电容充放电状态，如表1所示。
表1半桥单元不同开关状态对应状态表
MMC的半桥单元工作状态如图6所示，图中箭头表明电流的流向。半桥单元共有三种工作状态：
1)T1(D1)开通、T2(D2)关断为投入状态，如图6a)；
2)T1(D1)关断、T2(D2)开通为切除状态，如图6b)；
3)T1和T2均关断为闭锁状态，如图6c)；
设si为MMC半桥单元的开关函数，可表示为
则每个半桥单元的等效输出电压uo可表示为
uo＝siVd (2)
将H桥单元的HB1单元称为第一H桥单元，H桥单元的HB2单元称为第二H桥单元。第一H桥单元和第二H桥单元有3种开关状态，sj∈{-1，0,1}，sj的取值决定了H桥单元输出电压的极性。第一H桥单元和第二H桥单元都为H桥单元，其结构图如图7所示，其中uh为H桥单元输出电压；用S1、S2、S3和S4分别表示4个开关管T1、T2、T3和T4的开关状态，直流侧电容电压为VH。4个开关管不同的开关状态对应H桥单元不同的输出电压及电容充放电状态，如表2所示。
表2H桥单元不同开关状态对应状态表
所述DSP模块包括第一控制单元和第二控制单元，第一控制单元的输出端和第二控制单元的输出端分别与驱动电路建立连接，所述第一控制单元包括第一比较器1、第二比较器3、第三比较器5、第四比较器7、第五比较器9、第一PI控制器2、第二PI控制器4、第三PI控制器8、第一坐标转换器6、第二坐标转换器12、第一电抗器10、第二电抗器11、第一调制单元30和电容电压排序单元32，第一比较器1、第一PI控制器2、第二比较器3、第二PI控制器4和第三比较器5依次串联后接入第一坐标变换器，第四比较器7、第三PI控制器8和第五比较器9依次串联后接入第一坐标转换器6，第一坐标转换器6的输出端连接第一调制单元30，第一调制单元30的输出端连接电容电压排序单元32，电容电压排序单元32的输出端连接驱动电路，所述MMC换流器的输出端连接第二坐标变换器，第二坐标变换器的第一输出端分别连接第二比较器3和第二电抗器11，第二电抗器11的输出端连接第三比较器5，第二坐标变换器的另一输出端分别连接第四比较器7和第一电抗器10，第一电抗器10的输出端连接第五比较器9。
第二控制单元包括第六比较器13、第七比较器15、第八比较器18、第九比较器21、第一比例控制器14、第二比例控制器17、第四PI控制器16、第五PI控制器19、函数模块20和第二调制单元31，第六比较器13、第一比例控制器14、第七比较器15、第四PI控制器16和第二比例控制器17依次串联后接入第九比较器21，第八比较器18、第五PI控制器19和函数模块20依次串联后接入第九比较器21，第九比较器21的输出端连接所述第二调制单元31，第二调制单元31的输出端连接驱动电路。
本实施方式的DSP控制模块以TI公司的TMS320F2812为核心，实现电压电流的采集、CPS-SPWM波生成、电容电压排序等功能，辅助电路由开关电源以及***的保护电路等组成。
所述基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括电压过零检测电路，如图17所示，所述电压过零检测电路包括电压传感器22、比较电路23和反相器24，电压传感器22的输入端连接三相交流电源的输出端，电压传感器22的输出端连接比较电路23的输入端，比较电路23的输出端通过反相器24连接DSP模块，将正弦波的电网电压通过电压过零检测电路产生一个上升沿同正向电网电压过零点重合，且与电网同频率的方波信号，再通过测量相邻两个上升沿之间的时间间隔即可得到电网电压的周期。
所述基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括电流检测及调理电路，如图18所示，所述电流检测及调理电路包括电流传感器25、光电隔离放大器26和偏置电路27，电流传感器25的输出端连接光电隔离放大器26，光电隔离放大器26的输出端连接偏置电路27，偏置电路27输出端为电流检测及调理电路的输出端，电流检测的输入端与负载和换流器输出相连接，输出端送到DSP进行信号处理，本发明采用高速的电流霍尔模块CHB-25NP实现三相电流检测，并利用光电隔离放大器26进行隔离，本实施方式采用的光电隔离放大器的型号为HCPL7840。
所述基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括过流保护电路，如图19所示，所述过流保护电路包括比较器28和钳位电路29，钳位电路29的中点与DSP模块建立连接，电流正常的情况下，本实施方式的比较器LM393输出高电平，但当电路中的电流过大时，比较器LM393的输出电平变为低电平，触发故障保护中断，从而使DSP封锁所有PWM脉冲信号的输出，以保护整个SVG***。
基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置的控制方法，具体包括：采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法对电流进行检测；电流检测原理图如图8所示，首先需要计算出瞬时有功电流ip和瞬时无功电流iq：
其中：
将式(3)算出的ip、iq经过低通滤波器后，得到直流分量再经过反变换得到三相基波电流iaf、ibf、和icf：
用三相电流ia、ib、ic减去相应的三相基波成分iaf、ibf、icf，即可得到三相电流的谐波与无功成分之和iah、ibh、ich。
基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置的控制方法包括对半桥单元、第一H桥单元和第二H桥单元分别控制；
所述对半桥单元的控制包括对***无功的补偿以及维持半桥单元电容电压的稳定，根据基于前馈解耦的电压、电流双闭环控制方法生成调制信号，采用基于载波移相的电容电压排序法使半桥单元的电容电压稳定；
所述前馈解耦过程包括：
由坐标变换得到电网电压和STATCOM输出电压的dq分量vsd，vsq，vcd，vcq如下：
其中：δ为STATCOM输出电压与电网电压的相位差，M为调制比，Us为电网电压，udc为直流侧电容电压。
将STATCOM的输出电压在dq坐标系下的分量Vcd和Vcq作为控制量，则由公式可以看出，通过控制vcd和vcq的大小就能调节STATCOM与电网有功和无功功率的交换，从而达到无功补偿的目的。
换流器输出电压vcd和vcq的表达式为
根据式(6)得到有功、无功电流控制框图如图9所示。为了实现对dq轴解耦，本发明采取前馈解耦控制策略。其中，将整个变流器的损耗等效为固定电阻R，连接电抗器及线路电感等效为电感L。
引入变量中间x1，x2：
由式(6)、(7)得
将x1，x2设计成比例积分控制器，可以得到
则可得到前馈解耦等效控制框图如图10所示，将dq坐标系下的给定电流和反馈电流作差，经2个PI控制器输出2个中间变量x1、x2，从而在dq坐标系下实现解耦，最终得到如图10所示的基于前馈解耦的双闭环STATCOM***结构框图，式(9)中的k1、k2为比例系数，T1，T2为积分时间。
由图11可以看出，STATCOM***由电压外环和电流内环2部分组成，电压环是为了调节直流侧电容电压，它的结果作为电流给定值id*；电流环过程包括需测得负载侧的无功电流，设定成给定量iq*，逆变器发出电流经dq变换得出电流反馈量再与id*、iq*相比较，再进行PI调节，最后得到STATCOM想要输出的电压vcd、vcq；
所述对第一H桥单元的控制包括利用第一H桥单元增加电平数，并维持第一H桥单元电容电压的稳定；
将基于前馈解耦的电压电流双闭环控制策略、基于载波移相的电压排序控制法以及增加电平数的第一H桥单元的控制方法相结合，构成STATCOM无功补偿控制器，称为第一控制单元；将环流抑制第二H桥单元对自身电容电压和抑制***环流的控制称为第二控制单元。于是可得基于新型拓扑的STSTCOM***总控制策略如图12所示。
对于传统的MMC，在每相上、下桥臂的半桥单元数各为n的情况下，同时配合载波移相调制技术，其交流侧的输出电压最大电平数为2n+1个。
在新型MMC中，每个桥臂中各加入一个第一H桥单元，它的直流侧电容电压为半桥单元直流侧电容电压的一半，为Vd/2，这样它的输出电平数就为3个，分别为+Vd/2、0和-Vd/2，配合每个桥臂串联的半桥单元就可使输出电平数得到拓宽，即在原有的2n+1个电平数中间***了新的2n个电平数，使电平数达到了4n+1个。
在模块化多电平拓扑中每个桥臂会级联多个半桥单元，但每个半桥单元的直流电容电压是相互独立的，在实际中由于电容波动损耗差异、开关损耗差异以及驱动信号差异等，会造成半桥单元的直流侧电容电压之间的不平衡，影响模块化多电平结构的输出电压。为了维持半桥单元电容电压的均衡，本发明采用基于CPS-SPWM的半桥单元电容电压排序控制策略，从而使半桥单元电容电压保持稳定。
基于CPS-SPWM的半桥单元电容电压排序控制策略是将CPS-SPWM调制技术和半桥单元电容电压排序法有效的结合起来，其过程包括：
(1)需投入电平数的确定，其过程如图4所示
首先，利用载波移相调制技术将经过前馈解耦控制得到的调制波与每个桥臂的移相三角载波进行比较，得到需要的电平数N，所述移相三角载波由电容电压排序单元产生；
然后，对得到电平数N进行判断，得到新的电平数k；再根据每个桥臂半桥单元电容电压高低排序情况和桥臂电流的流动方向选择相应的k个半桥单元投入；
(2)半桥单元电容电压排序法，流程图如图13所示：
根据每个桥臂电流iarm的方向进行判断，具体为：
当iarm>0时，即桥臂电流对半桥单元电容充电，则根据半桥单元电容电压排序结果投入电容电压最低的k个半桥单元，即桥臂电流对这k个半桥单元电容充电使其电压升高。
当iarm<0时，即桥臂电流对半桥单元电容放电，则根据半桥单元电容电压排序结果投入电容电压最高的k个半桥单元，即桥臂电流对这k个半桥单元电容放电使其电压降低。这样就实现了半桥单元电容电压的平衡。
加入第一H桥单元的新型MMC的控制策略框图如图14所示：
(1)首先利用载波移相技术对调制信号进行逼近，得到电平数N，然后对电平数进行判断。
若电平数N为原有的2n+1个电平，则第一H桥单元不需要投入运行，半桥单元需要的电平数k＝N，根据电平数k得到半桥单元的控制信号；
若电平数为新的2n个电平，则第一H桥单元投入运行，并通过第一H桥单元控制模块得到第一H桥单元的控制信号，同时确定新的电平数k＝N-sign(uh)，然后根据电平数k通过半桥单元控制模块得到级联半桥单元的控制信号。
(2)由于第一H桥单元的投入和切除要配合串联的半桥单元的投入和切除，所以第一H桥单元的控制方法流程图如图5所示：先对流过桥臂的电流和直流侧电容电压进行检测，根据电流方向和当前第一H桥单元的直流侧电容电压的大小得到模块所需充放电状态，再根据充放电状态及电流方向得到输出电压状态，进而得到第一H桥单元的驱动信号。表3为第一H桥单元输出电压状态判定表。
表3第一H桥单元输出电压状态判定表
所述对第二H桥单元的控制包括第二H桥单元电容电压均衡和整个无功补偿装置的环流的抑制控制，具体为：
新型三相MMC功率拓扑结构的等效模型如图15所示，其中，直流母线电流为idc，三相上桥臂电流分别为iaP、ibP、icP，三相下桥臂电流分别为iaN、ibN、icN，三相输出电流分别为ia、ib、ic。
下面以a相为例，对新型MMC拓扑结构的工作原理进行分析，根据KCL电路理论可知，a相输出电流可表示为
ia＝iaP-iaN (10)
设a相桥臂的环流为icir,a，因上、下桥臂的电路结构相同，则有
将式(11)和(12)相加，得到
三相MMC直流母线的电流idc为a、b、c三相环流之和，即
idc＝icir,a+icir,b+icir,c (14)
由于三相对称，三相环流可表示为
式中，izj *是环流中的二倍频负序交流量，其中，j＝a,b,c，结合式(11)、(12)与(15)可得：
综合式(16)与(17)，可得a相环流的二倍频负序交流成分为
MMC***的功率模块可等效为可控的电压源Vjr其中，j＝a,b,c；r＝P,N，则a相上桥输出电压VaP和下桥臂的输出电压VaN可表示为：
在图15的等效模型中，第一H桥单元和第二H桥单元的输出电压为分别为VH1,jr和VH2,jr，以直流母线电压的中点为参考，MMC***输出的三相电压为Vj，每个桥臂的电阻都为Re，根据KVL电路理论，可以得到
将式(21)和(22)相加，再结合式(11)至(13)，可得：
由式(23)可以看出，可以通过控制两个第二H桥单元的输出电压之和(VH2,aP+VH2,aN)大小与电压差(Ud-VaP-VaN)相等从而达到消除环流的目的。
将式(22)减去式(21)，可得
由式(24)可见，第二H桥单元对MMC的输出电压几乎没有影响，原因有二：首先，第二H桥单元的输出电压等级相对于MMC***的输出电压来说是很小的；其次，控制第二H桥单元***每一相上、下桥臂的电压是相等的，因此式(24)中(VH2,aN-VH2,aP)这一项可近似看成0，并不影响***的输出电压。由式(24)可知，通过采用合理的控制策略，控制第二H桥单元的输出电压就可以抑制环流。
图16为新型MMC***a相第二H桥单元控制器的原理图，在抑制环流的同时实现了对H桥单元电容电压的均衡控制。
由图16可以看出，将每一相环流与环流参考值icir,ref＝idc/3进行比较，得到的结果通过比例调节形成第二H桥单元的电压参考值，将这个参考值平均分成2份，分别加在该相上、下桥臂第二H桥单元的电压参考，这样，在消除环流的同时也将第二H桥单元对MMC输出电压的影响降到最低。
第二控制单元在抑制环流的同时还要维持第二H桥单元电容电压的均衡。每一相上、下桥臂第二H桥单元电容电压的给定值VH，ref与第二H桥单元的实际电容电压进行比较，经PI控制器，其输出乘以该桥臂电流的符号函数，若桥臂电流大于0，则符号函数为+1；若桥臂电流小于0，则符号函数为-1。最后，将生成的电压信号Vr，ref与三角载波比较后得到PWM波，其中r＝P,N；驱动第二H桥单元中相应的功率开关管，对第二H桥单元的电容进行充放电控制，以实现电容电压的平衡。
控制环流的第二H桥单元开关频率要高于功率模块的开关频率，这样，环流控制器也就是第二控制单元的带宽高于第一控制单元，从而有效地抑制了主要为二倍频的负序环流。由于第二控制单元中第二H桥单元的电容电压额定值较低，其开关损耗在较高的开关频率下也不会很大。
对***无功补偿效果，进行了仿真验证，图20是电网补偿之前a相电压、电流波形。从图中可以看出，补偿前电流明显滞后于电压，图21是补偿之后a相电压和电流波形，相电压、电流的相位一致。可见本发明对无功有很好的补偿效果。
对半桥单元电容电压均衡效果进行分析，图22为a相上、下桥臂中半桥单元的电容电压，可以看到，半桥单元电容电压均稳定在1000V左右，波动在10V左右，说明CPS-SPWM的半桥单元电容电压排序法对STATCOM***具有较好的半桥单元均压能力。
对***输出电压进行仿真分析，当每个桥臂串联的半桥单元数为2时，基于传统拓扑结构MMC的STATCOM输出a相电压如图24所示，为5电平；而基于新型拓扑结构MMC的STATCOM的a相输出电压为9电平，如图24所示。因此，在传统拓扑结构MMC中串联一个电容电压为半桥单元电压一半的第一H桥单元，得到的新型MMC结构实现了输出电压电平数的增加，验证新型拓扑结构的正确性和可行性。
对***的环流抑制能力进行仿真分析，在新型拓扑的MMC中，加入第二H桥单元进行环流抑制，图25给出了加入第二H桥单元前后三相环流波形，其中：图25(a)为未加入第二H桥单元前的三相环流波形，可以看到三相环流约为15A。图25(b)为加入第二H桥单元后的三相环流波形，可以看到三相环流得到了有效抑制，减小到2A以内。因此本文提出加入第二H桥单元拓扑MMC具有较好的抑制环流能力。
对桥臂电流进行仿真分析，环流抑制前后a相桥臂电流波形的对比如图26所示，图26(a)为环流抑制前a相的上、下桥臂的电流，从图中可以看到环流抑制前a相上、下桥臂的电流存在大量的谐波成分，其幅值达到30A；图26(b)为经环流抑制后a相上、下桥臂的电流波形，为频率与基波相同的正弦波形，并且幅值减小到10A。
对第二H桥单元的的电容稳压能力进行仿真分析，图27为新型拓扑中a相第二H桥单元的电容电压，可以看到，第二H桥单元的电容电压值稳定在参考值20V，证明第二H桥单元在抑制环流的同时也维持了自身H桥单元电容电压的平衡。

Claims (1)

1.一种基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置的控制方法，其特征是所述的基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括三相交流电源、负载、MMC换流器、信号检测电路、DSP模块和驱动电路，所述换流器包括三个结构相同并联连接的桥臂，每个桥臂包括关于桥臂中点对称且串联连接的上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括相互串联的电阻、电抗器、第一H桥单元、第二H桥单元和若干半桥单元，上桥臂的电抗器与下桥臂的电抗器串联连接，换流器三个桥臂的中点通过导线并联接在三相交流电源和负载之间，信号检测电路的输入端分别连接三项交流电源的输出端、负载的输入端、换流器的输出端、换流器三个桥臂、第一H桥单元、第二H桥单元和每个半桥单元、信号检测电路的输出端连接DSP模块的输入端，DSP模块的输出端通过驱动电路与换流器建立连接；
所述DSP模块包括第一控制单元和第二控制单元，第一控制单元的输出端和第二控制单元的输出端分别与驱动电路建立连接，所述第一控制单元包括第一比较器（1）、第二比较器（3）、第三比较器（5）、第四比较器（7）、第五比较器（9）、第一PI控制器（2）、第二PI控制器（4）、第三PI控制器（8）、第一坐标转换器（6）、第二坐标转换器（12）、第一电抗器（10）、第二电抗器（11）、第一调制单元（30）和电容电压排序单元（32），第一比较器（1）、第一PI控制器（2）、第二比较器（3）、第二PI控制器（4）和第三比较器（5）依次串联后接入第一坐标变换器，第四比较器（7）、第三PI控制器（8）和第五比较器（9）依次串联后接入第一坐标转换器（6），第一坐标转换器（6）的输出端连接第一调制单元（30），第一调制单元（30）的输出端连接电容电压排序单元（32），电容电压排序单元（32）的输出端连接驱动电路，所述MMC换流器的输出端连接第二坐标变换器，第二坐标变换器的第一输出端分别连接第二比较器（3）和第二电抗器（11），第二电抗器（11）的输出端连接第三比较器（5），第二坐标变换器的另一输出端分别连接第四比较器（7）和第一电抗器（10），第一电抗器（10）的输出端连接第五比较器（9）；
第二控制单元包括第六比较器（13）、第七比较器（15）、第八比较器（18）、第九比较器（21）、第一比例控制器（14）、第二比例控制器（17）、第四PI控制器（16）、第五PI控制器（19）、函数模块（20）和第二调制单元（31），第六比较器（13）、第一比例控制器（14）、第七比较器（15）、第四PI控制器（16）和第二比例控制器（17）依次串联后接入第九比较器（21），第八比较器（18）、第五PI控制器（19）和函数模块（20）依次串联后接入第九比较器（21），第九比较器（21）的输出端连接所述第二调制单元（31），第二调制单元（31）的输出端连接驱动电路；
所述基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括电压过零检测电路，所述电压过零检测电路包括电压传感器（22）、比较电路（23）和反相器（24），电压传感器（22）的输入端连接三相交流电源的输出端，电压传感器（22）的输出端连接比较电路（23）的输入端，比较电路（23）的输出端通过反相器（24）连接DSP模块；
所述基于双H桥模块化多电平拓扑的无功补偿装置包括电流检测及调理电路，所述电流检测及调理电路包括电流传感器（25）、光电隔离放大器（26）和偏置电路（27），电流传感器（25）的输出端连接光电隔离放大器（26），光电隔离放大器（26）的输出端连接偏置电路（27），偏置电路（27）输出端为电流检测及调理电路的输出端；
本控制方法包括采用基于瞬时无功功率理论的电流检测法对电流进行检测；对半桥单元、第一H桥单元和第二H桥单元分别控制；
所述对半桥单元的控制包括对***无功的补偿以及维持半桥单元电容电压的稳定，根据基于闭环解耦的电压、电流双闭环控制方法生成调制信号，采用基于载波移相的电容电压排序法使半桥单元的电容电压稳定；
所述对第一H桥单元的控制包括利用第一H桥单元增加电平数，并维持第一H桥单元电容电压的稳定；
所述对第二H桥单元的控制包括第二H桥单元电容电压均衡和整个无功补偿装置环流的抑制；
基于载波移相的电容电压排序法包括：
确定需要投入的电平数：
首先，利用载波移相调制技术将经过前馈解耦控制得到的调制波与每个桥臂的移相三角载波进行比较，得到需要的电平数N，所述移相三角载波由第一调制单元产生；
然后，对得到电平数N进行判断，得到新的电平数k；再根据每个桥臂半桥单元电容电压高低排序情况和桥臂电流的流动方向选择相应的k个半桥单元投入；
所述半桥单元电压排序法具体包括：
根据桥臂电流的方向进行判断如下：
当 >0时，则根据半桥单元电容电压排序结果投入电容电压最低的K个半桥单元；
当 <0时，则根据半桥单元电容电压排序结果投入电容电压最高的K个半桥单元；
利用第一H桥单元增加电平数的方法包括：
利用载波移相技术对调制信号进行逼近，得到电平数N，然后进行判断；
若电平数N为原有的2n+1个电平，则第一H桥单元不需要投入运行，半桥单元需要的电平数k=N，根据电平数k得到半桥单元的控制信号；
若电平数为新的2n 个电平，则第一H桥单元投入运行，并通过第一H桥单元控制模块得到第一H桥单元的控制信号，同时确定新的电平数k，然后根据新的电平数k通过半桥单元控制模块得到半桥单元单元的控制信号；
对第一H桥单元的控制过程具体包括：先对流过桥臂的电流和直流侧电容电压进行检测，根据电流方向和当前第一H桥单元的直流侧电容电压的大小得到第一H桥单元所需充放电状态，再根据充放电状态及电流方向得到输出电压状态，进而得到第一H桥单元的驱动信号；
每一相上、下桥臂第二H桥单元电容电压的给定值与第二H桥单元的实际电容电压进行比较，经PI控制器，其输出乘以该桥臂电流的符号函数后，将生成的第二H桥单元电压信号与三角载波比较后得到PWM波，驱动第二H桥单元中相应的功率开关管，对第二H桥单元的电容进行充放电控制，实现第二H桥单元电容电压的均衡，其中，r=P，N；
所述环流抑制过程包括：将每一相环流分别与环流的参考值进行比较，此时环流的参考值=i dc/3，得到的结果通过一个比例控制器形成一个第二H桥单元的电压参考值，将这个电压参考值平均分成2份，分别与该相上、下桥臂第二H桥单元的电压信号相加，其中i dc为三相 MMC 直流母线电流。
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