CN104981973B - 电动机驱动装置 - Google Patents

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Abstract

本发明在抑制电动机的转矩脉动、噪音、振动的状态下，有效提高电动机的转矩、无负荷驱动时的最大转速、高旋转时的输出。包括：将按照多个绕组组(311，312)的每一绕组组包含多相绕组的电枢绕组卷绕于电枢铁心(310)的无刷电动机(301)；对多个绕组组施加电压的电压施加单元(302)；以及计算对多个绕组组的电压指令并基于电压指令来控制电压施加单元的控制单元(303)，控制单元(303)控制电压施加单元(302)，使得因无刷电动机旋转而在多个绕组组中产生的感应电压具有梯形状的波形，且多个绕组组间的所述电压的相位差为降低由感应电压产生的转矩脉动的值。

Description

电动机驱动装置
技术领域
本发明涉及对例如电动助力转向装置等中使用的多重绕组电动机进行驱动的电动机驱动装置。
背景技术
在无刷电动机中，已知有如下方法：通过将各相的感应电压调整成使奇数次谐波与基本波重叠得到的梯形波，从而与仅为基本波的情况相比，提高输出及效率。
专利文献1中，提出有如下方法：通过将各相的感应电压调整成奇数次谐波重叠的梯形波，从而提高转矩。
该文献中，利用感应电压调整单元，将3次谐波与作为基本波的正弦波形状的感应电压重叠，将各相的感应电压调整成梯形状的波形。
由此，由相对于转子旋转角度的各相的感应电压的特性曲线和横轴(旋转角度)包围的部分的形状呈与仅基本波的特性曲线的情况相比更平坦且扩大了的形状，因此，电动机产生的转矩增加。
专利文献2中，通过使电动机的感应电压为包含3次谐波的形状，从而降低振动、噪音，并且与正弦波的情况相比提高电动机的输出。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2006-174692
专利文献2：日本专利特开2011-61998
发明内容
发明所要解决的技术问题
在专利文献1中，作为感应电压波形，使用相对于基本波包含奇数次谐波的梯形波，但对于3相电动机的除3次以外的谐波分量所引起的转矩脉动，根本没有阐述任何对策。
专利文献2中，作为感应电压波形，使用至少包含3次谐波的梯形波形状，但3次谐波的感应电压成为循环电流产生的原因，除此以外，一般而言，难以使电动机的感应电压中相对于基本波仅包含3次谐波，对于在产生其它谐波分量的情况下产生的转矩脉动没有任何对策。
本发明是以解决上述问题为课题，其目的在于提供一种电动机驱动装置，在抑制无刷电动机等的多重绕组电动机中的转矩脉动、噪音、振动的状态下，有效提高电动机的转矩、无负荷驱动时的最大转速、高旋转时的输出。
解决技术问题的技术方案
本发明所涉及的电动机驱动装置包括：
将按照多个绕组组的每一绕组组具有多相绕组的电枢绕组卷绕于电枢铁心的多重绕组电动机；
对所述多个绕组组施加电压的电压施加单元；以及
计算对所述多个绕组组的电压指令并基于所述电压指令来控制所述电压控制单元的控制单元，
所述控制单元控制所述电压施加单元，使得因所述多重绕组电动机旋转而在所述多个绕组组中产生的感应电压具有梯形状的波形，且所述多个绕组组间的所述电压的相位差为降低由所述感应电压产生的转矩脉动的值。
发明效果
根据本发明，可起到如下以往没有的显著效果：在抑制无刷电动机等的多重绕组电动机中的转矩脉动、噪音、振动的状态下，有效提高电动机的转矩、无负荷驱动时的最大转速、高旋转时的输出。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的无刷电动机的一例的剖视图。
图2是表示本发明的实施方式1的电动机驱动装置的方框结构图。
图3是表示本发明的实施方式1的无刷电动机的电枢线圈的卷绕例的剖视图。
图4是表示本发明的实施方式1的无刷电动机的电枢绕组的连接方法的说明图。
图5是表示本发明的实施方式1的无刷电动机的励磁极的单极部分的结构的局部放大图。
图6是表示本发明的实施方式1的感应电压波形的一例的说明图。
图7是表示本发明的实施方式1中相对于感应电压的基本波分量的振幅的5次谐波施加率变化的情况下，感应电压的基本波峰值相对于感应电压峰值的比例的曲线图。
图8是表示本发明的实施方式1中感应电压的5次谐波分量与基本波分量的相位差变化的情况下，感应电压的基本波峰值相对于感应电压峰值的比例的曲线图。
图9是表示在本发明的实施方式1的无刷电动机中励磁极的磁体厚度、感应电压的5次谐波分量与基本波分量的相位差、及5次谐波施加率的关系的曲线图。
图10是表示本发明的实施方式1中相对于感应电压的基本波分量的5次及7次谐波施加率之和的比例变化的情况下，感应电压的基本波峰值相对于感应电压峰值的比例的曲线图。
图11是表示本发明的实施方式1中感应电压的5次及7次谐波分量与基本波分量的相位差变化的情况下，感应电压的基本波峰值相对于感应电压峰值的比例的曲线图。
图12是表示本发明的实施方式1的无刷电动机的励磁极的其它示例的局部放大图。
图13是表示本发明的实施方式1的励磁极的磁体厚度与产生单位转矩所需的磁体量的关系的曲线图。
图14是表示本发明的实施方式1中的励磁极的磁体厚度比和齿槽转矩的振幅的曲线图。
图15是表示本发明的实施方式1中的励磁极的磁体厚度比和转矩脉动分量的振幅的曲线图。
图16是表示本发明的实施方式1的无刷电动机中抵消转矩脉动的说明图。
图17是表示本发明的实施方式1的无刷电动机的励磁极的其它示例的局部放大图。
图18是表示本发明的实施方式1中图17的励磁极的磁体厚度比与磁阻转矩的大小的关系的曲线图。
图19是表示本发明的实施方式2的无刷电动机的一例的剖视图。
图20是表示本发明的实施方式2的无刷电动机的励磁极的单极部分的结构的局部放大图。
图21是表示在本发明的实施方式2中的励磁极的外径比、感应电压的5次谐波分量与基本波分量的相位差、及5次谐波施加率的关系的曲线图。
图22是表示本发明的实施方式2的无刷电动机的励磁极的其它示例的局部放大图。
图23是表示本发明的实施方式2的励磁极的外径比与产生单位转矩所需的磁体量的关系的曲线图。
图24是表示本发明的实施方式2中的励磁极的外径比与齿槽转矩的振幅的关系的曲线图。
图25是表示本发明的实施方式2中的励磁极的外径比与转矩脉动分量的振幅的关系的曲线图。
图26是表示本发明的实施方式2中的励磁极的外径比与磁阻转矩的大小的关系的曲线图。
图27是表示本发明的实施方式2中的励磁极的外径比与电感的d轴分量的大小的关系的曲线图。
图28是表示本发明的实施方式3的电动机驱动装置的方框结构图。
图29是表示本发明的实施方式4的电动机驱动装置的方框结构图。
图30是表示本发明的实施方式4的三相电压指令及其线间电压的波形图。
图31是表示本发明的实施方式4中相对于感应电压的基本波分量的5次及7次谐波振幅和变化的情况下，感应电压的基本波分量从100％起增加的情况的曲线图。
图32是表示本发明的实施方式4中相对于感应电压的基本波分量的5次及7次谐波振幅和变化的情况下，将5次谐波分量和7次谐波分量重叠后的高频重叠量的曲线图。
图33是表示本发明的实施方式4中相对于感应电压的基本波分量的5次及7次谐波的相位变化的情况下，感应电压的基本波分量从100％起增加的情况的曲线图。
图34是表示本发明的实施方式5的电动机驱动装置的方框结构图。
图35是表示本发明的实施方式6的电动机驱动装置的方框结构图。
图36是表示本发明的实施方式8的电动机驱动装置的方框结构图。
图37是表示本发明的实施方式9的电压施加单元的方框结构图。
图38是表示本发明的实施方式9中的第1三相电压指令和接通/关断信号的关系的说明图。
图39是表示本发明的实施方式9中的第2三相电压指令和接通/关断信号的关系的说明图。
图40是表示本发明的实施方式9中的载波三角波与电压指令中包含的7次谐波电压的关系的说明图。
图41是表示本发明的实施方式9中提高载波三角波的频率的情况下载波三角波与电压指令中包含的7次谐波电压的关系的说明图。
图42是表示本发明的实施方式9中改变载波三角波的频率的情况下逆变器输出电压的频率解析结果的曲线图。
图43是表示本发明的实施方式10中电压指令中包含的5次谐波分量的时间波形的一例的波形图。
图44是表示本发明的实施方式10中图43的5次谐波分量V5’的频率解析结果的曲线图。
图45是表示本发明的实施方式10中相对于5次谐波分量的振幅的分割数与图43的5次谐波分量V5’中包含的15次谐波分量的振幅的关系的曲线图。
图46是表示本发明的实施方式10中电压指令中包含的7次谐波分量的时间波形的一例的波形图。
图47是表示本发明的实施方式10中图46的7次谐波分量V7’的频率解析结果的曲线图。
图48是表示本发明的实施方式10中相对于7次谐波分量的振幅的分割数与图46的7次谐波分量V7’中包含的21次谐波分量的振幅的关系的曲线图。
图49是表示本发明的实施方式11的电动助力转向装置的简要结构图。
具体实施方式
下面，基于附图说明本发明的各实施方式。
实施方式1
图1是表示本发明的实施方式1的无刷电动机的结构的剖视图，图2是表示本发明的实施方式1的电动机驱动装置的方框图。
图1中，作为多重绕组电动机的无刷电动机301的电枢由具有电枢绕组的电枢铁心310构成，励磁极由具有多个永磁体314的励磁极铁心313构成。
无刷电动机301的电枢绕组具有形成未电连接的两个3相绕组群的第1绕组组311和第2绕组组312，电枢绕组的绕组组间未电连接，且在本实施方式的无刷电动机301中，在设励磁极的N极和S极的对在励磁极周向上所占的角度为电气角360°时，第2绕组组312相对于第1绕组组311具有30°的相位差。
此外，在设励磁极的N极和S极的对在励磁极周向上所占的角度为电气角360°时，成为绕组的线圈间距为180°的整节距绕组。
此外，如图2所示，对无刷电动机301的第1绕组组311、第2绕组组312施加电压的电压施加器321、322产生u1′、v1′、w1′、u2′、v2、′w2′，以作为与各相对应的输出电压，u1′、v1′、w1′与第1绕组组311的u1、v1、w1的端子连接，u2′、v2、′w2′与第2绕组组312的u2、v2、u2的端子分别连接。
即，通过电压施加器321、322，对两个绕组组311、312的线间u1―v1、v1―w1、w1―u1、u2―v2、v2―w2、w2―u2施加交流电压(电动机施加电压)，驱动无刷电动机301。
在图3中示出将具有这种6个相u1、u2、v1、v2、w1、w2的无刷电动机301的电枢线圈卷绕的示例。
其中，图中的u1、u2、v1、v2、w1、w2表示各相的线圈，(+)、(-)表示卷绕方向。
此外，如图4所示，这些电枢线圈利用各自的绕组组以Δ或Y接线的方式进行3相连接。
其中，如上所述，第1绕组组311(u1、v1、w1)与第2绕组组312(u2、v2、w2)未电连接。
此外，电压施加单元302由与各绕组组对应的电压施加器321、322构成，基于控制单元303输出的电压指令v1u*、v1v*、v1w*、v2u*、v2v*、v2w*，利用逆变器等的电源，向无刷电动机301提供电压。
对控制单元303进行说明。
电压振幅指令运算器315基于无刷电动机301的所希望的速度ω*，此处，以与ω*成比例的方式计算限制前的电压振幅指令V*。
另外，V*相当于线间电压振幅。
积分器316对速度指令ω*进行积分，输出电压指令的相位θ1。
三相电压指令运算器317对于第1绕组组，基于V*和相位θ1，利用下式输出三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*。
[数学式1]
数学式1
三相电压指令运算器318对于第2绕组组，基于限制后的电压振幅指令V*和电压指令的相位θ2，进行同样的处理。
另外，θ1与θ2在电气角上具有30°的相位差。
接下来，在图5中示出图1的无刷电动机301的励磁极的单极部分的放大图。
该无刷电动机301在励磁极铁心313的表面具有磁体粘贴面，在磁体粘贴面利用粘接剂等粘贴永磁体314，设定成永磁体314的中心厚度为h1，永磁体314的端部厚度为h2。
此处，对于图1的无刷电动机301，在电动机对每一磁极具有对称结构的情况下，因励磁极旋转而在图2所示的电动机端子的线间u1―v1、v1―w1、w1―u1、u2―v2、v2―w2、w2―u2产生的感应电压E由下式来表示。
[数学式2]
数学式2
······式1
上式中，感应电压E由基本波分量和2k+1次谐波分量之和来表示，该2k+1次谐波分量具有基本波分量的2k+1次倍的频率分量，其中k设为1以上的整数。
此外，E1P、E(2k+1)P表示各次数波形的峰值，θ(2k+1)e表示各基本波分量与2k+1次谐波分量之间的相位差。
此处，若设感应电压峰值为EP，则从图6可知，EP为从外部向电压施加器321、322的各相间施加的电压的时间轴上的最大值。
此处，电压施加器321、322的相间的耐压的最大值由电压施加器321、322使用的开关元件、电路元件等来决定上限，若超过耐压，则有可能会导致电压施加器的故障，因此，若考虑上述上限电压，则感应电压峰值EP优选较小。
另一方面，无刷电动机301的转矩T由下式来表示。
[数学式3]
数学式3
T∝E1p/ω······式2
其中，将ω设为无刷电动机301的角速度。
如上式那样，无刷电动机301的转矩与感应电压E的基本波分量成比例，因此，为了抑制感应电压峰值Ep并提高转矩的值，需要提高基本波峰值E1P与感应电压峰值EP的比率E1P/EP。
此处，本实施方式中，对于感应电压E，如图6所示，施加由基本波分量、5次谐波分量、及其它谐波分量之和表示的梯形波。
这种感应电压E由下式来表示。
[数学式4]
数学式4
E(t)＝E1psin(ωt)+E5psin(5ωt+θ5e)+Eother······式3
此处，E1P、E5P为各次数波形的峰值，Eother为其它奇数次谐波分量之和，θ5e为5次谐波分量与基本波分量之间的相位差。
接下来，考虑使E5P/E1P即相对于感应电压E的基本波分量的5次谐波施加率变化的情况下E1P/EP的变化。
在图7中示出当感应出θ5e为180°、E5P/E1P设定为0～15％的电压时，基本波峰值E1P与感应电压峰值EP的比例。
由该图可知，在设E5P/E1P为2～12％时，E1P/EP为1.02以上，约为6％时，E1P/EP最大。
接下来，在图8中示出当θ5e设定为140°～220°时、使E5P/E1P在0～15％间变化时的E1P/EP的最大值。
由该图可知，在设θ5e为150°～210°时，E1P/EP为1.02以上，在设θ5e为180°时，E1P/EP最大。
其中，在本讨论中，假定其它谐波分量之和Eother与E1P、E5P相比足够小。
接下来，本实施方式中，感应电压E的5次谐波分量的峰值E5P、相位差θ5e相对于永磁体314的中心厚度h1和端部厚度h2的比率h2/h1的关系如图9所示。
对于成为上述值的h2/h1的比率，若从图9来考虑，可知在将h2/h1大致设为0.7时，E5P/E1P约为6％，θ5e约为180度，E1P/EP最大。
根据以上内容，可以说，为了提高E1P/EP，对于图5的无刷电动机301，优先将h2/h1大致设定为0.7。
此外，在上述示例中，阐述了对于感应电压E，施加由基本波分量、5次谐波分量及其它次数分量之和来表示的值的情况，但考虑下式那样由基本波分量、5次谐波分量、7次分量、及其它谐波分量之和来表示的情况。
[数学式5]
数学式5
E(t)＝E1psin(ωt)+E5psin(5ωt+θ5e)+E7psin(7ωt+θ7e)+Eother······式4
此处，E1P、E5P、E7P为各次数波形的峰值，θ5e为5次谐波分量与基本波之间的相位差，θ7e为7次谐波分量与基本波之间的相位差。
接下来，考虑使(E5P+E7P)/E1P即相对于感应电压E的基本波分量的5次谐波施加率与7次谐波施加率之和变化的情况下E1P/EP的变化。
在图10中示出设θ5e及θ7e为180°、使(E5P+E7P)/E1P在0～40％的范围内变化的情况下，感应电压E的基本波峰值E1P与感应电压峰值EP的比例。
由图10可知，在设(E5P+E7P)/E1P为2％～36％时，E1P/EP为1.02以上，约为18％时，E1P/EP最大。
接下来，在图11中示出当θ5e设定为120°～240°时、使E5P/E1P在0～40％间变化时的E1P/EP的最大值。
由该图可知，在设θ5为120°～240°时，E1P/EP为1.02以上，在设θ5e为180°时，E1P/EP最大。
在本讨论中，假定其它奇数次谐波分量之和Eother与E1P、E5P、E7P相比足够小。
在设定h1、h2以达到这种值的情况下，也能获得与上述情况相同的效果。
此外，虽然在上文中没有阐述，但在对无刷电动机施加其它奇数次谐波分量的情况下，也能获得相同的效果。
作为施加的次数的示例，有3次、9次、11次、13次谐波等。
其中，在感应电压E包含以k为1以上的整数的3(2k-1)次谐波分量的情况下，在设为3相Δ接线时会存在产生循环电流的问题，因此，优选为Y接线。
此外，如图12所示，励磁极铁心313具有作为励磁极的永磁体部314、和作为极性与上述励磁极相反的励磁极的凸极部313a，对于分别在周向上等间隔设置这些励磁极的无刷电动机301，通过使磁极旋转，从而在图2所示的无刷电动机301的端子间产生的感应电压E由下式来表示，因此，
[数学式6]
数学式6
··式5
在设励磁极的N极和S极的对在励磁极周向上所占的角度为电气角360时，电枢绕组的线圈间距为180°，为整节距绕组，从而可将下述偶数次项
[数学式7]
数学式7
··式6
大致设为0。
因此，与上述情况相同的讨论成立。
此外，可降低因偶数次感应电压E导致的转矩脉动、齿槽。
另外，本实施方式中，在设励磁极的N极和S极的对在励磁极周向上所占的角度为电气角360°时，成为电枢绕组的线圈间距为180°的整节距绕组，因此，可提高谐波的绕组系数，提高使h2/h1变化的情况下的5次、7次谐波的施加率的变化量。
然而，在将绕组集中卷绕于齿部的集中绕组、将线圈间距设定为180°以外的值的情况下，也可获得与上述情况相同的效果。
接下来，在图13中示出同样使h2/h1变化时产生单位转矩所需的磁体量。
其中，该图的产生单位转矩所需的磁体量用h2/h1为1.0时的值进行标准化。
由该图可知，在设h2/h1约为1.0的情况下，每单位转矩的磁体量最小。
作为其理由，若磁体的厚度h1与h2相等，则电枢铁心310与励磁极铁心313的距离相对变近，配置有永磁体314的部分的磁阻下降，因此，感应电压E增加，电动机转矩提高。
因此，可以说，为了降低产生单位转矩所需的磁体量，优选将h2/h1大致设定为1.0。
接下来，在图14中示出在同样使h2/h1变化时，无刷电动机301中产生的齿槽转矩的振幅。
其中，该图的齿槽转矩用h2/h1为1.0时的值进行标准化。
由该图可知，若将h2/h1大致设为0.65，则齿槽转矩最小。
因此，可以说，为了降低无刷电动机301中产生的齿槽转矩，优选将h2/h1大致设定为0.65。
接下来，在图15中示出在同样使h2/h1变化时，无刷电动机301中产生的转矩脉动分量的振幅。
其中，该图的转矩脉动分量用h2/h1为1.0时的值进行标准化。
本实施方式中，作为多重绕组电动机的无刷电动机的两个绕组组相对于基本波分量具有30度的相位差，而且关于第2绕组组，对第1绕组组基于与基本波分量在电气角上具有30°的相位差的电压指令来施加电流或电压。
因此，以m为1以上的整数的、6(2m-1)±1次的感应电压的谐波分量所引起的6(2m-1)次转矩脉动在各绕组组上具有180度的相位差，可抵消转矩脉动。
图16是表示进行了上述驱动方法的情况下抵消脉动的情况的说明图。
该图中，示出由对第1绕组组311及第2绕组组312分别施加的电流、电压所产生的各绕组组的转矩脉动，可知第1绕组组311及第2绕组组312的转矩脉动的相位反转，大致成180°。
根据以上内容，在本实施方式中，以m为1以上的整数的6(2m-1)次的转矩脉动被抵消，因此，可知图15的曲线图为将以m为1以上的整数的6(2m-1)次的转矩脉动去除后的转矩脉动。
由该图可知，若将h2/h1大致设为0.8，则转矩脉动分量最小。
因此，可以说，为了降低无刷电动机301中产生的将以m为1以上的整数的6(2m-1)次去除的转矩脉动分量，优选将h2/h1大致设为0.8。
此外，上述说明中，对使励磁极的永磁体314的h2/h1变化的情况进行了说明，但在采用仅含有以m为1以上的整数的6(2m-1)±1次的感应电压的谐波分量来作为感应电压的谐波分量的形状的情况下，可使转矩脉动大致为0。
此外，如图17所示，在励磁极铁心313的表面具有磁体粘贴面，在磁体粘贴面上利用粘接剂等粘贴永磁体314，励磁极铁心313在永磁体314间具有比永磁体314的粘贴面要向从励磁极铁心313的中心朝着电枢铁心310的方向突出的突起部313b，在设定成磁体中心的厚度为h1、磁体端部的厚度为h2的情况下，与上述情况相同的讨论也成立。
但是，有如下不同点：励磁极具有电感的凸极性，因此，会产生磁阻转矩。
在图18中示出改变h2/h1时的磁阻转矩。
其中，该图的磁阻转矩用h2/h1为1.0时的值进行标准化。
由该图可知，在设h2/h1为1.0时磁阻转矩最大。
因此，可以说，对于图17所示的电动机，为了提高磁阻转矩，可以说优选将h2/h1设定为1.0。
电动机的转矩用由永磁体产生的磁体转矩与不依赖于永磁体而产生的磁阻转矩之和来表示，因此，若提高磁阻转矩，则能降低产生单位转矩所需的磁体量。
根据以上内容，本实施方式中，若适当设定无刷电动机301的h2/h1，则可提高E1P/EP，抑制同一感应电压峰值EP，同时提高电动机转矩，降低产生单位转矩所需的磁体量，降低齿槽转矩，降低转矩脉动。
此外，对于图17所示的电动机，可提高磁阻转矩，能降低产生单位转矩所需的磁体量。
但是，如上所述，显著呈现各自的效果的h2/h1的值在各自的效果上不同。
因而，不言而喻，为了提高无刷电动机301的性能，若优选将h2/h1的值设定为获得上述多个效果，则更加有效。
作为一例，若将h2/h1设定为0.65～1.0或0.65～0.8、0.65～0.7、0.7～0.1、0.7～0.8、0.8～1.0等，则可兼顾上述多个效果。
此外，本实施方式中，对于多重绕组电动机的绕组组数和相位差，说明了2组30度的情况，但其关系只要满足相位差为60度除以绕组组的组数的去除1的约数后得到的值即可。
例如，在4组的情况下，可为每隔15度的相位差，或为每2组30度的相位差，即4个绕组组的相位为0、0、30、30度。
根据以上内容，包括：将按照多个绕组组的每一绕组组包含多相绕组的电枢绕组卷绕于电枢铁心的多重绕组电动机；对所述多个绕组组施加电压的电压施加单元；以及计算对所述多个绕组组的电压指令并基于所述电压指令来控制所述电压施加单元的控制单元，所述控制单元控制所述电压施加单元，使得因所述多重绕组电动机旋转而在所述多个绕组组中产生的感应电压具有梯形状的波形，且所述多个绕组组间的所述电压的相位差为降低由所述感应电压产生的转矩脉动的值，从而可获得降低以m为1以上的整数的6(2m-1)±1次的感应电压的谐波分量所引起的6(2m-1)次的转矩脉动这一以往没有的效果。
此外，若在励磁极铁心的表面还具有固定有多个永磁体的励磁极，在设永磁体的中央部分的厚度为h1、端部的厚度为h2时，h2/h1为0.65～1.0，则在上述效果的基础上，还可获得如下以往没有的效果：提高E1P/EP，抑制感应电压峰值EP，同时提高电动机转矩，降低产生单位转矩所需的磁体量，降低齿槽转矩，降低以m为1以上的整数的6(2m-1)次以外的次数分量的转矩脉动。
此外，励磁极还在永磁体间具有比永磁体的固定面要向从励磁极铁心的中心朝着所述电枢铁心的方向突出的突起部的情况下，在上述效果的基础上，还可获得提高磁阻转矩、降低产生单位转矩所需的磁体量这一以往没有的效果。
此外，励磁极还具有作为第1励磁极的永磁体部、和作为极性与第1励磁极相反的第2励磁极的凸极部，将第1励磁极和第2励磁极分别等间隔地配置在励磁极铁心的周向上，在设磁极的N极和S极的对所占的励磁极铁心的周向的角度为电气角360°时，设绕组的线圈间距为180°，从而可获得如下以往没有的效果：可降低偶数次感应电压，提高E1P/EP，抑制同一感应电压峰值EP，同时提高电动机转矩，降低偶数次感应电压引起的齿槽、脉动。
此外，还通过使多重绕组电动机的励磁极旋转，从而在电动机的端子间的电枢绕组产生的感应电压中，相对于感应电压的基本波分量，5次谐波分量及7次谐波分量中的至少一方在使感应电压的基本波峰值大于感应电压峰值EP的规定的相位差条件及振幅条件下具有重叠的波形，从而在多重绕组电动机中，将以m为1以上的整数的、6(2m-1)±1次的感应电压的谐波分量所引起的6(2m-1)次的转矩脉动抵消，因此，可获得如下以往没有的效果：感应电压中5、7次所引起的转矩脉动基本为0，提高E1P/EP，抑制同一感应电压峰值EP，同时提高电动机转矩。
此外，在设谐波分量1周期为360°的情况下，感应电压的5次谐波分量相对于感应电压的基本波分量具有150°～210°的相位差，上述5次谐波分量的振幅相对于感应电压的基本波分量的振幅的比例为2～12％，从而与上述情况相比，可获得如下以往没有的效果：可进一步提高E1P/EP，抑制同一感应电压峰值EP，同时提高电动机转矩。
此外，在设谐波分量1周期为360°的情况下，感应电压的5次谐波分量及7次谐波分量相对于上述感应电压的基本波分量具有120°～240°的相位差，5次谐波分量及7次谐波分量的振幅之和相对于感应电压的基本波分量的振幅的比例为2～36％，从而与上述情况相比，可获得如下以往没有的效果：可进一步提高E1P/EP，抑制同一感应电压峰值EP，同时提高电动机转矩。
实施方式2
在图19中示出实施方式2的电动机驱动装置的无刷电动机的剖视图。
此外，在图20中示出励磁极的单极部分的放大图。
具有励磁极，该励磁极中，在励磁极铁心313的内部具有***永磁体314的磁体孔313c、多个永磁体314***到磁体孔而固定，无刷电动机301在设从励磁极铁心313的中心到励磁极铁心313的最远点的距离为Rc时，励磁极铁心313的外周部在大半区域基本沿着半径为Rm的圆弧状。
另外，其它结构与实施方式1相同。
在这种结构的无刷电动机中，在励磁极对每一磁极具有对称结构的情况下，因励磁极旋转而在电动机的端子间产生的感应电压由式1来表示。
此处，在本实施方式中，励磁极的外径比即转子外径Rm/Rc、感应电压的5次谐波分量与基本波分量的相位差及5次谐波施加率的关系如图12所示。
此处，与实施方式1同样，若考虑提高E1P/EP的Rm/Rc的比率，则由图21可知，在设Rm/Rc大致为0.7时，E5P/E1P为6％，θ5e约为180度，E1P/EP基本最大。
由上可知，对于图20的无刷电机，若设Rm/Rc大致为0.7，则能提高E1P/EP。
此外，虽然上述示例说明了感应电压如上所述施加由基本波分量、5次谐波分量及其它次数分量之和来表示的值的情况，但在式4那样由基本波分量、5次谐波分量、7次分量及其它次数分量之和来表示的情况下，若适当设定Rm/Rc，则与实施方式1说明的情况同样的讨论也成立。
此外，虽然在上文中没有阐述，但在对无刷电动机施加其它奇数次谐波分量的情况下，也能获得相同的效果。
作为施加的次数的示例，有3次、9次、11次、13次谐波等。
其中，在感应电压包含以k为1以上的整数的3(2k-1)次谐波分量的情况下，在设为3相Δ接线时会存在产生循环电流的问题，因此，优选为Y接线。
此外，如图22所示，励磁极铁心313具有作为励磁极的永磁体部314和作为极性与上述励磁极相反的励磁极的凸极部313d，将这些励磁极分别等间隔地配置在周向上，对于这种无刷电动机，因磁极旋转而在电动机的端子间产生的感应电压E由式5表示，因此，在设励磁极的N极和S极的对在励磁极周向上占有的角度为电气角360°时，设电枢绕组的线圈间距为180°而成为整节距绕组，从而能使式6所示的偶数次项为0。
因此，与上述情况相同的讨论成立。
另外，本实施方式中，在设励磁极的N极和S极的对在励磁极周向上所占的角度为电气角360°时，成为绕组的线圈间距为180°的整节距绕组，因此，可提高谐波的绕组系数，提高使Rm/Rc变化的情况下的感应电压的5次、7次谐波施加率的变化量。
然而，在将绕组集中卷绕于齿部的集中绕组、将线圈间距设定为180°以外的值的情况下，也可获得与上述情况相同的效果。°
接下来，在图23中也示出同样使Rm/Rc变化时表示产生单位转矩所需的磁体量的值。
其中，该图的产生单位转矩所需的磁体量用Rm/Rc为1.0时的值进行标准化。
由该图可知，在设Rm/Rc约为1.0的情况下，每单位转矩的磁体量最小。
作为其理由，因为若半径Rm与Rc相等，则电枢铁心310与励磁极铁心313的距离相对变近，气隙的磁阻下降，感应电压E增加，电动机转矩提高。
因此，可以说，为了降低产生单位转矩所需的磁体量，优选将Rm/Rc大致设定为1.0。
接下来，在图24中示出在同样使Rm/Rc变化时，无刷电动机中产生的齿槽转矩的振幅。
其中，该图的齿槽用Rm/Rc为1.0时的值进行标准化。
从该图可知，若设Rm/Rc为0.5，则齿槽转矩基本最小。
因此，可以说，为了降低无刷电动机中产生的齿槽转矩，优选将Rm/Rc设定为0.5。
接下来，在图25中示出在同样使Rm/Rc变化时，无刷电动机中产生的转矩脉动分量的振幅。
其中，该图的转矩脉动分量用Rm/Rc为1.0时的值进行标准化。
本实施方式中，多重绕组电动机的两个绕组组相对于基本波分量具有30度的相位差，而且关于第2绕组组，对第1绕组组基于与基本波分量在电气角上具有30°的相位差的电压指令施加电流或电压。°
因此，以m为1以上的整数的、6(2m-1)±1次的感应电压的谐波分量所引起的6(2m-1)次转矩脉动在各绕组组上具有180度的相位差，可抵消转矩脉动。
图16是说明转矩脉动被抵消的说明图。
该图中，示出由对第1绕组组及第2绕组组分别施加的电流、电压所产生的各绕组组的转矩脉动，可知第1绕组组及第2绕组组的转矩脉动的相位反转，大致成180°。
根据以上内容，在本实施方式中，以m为1以上的整数的6(2m-1)次的转矩脉动被抵消，因此，可知图25的曲线图为将以m为1以上的整数的6(2m-1)次的转矩脉动去除后的转矩脉动。
从该图可知，若设Rm/Rc为0.5，则转矩脉动分量最小。
因此，可以说，为了降低无刷电动机中产生的将以m为1以上的整数的6(2m-1)次去除的转矩脉动分量，优选将Rm/Rc大致设为0.5。
此外，上述说明中，对使励磁极铁心的Rm/Rc变化的情况进行了说明，但在采用仅含有以m为1以上的整数的6(2m-1)±1次的感应电压的谐波分量来作为感应电压的谐波分量的形状的情况下，可使转矩脉动大致为0。
接下来，在图26中示出在同样使Rm/Rc变化时，无刷电动机中产生的磁阻转矩。
其中，该图的磁阻转矩用Rm/Rc为1.0时的值进行标准化。
由该图可知，在设Rm/Rc为1.0时磁阻转矩基本最大。
因此，可以说，为了提高磁阻转矩，优选将Rm/Rc设定为1.0。
电动机的转矩用由永磁体产生的磁体转矩与不依赖于永磁体而产生的磁阻转矩之和来表示，因此，若提高磁阻转矩，则能降低产生单位转矩所需的磁体量。
接下来，在图27中示出在同样使Rm/Rc变化时，无刷电动机的d轴方向的电感Ld。
其中，该图的电感Ld用Rm/Rc为1.0时的值进行标准化。
由该图可知，在Rm/Rc为1.0的情况下，电感的d轴分量最大。
一般而言，若提高电感的d轴分量，则在通电有d轴电流时，能提高抵消因励磁极旋转而在电动机的端子间产生的感应电压E的效果，能增加对流过电动机的转矩有利的电流，提高高旋转区域的转矩，提高电动机无负荷驱动时的最大转速、高旋转时的输出。
因此，为了提高无刷电动机无负荷驱动时的最大转速、高旋转时的输出，优选电感较大。
因此，可以说，为了提高电感Ld，优选将Rm/Rc设定为1.0。
根据以上内容，本实施方式中，若适当设定无刷电动机的Rm/Rc，则可提高E1P/EP，抑制同一感应电压峰值EP，同时提高电动机转矩，降低产生单位转矩所需的磁体量，降低齿槽转矩，降低转矩脉动，提高无负荷驱动时的最大转速、高旋转时的输出。
但是，如上所述，显著呈现各自的效果的Rm/Rc的值在各自的效果上不同。
因而，不言而喻，为了提高无刷电动机的性能，若优选将Rm/Rc的值设定为获得上述多个效果，则更加有效。
作为一例，若将Rm/Rc设定为0.5～1.0或0.5～0.7或0.7～1.0等，则可兼顾上述多个效果。
此外，本实施方式中，对于多重绕组电动机的绕组组数和相位差，说明了2组30度的情况，但其关系只要满足相位差为60度除以绕组组的组数的去除1的约数后得到的值即可。
例如，在4组的情况下，可为每隔15度的相位差，或为每2组30度的相位差，即4个绕组组的相位为0、0、30、30度。
根据以上内容，包括：将按照多个绕组组的每一绕组组包含多相绕组的电枢绕组卷绕于电枢铁心的多重绕组电动机；对所述多个绕组组施加电压的电压施加单元；以及计算对所述多个绕组组的电压指令并基于所述电压指令来控制所述电压施加单元的控制单元，所述控制单元控制所述电压施加单元，使得因所述多重绕组电动机旋转而在所述多个绕组组中产生的感应电压具有梯形状的波形，且所述多个绕组组间的所述电压的相位差为降低由所述感应电压产生的转矩脉动的值，从而可获得降低以m为1以上的整数的6(2m-1)±1次的感应电压的谐波分量所引起的6(2m-1)次的转矩脉动这一以往没有的效果。
此外，还具有励磁极，该励磁极中，在励磁极铁心的内部具有***永磁体的磁体孔，多个永磁体***到磁体孔而固定，在设从励磁极铁心的励磁极铁心的中心到励磁极铁心的最远点的距离为Rc时，励磁极铁心的外周部在大半区域基本沿着半径为Rm的圆弧状，Rm/Rc为0.5～1.0，从而可获得如下以往没有的效果：可提高E1P/EP，抑制感应电压峰值EP，同时提高电动机转矩，降低产生单位转矩所需的磁体量，降低齿槽转矩，降低以m为1以上的整数的6(2m-1)次以外的转矩脉动，提高磁阻转矩而降低产生单位转矩所需的磁体量，提高电感而提高电动机无负荷驱动时的最大转速、高旋转时的输出。
此外，励磁极具有作为第1励磁极的永磁体部、和作为极性与第1励磁极相反的第2励磁极的凸极部，将第1励磁极和第2励磁极分别等间隔地配置在励磁极铁心的周向上，在设磁极的N极和S极的对所占的励磁极铁心的周向的角度为电气角360°时，设绕组的线圈间距为180°，从而可获得如下以往没有的效果：可降低偶数次感应电压，提高E1P/EP，抑制同一感应电压峰值EP，同时提高电动机转矩，降低偶数次感应电压引起的齿槽、脉动。
此外，还通过使多重绕组电动机的励磁极旋转，从而在电动机的端子间的电枢绕组产生的感应电压中，相对于感应电压的基本波分量，5次谐波分量及7次谐波分量中的至少一方在使感应电压的基本波峰值大于感应电压峰值EP的规定的相位差条件及振幅条件下具有重叠的波形，此时在多重绕组电动机中，将以m为1以上的整数的、6(2m-1)±1次的感应电压的谐波分量所引起的6(2m-1)次的转矩脉动抵消，因此，可获得如下以往没有的效果：感应电压中5、7次所引起的转矩脉动基本为0，提高E1P/EP，抑制同一感应电压峰值EP，同时提高电动机转矩。
此外，在设谐波分量1周期为360°的情况下，感应电压的5次谐波分量相对于感应电压的基本波分量具有150°～210°的相位差，上述5次谐波分量的振幅相对于感应电压的基本波分量的振幅的比例为2～12％，从而与上述情况相比，可获得如下以往没有的效果：可进一步提高E1P/EP，抑制同一感应电压峰值EP，同时提高电动机转矩。
此外，在设谐波分量1周期为360°的情况下，感应电压的5次谐波分量及7次谐波分量相对于上述电压的基本波具有120°～240°的相位差，5次谐波分量及7次谐波分量的振幅之和相对于感应电压的基本波分量的振幅的比例为2～36％，从而与上述情况相比，可获得如下以往没有的效果：可进一步提高E1P/EP，抑制同一感应电压峰值EP，同时提高电动机转矩。
实施方式3
图28中示出本发明的实施方式3的结构。
作为多重绕组电动机的无刷电动机301在定子包括2组三相绕组，第2绕组组312相对于第1绕组组311具有30度的相位差。
例如，如实施方式1或2所记载的那样，利用在感应电压中包含谐波分量的电动机。
无刷电动机301与电压施加单元302相连接。
控制单元303向电压施加单元302输出电压指令。
电压施加单元302由与各绕组组对应的电压施加器321、322构成，基于控制单元303输出的电压指令v1u*、v1v*、v1w*、v2u*、v2v*、v2w*、v3u*、v3v*、v3w*、v4u*、v4v*、v4w*，利用逆变器等的电源，向无刷电动机301提供电压。
线间电压振幅的最大值限制在Vllmax。
以下，将第1绕组组311、与其相连接的电压施加器321、及控制单元303中从第1绕组组311经由电流检测到电压施加器321为止的路径的控制部分称为第1***，同样，将第2绕组组312、电压施加器322的相关部分称为第2***。
对图24中的控制单元303进行说明。
电流指令运算器331基于无刷电动机301的所希望的转矩τ*，计算与磁极位置检测器306检测出的磁极位置θre同步的旋转坐标上的D轴电流指令id*和Q轴电流指令iq*。
三相二相转换器332对于第1绕组组311，将电动机电流i1u、i1v、i1w转换为静止二轴坐标上的电流值i1α、i1β。
三相二相转换器333对于第2绕组组312进行同样的处理。
此处，静止二轴坐标上的值α、β将三相坐标上的值U、V、W通过下式进行转换。
[数学式8]
数学式8
···式7
坐标转换器A334对于第1绕组组311，将静止二轴坐标上的电流值i1α、i1β转换为旋转坐标上的电流值i1d、i1q。
坐标转换器A335对于第2绕组组312进行同样的处理。
此处，旋转坐标上的值D、Q利用磁极位置θre将静止二轴坐标上的值α、β通过下式进行转换。
[数学式9]
数学式9
···式8
电流控制器A336对于第1绕组组311，分别对D轴电流指令id*与i1d的差分、Q轴电流指令iq*与i1q的差分进行例如比例积分控制，计算第1绕组组的D轴电压指令v1d*和第1绕组组的Q轴电压指令v1q*。
电流控制器A337对于第2绕组组312进行同样的处理。
坐标转换器B338对于第1绕组组311，将旋转坐标上的D轴电压指令v1d*、Q轴电压指令v1q*转换为静止二轴上的电压指令v1α*、v1β*。
坐标转换器B339对于第2绕组组312进行同样的处理。
二相三相转换器340对于第1绕组组，将静止二轴上的电压指令v1α*、v1β*转换为三相电压指令v1u*”、v1v*”、v1w*”。
二相三相转换器341对于第2绕组组进行同样的处理。
其中，此时，坐标转换器A335和二相三相转换器341中使用的电动机的磁极位置θre对应于电动机绕组的30度相位差，将θre-30°代入而赋予相位差。
三次谐波重叠器344将二相三相转换器340的输出V1u*’、V1v*’、V1w*’与三次谐波重叠，输出V1u*、V1v*、V1w*。
对电压指令(V1u*’、V1v*’、V1w*’)重叠三次谐波的方式是公知的(例如“AC伺服的理论与设计的实际”松本他著、综合电子出版社的3章p.44～47)，在三次谐波重叠器344中利用公知的方式即可。
三次谐波重叠器345与三次谐波重叠器344同样，将二相三相转换器341的输出V2u*’、V2v*’、V2w*’与三次谐波重叠，输出V2u*、V2v*、V2w*。
如上所述，电流控制器A336、A337进行以比例积分控制为代表的控制，但该控制循环的控制响应频带、即实际的电流值能跟踪电流指令的频带由比例积分控制中和电流指令与电流值的差分相乘的电流控制增益来决定。
上述控制循环中的控制响应频带需要设计成充分控制与电动机的旋转同步产生的转矩脉动。
在通常的电动机中，若从旋转次数来说，则6次(也称为6f)的转矩脉动特别大，需要提高控制响应频带以充分抑制该转矩脉动。
在这种通常的电动机中，例如若要对应到转速3000rpm为止，在4极对的电动机的情况下，6f转矩脉动的频率为3000/60×4×6＝1200Hz。
为了充分抑制转矩脉动，能跟踪从电流指令到实际的电流值及转矩为止的响应，优选将控制响应频带设为1200Hz以上。
然而，根据本结构，虽然电动机的感应电压中，有6f分量的转矩脉动这一主要原因，但由于电动机为有30度相位差的2重绕组，因此，6f的分量在第1绕组组311所对应的第1***与第2绕组组312所对应的第2***之间相抵消。
因此，无需将电流控制的频带提高到1200Hz以上，设定为小于1200Hz即可。
由此，与通常的设计相比，降低控制响应的频带，因此，能降低电流控制器的运算速度，可使CPU变便宜。
另一方面，为了将电流的基本波分量(1f)正确地实现到3000rpm，基本波的频率为3000/60×4×1＝200Hz，因此，设为200Hz以上。
因此，若设控制循环中的控制响应频带为200Hz以上、小于1200Hz，则能正确实现基本波，可正确获得转矩指令所要求的转矩，且能抑制转矩脉动，并降低运算速度，使CPU变便宜。
通过将本实施方式的电动机驱动装置应用到汽车的转向器而构成电动助力转向装置，从而可获得如下效果：能以梯形波状的感应电压提高输出，减轻驾驶员的负担，且以***间的相位差抑制转矩脉动，减轻驾驶员感觉到的异样感，且能降低运算速度，使CPU变便宜。
实施方式4
上述实施方式3中，构成为图28那样，但本实施方式4中，构成为图29那样。
与图28的不同点在于，包括基于D轴电压指令v1d*、v2d*、Q轴电压指令v1q*、v2q*及电动机的磁极位置θre来计算谐波电压v1uh*、v1vh*、v1wh*、v2uh*、v2vh*、v2wh*的谐波运算器A342、343，将计算出的谐波电压与谐波重叠前的三相电压指令v1u*”、v1v*”、v1w*”、v2u*”、v2v*”、v2w*”相加，获得谐波重叠后的三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*、v2u*、v2v*、v2w*。
下面进行详细阐述。
谐波运算器A342、343计算相对于谐波重叠前的三相电压指令的线间电压的基本波分量，相位为180度的5次和7次谐波电压。
谐波运算器A342对于第1绕组组311，用下式计算旋转坐标上的电压指令的振幅V1dq。
另外，V1dq相当于线间电压有效值。
[数学式10]
数学式10
···式9
接下来，利用下式计算旋转坐标上的电压指令相位θ1vdq。
[数学式11]
数学式11
···式10
此时，若基于式7、式8，谐波重叠前的三相电压指令v1u*”、v1v*”、v1w*”由下式来表示。
[数学式12]
数学式12
···式11
若将该余弦波下的表达式以正弦波为基准来表示，则得到下式。
[数学式13]
数学式13
θv1ph＝θre+θv1dq+90···式12
[数学式14]
数学式14
···式13
其线间电压由下式来表示。
[数学式15]
数学式15
θv1ll＝θv1ph+30···式14
[数学式16]
数学式16
···式15
5次和7次谐波电压以其相位与线间电压的基本波分量成180度的方式重叠，因此，5次和7次谐波电压的线间电压用下式来计算。
其中，K5、K7分别为5次、7次谐波电压振幅与基本波分量之比。
[数学式17]
数学式17
···式16
若利用三相之和为零这一情况将该线间电压转换成三相电压，则得到下式。
5次和7次谐波电压的相位变化180度。
[数学式18]
数学式18
···式17
在本实施方式中，基于与该式17相关联的式9～式16，计算5次和7次谐波电压。
此外，设K5例如为6.2％，K7为0.8％。
谐波运算器A343对于第2绕组组进行同样的处理。
将谐波重叠前的三相电压指令与5次和7次谐波电压相加后，三次谐波重叠器344、345进行与实施方式3的三次谐波重叠器344、345同样的处理，获得谐波重叠后的三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*、v2u*、v2v*、v2w*。
若与对于第1绕组组311的谐波电压的式17相对应，求出对于第2绕组组312的谐波电压，则将θv1ph置换为下式的θv2ph。
这是因为，绕组组间相位差有30度，因此，与此相对应，控制中使用的磁极位置θre有30度相位差。
[数学式19]
数学式19
θv2ph＝θv1ph-30···式18
若将该式代入式17的θv1ph，则可知5次的情况下为5倍，相位如
[数学式20]
数学式20
5θv2ph＝5θv1ph-150
那样，与对于第1绕组组311的谐波相差150度的相位。
若7次谐波的情况下也同样考虑，则可知相差7×30＝210度的相位。即，其特征在于，在第1绕组组311所对应的第1***与第2绕组组312所对应的第2***之间，对5次谐波附加150度相位差，对7次谐波附加210度相位差。
在图30中示出三相电压指令的基本波分量为105.6％的情况下谐波重叠前与谐波重叠后的三相电压指令及其线间电压的波形。
其中，将基本波分量的线间电压振幅与电压施加单元302能输出的最大线间电压振幅Vllmax相等的情况设为100％。
此外，为了比较，谐波重叠前的三相电压指令也通过用三次谐波重叠器处理后的波形来表示。
谐波重叠前，三相电压指令的基本波分量超过100％的情况下，其线间电压振幅超过电压施加单元302能输出的最大线间电压振幅Vllmax，因此，无法输出按照电压指令的电压。
与此相对，在谐波重叠后，线间电压振幅的峰值降低，不超过Vllmax，因此，能输出基本波分量105.6％，能提高施加电压的有效值，提高电动机输出。
重叠的5次和7次谐波一般产生6次的转矩脉动。
在本实施方式的情况下，无刷电动机301的两个绕组组311、312相对于基本波分量具有30度的相位差，因此，6次的转矩脉动在两个绕组组上具有180度的相位差，从而能抵消。
与此相对，在以往的矩形波、梯形波的情况下，在5次、7次的基础上，包含11次、13次、17次、19次、……的谐波，产生12次、18次、……的转矩脉动，但在多重绕组电动机的绕组组数较少的情况下，无法抵消这些转矩脉动。
本实施方式中，不会产生11、13次、17次、19次、……的谐波及随其产生的转矩脉动，能提高电动机的输出。
这样，在本实施方式中，其特征在于，绕组组间的相位差及与其对应的控制中使用的磁极位置的相位差成为降低因梯形状的波形的电压或电流而产生的转矩脉动。
图13中示出本实施方式中使5次和7次谐波电压的振幅和变化的情况下，在线间电压振幅不超过Vllmax的条件下基本波分量从100％起增加的情况。
此外，图32中示出将5次谐波分量和7次谐波分量各自重叠的量。
若将5次和7次谐波电压重叠，则即使在同一线间电压振幅Vllmax下，也能增大基本波分量。
图33中示出本实施方式中使5次和7次谐波电压的相位相对于线间电压的基本波分量从180度起变化的情况下，在线间电压振幅不超过Vllmax的条件下基本波分量从100％起增加的情况。
其中，设5次、7次谐波电压的相位相等。
相位相对于线间电压的基本波分量有180度的情况下，能最大地增加基本波分量。
此外，若相位在180±60的范围内，则能增大基本波分量，若在180±30度(大致为180度)的范围内，则可期待约最大时的一半效果。
这样，不会产生11、13次、17次、19次、……的谐波及随其产生的转矩脉动，生成梯形状的波形，增加基本波分量，即能提高电动机输出。
如上所述，根据本实施方式，能起到如下以往没有的效果：在抑制随梯形状的感应电压及施加电压产生的转矩脉动的情况下，有效利用5次和7次谐波分量来生成梯形状的电压波形，增加基本波分量，即能提高电动机输出。
通过将本实施方式的电动机驱动装置应用到汽车的转向器而构成电动助力转向装置，从而可获得如下效果：能以梯形波状的感应电压及梯形波状的施加电压提高输出，减轻驾驶员的负担，且以***间的相位差抑制转矩脉动，减轻驾驶员感觉到的异样感。
实施方式5
上述实施方式4中，构成为图29那样，但本实施方式5中，构成为图34那样。
与图29的不同点在于，去除谐波运算器A342、343，取而代之包括谐波运算器B601、602，基于电流控制器A336、337输出的D轴电压指令v1d*、v2d*、Q轴电压指令v1q*、v2q*及电动机的磁极位置θre来计算DQ轴谐波电压v1dh*、v1qh*、v2dh*、v2qh*，将DQ轴谐波电压与D轴电压指令v1d*、v2d*、Q轴电压指令v1q*、v2q*相加，计算谐波重叠后的D轴电压指令v1d*’、v2d*’、Q轴电压指令v1q*’、v2q*’。
下面进行详细阐述。
若对于上述实施方式4中示出的UVW电压上的谐波电压的式17，利用式7及式8的转换式换算成dq轴上的值，则得到下式。
[数学式21]
数学式21
···式19
[数学式22]
数学式22
···式20
此外，式19中的θv1ph为式12。
在谐波运算器B601中，进行式19的运算，获得dq轴谐波电压v1dh*、v1qh*。在谐波运算器B602中，将θre＝θre-30代入，进行同样的运算，获得dq轴谐波电压v2dh*、v2qh*。
若与对于第1绕组组311的谐波电压的式19相对应，求出对于第2绕组组312的谐波电压，则将θv1ph置换为式18的θv2ph。
这是因为θre有30度相位差。
若将式18代入到式19的θv1ph，则可知6次的情况下为6倍，相位如
[数学式23]
数学式23
6θv2ph＝6θv1ph-180
那样，与对于第1绕组组311的谐波相差180度的相位。
即，其特征在于，在第1***与第2***之间，对于dq轴上的6次谐波附加180度相位差。
dq轴上重叠的6次谐波一般产生6次的转矩脉动。
在本实施方式的情况下，无刷电动机301的两个绕组组相对于基本波分量具有30度的相位差，因此，6次的转矩脉动在两个绕组组上具有180度的相位差，从而能抵消。
此外，本实施方式所示的谐波电压是将实施方式4所示的谐波电压进行等效转换得到，因此，三相电压指令、线间电压可获得同样的波形，其结果是，同样能获得抑制转矩脉动并提高输出的效果。
此外，实施方式4中，需要利用式17对5次、7次的分量计算UVW这三相部分的6项，但根据本实施方式，能利用式19通过dq轴部分的2项的计算来实现6次的分量，因此，可获得能减少运算量的效果。
如上所述，根据本实施方式，能起到如下以往没有的效果：在抑制随梯形状的感应电压及施加电压产生的转矩脉动的情况下，根据dq轴上的6次谐波分量，有效利用5次、7次谐波分量来生成梯形状的电压波形，增加基本波分量，即能提高电动机输出，且能减少运算量，从而使CPU变便宜。
另外，本实施例中，对dq轴上的6次谐波分量进行了阐述，但不言而喻，以上的情况在任意旋转坐标上均成立。
通过将本实施方式的电动机驱动装置应用到汽车的转向器而构成电动助力转向装置，从而可获得如下效果：能以梯形波状的感应电压及梯形波状的施加电压提高输出，减轻驾驶员的负担，且以***间的相位差抑制转矩脉动，减轻驾驶员感觉到的异样感，且能减少运算量，从而使CPU变便宜。
实施方式6
上述实施方式5中，构成为图34那样，但本实施方式6中，构成为图35那样。
与图34的不同点在于，去除谐波运算器B601、602，取而代之包括谐波运算器C431、432，基于电流指令运算器331输出的D轴电流指令id*’、Q轴电流指令iq*’及电动机的磁极位置θre来计算d轴谐波电流ildh*、q轴谐波电流ilqh*，将dq轴谐波电流与d轴电流指令id*’、q轴电流指令iq*’相加，计算谐波重叠后的d轴电流指令ild*、q轴电流指令ilq*。
下面进行详细阐述。
高频运算器C431、432对于谐波重叠前的d轴电流指令id*’和q轴电流指令iq*’，在旋转坐标上计算相对于其线电流的基本波分量，相位为180度的5次谐波电流。
高频运算器C431对于第1绕组组311，用下式计算旋转坐标上的电流指令的振幅I1dq。
另外，I1dq相当于线电流有效值的倍。
[数学式24]
数学式24
···式21
接下来，利用下式计算旋转坐标上的电流指令的相位θi1dq。
[数学式25]
数学式25
···式22
与实施方式4的式12同样，设为下式那样。
[数学式26]
数学式26
θi1ph＝θre+θi1dq+90···式23
与实施方式4及实施方式5的谐波电压的计算同样，若求出谐波电流，则如下式那样。
[数学式27]
数学式27
···式24
此处，若设Kid6、Kiq6为与实施方式5的Kd6、Kq6同样的值，则能使电流的基本波分量的增量与实施方式5的电压的基本波分量的增量同样，对于Kd6和Kq6，设定为考虑电动机绕组、电压施加器的阻抗而转换后的值，则能使电压的基本波分量的增量与实施方式5的电压的基本波分量的增量同样。
因此，根据本实施方式，能获得与实施方式5同样的效果。
另外，实施方式4中，阐述了在UVW相的电压指令中重叠谐波电压的方式，但在将跟踪UVW相的电流指令的控制***组合的情况下，如本实施方式那样，采用将谐波电压与电流指令、即UVW相的电流指令重叠的结构，也可获得同样的效果。
实施方式7
实施方式7中，阐述利用图35的电流检测单元305检测流过无刷电动机301的电流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及i2w并输入到控制单元303的周期。
谐波运算器C431、432中，输出谐波电流指令，在无刷电动机301中dq轴上(i1d,i1q、i2d、i2q)有6次的高频电流流过。
此处，考虑dq坐标轴上的6次谐波分量若从dq轴转换到3相坐标上，则转换到5次谐波分量和7次谐波分量，在dq轴上的电流(i1d、i1q、i2d、i2q)中包含6次的高频电流时，流过无刷电动机301的电流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及i2w中包含5次谐波电流及7次谐波电流。
流过无刷电动机301的dq轴上的电流(i1d,i1q、i2d、i2q)中包含的6次谐波电流跟踪式12所表示的电流指令值的条件为：控制单元303中的电流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及i2w的检测以正确检测出电流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及i2w中包含的5次谐波分量及7次谐波分量所需的周期以下来实施。
因此，本实施方式中，控制单元303进行电流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及i2w的检测，使得与电流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及i2w中包含的7次谐波电流的频率相比，电流检测周期的奈奎斯特频率较高。
实施方式1中，若设无刷电动机301的极数为8、转速为3000r/min，则7次谐波电流根据下式为1400Hz。
f7＝3000÷120×8×7＝1400Hz···式25
因此，本实施方式中，相对于7次谐波电流的周期约700μs(≒1/1400Hz)，将电流检测周期设定为350μs以下。
相对于电流检测周期350μs的奈奎斯特频率约为1430Hz(≈1/(2×350μs))，因此，相对于电流检测周期350μs以下，奈奎斯特频率约为1430Hz以上，可提取出7次谐波电流的频率1400Hz。
此外，通过以相对于7次谐波电流的周期(约700μs)为1/5倍周期(140μs)以下来实施电流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及i2w的检测，从而还能进一步提高检测精度。
以下，本实施方式中，阐述将电流检测周期设定为350μs以下、更优选为140μs以下的效果。
例如，在将高频电流指令组合的控制***中，能使高频电流跟踪高频电流指令。
此外，在不将高频电流指令组合的控制***中也有以下效果。
无刷电动机301的感应电压中包含的7次谐波分量为7次谐波电流的产生源。
与此相对，虽然在控制单元303无法检测出7次谐波电流的情况下，无法将7次谐波电流控制为所希望的值，但通过使控制单元303能检测出7次谐波电流，从而能实施基于7次谐波电流的反馈控制。其结果是，能将7次谐波电流控制为所希望的值。
其中，即使在电流检测周期超过140μs、或超过350μs的情况下，通过构成将高频电流指令进行组合的控制***，从而虽然谐波电流对谐波电流指令的跟踪制度变差，但因高频电流流过而提高电动机输出的效果持续。
在本实施方式的以上说明中，阐述了对表示实施方式6的结构的图35进行了实施的情况，但对于实施方式3～5，通过将电流检测周期设定为350μs以下、更优选为140μs以下，从而提高电流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及i2w的检测精度，提高电流控制器A336的输出(V1d*、V1q*)及电流控制器A337的输出(V2d*、V2q*)精度，由此具有能高精度地提高电动机输出的效果，这是不言而喻的。
实施方式8
图36是表示本发明的实施方式8的电动机驱动装置的方框结构图。
与图28的不同点在于：包括根据电压指令、电流值确定故障***的故障检测单元700，对于该故障检测单元700确定的***的电压施加器，将使电压停止施加的故障侧输出停止指令提供给电压施加器。
下面进行详细阐述。
故障检测单元700根据三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*、v2u*、v2v*、v2w*和检测出的电流值i1u、i1v、i1w、i2u、i2v、i2w，确定故障***。
其确定方法可以为以往利用的方法，例如，在v1u*为规定电压以上、且i1u为规定电流以下的状态持续规定时间以上的情况下，确定为第1绕组组311所对应的第1***的U相产生了故障。
同样，在v1v*为规定电压以上、且i1v为规定电流以下的状态持续规定时间以上的情况下，确定为第1***的V相产生了故障。
W相也同样。
对于第1绕组组311所对应的第2***，同样地，例如，在v2u*为规定电压以上、且i2u为规定电流以下的状态持续规定时间以上的情况下，确定为第2***的U相产生了故障。
对V相、W相也同样。
在确定为第1***的U、V、W相中的任一相产生了故障的情况下，对故障侧输出停止指令Sf代入使第2***的电压施加器322继续施加电压、第1***的电压施加器321停止施加电压的指令值。
反之，在确定为第2***的U、V、W相中的任一相产生了故障的情况下，对故障侧输出停止指令Sf代入使第1***的电压施加器321继续施加电压、第2***的电压施加器322停止施加电压的指令值。
故障检测单元700将该故障侧输出停止指令Sf提供给电压施加器321、322，电压施加器321、322按照指令，继续或停止施加电压。
如此，构成为在两个***中单侧故障的情况下，停止故障***的输出，继续未产生故障的正常***的输出。
根据本实施方式，正常时能在第1***和第2***中抵消转矩脉动，并获得高输出，在单侧***故障时，仅故障***停止输出，因此，失去在第1、第2***间抵消转矩脉动的效果，在产生转矩脉动的状态下，在正常侧***中能继续进行控制。
因此，可获得如下效果：在正常时的一半输出下继续动作，且利用产生的转矩脉动，能使操作本电动机驱动装置的操作者发现异常。
通过将本实施方式的电动机驱动装置应用到汽车的转向器而构成电动助力转向装置，从而可获得如下效果：在单侧***故障时，仅故障***停止输出，在正常侧能继续输出，因此，能降低故障时驾驶员感觉到的异样感，另外，利用因仅单侧***的驱动而产生的转矩脉动，能使驾驶员发现异常，可迅速进行修理。
实施方式9
实施方式9中，阐述实施方式3～8中的电压施加单元302的具体例。
图37中示出本实施方式中的电压施加单元302的内部结构图。
电压施加单元302包括直流电压源1001、基于第1三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*来对无刷电动机301施加电压的电压施加器321、直流电压源1001、及基于第2三相电压指令v2u*、v2v*、v2w*来对无刷电动机301施加电压的电压施加器322。
说明电压施加器321的动作。
将第1三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*输入到导通截止信号产生部1002。导通截止信号产生部1002基于第1三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*，生成由自消弧型开关元件和续流二极管构成的功率器件UP1～WN1中的自消弧型开关元件的导通截止信号Gu1～Gz1。
图38是表示第1三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*与导通截止信号Gu1～Gz1的关系的图。
第1三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*与载波三角波C1相比较，第1三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*大于载波C1的情况下，分别使Gu1、Gv1、Gw1导通，使Gx1、Gy1、Gz1截止。
另一方面，第1三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*小于载波C1的情况下，分别使Gx1、Gy1、Gz1导通，使Gu1、Gv1、Gw1截止。
功率器件UP1～WN1基于导通截止信号Gu1～Gz1，将从直流电压源1001输出的直流电压转换成具有与第1三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*相对应的脉冲宽度的交流电压，并施加到无刷电动机301。
说明电压施加器322的动作。
将第2三相电压指令v2u*、v2v*、v2w*输入到导通截止信号产生部1003。
导通截止信号产生部1003基于第2三相电压指令v2u*、v2v*、v2w*，生成由自消弧型开关元件和续流二极管构成的功率器件UP2～WN2中的自消弧型开关元件的导通截止信号Gu2～Gz2。
图39是表示第2三相电压指令v2u*、v2v*、v2w*与导通截止信号Gu2～Gz2的关系的图。
第2三相电压指令v2u*、v2v*、v2w*与载波三角波C2相比较，第2三相电压指令v2u*、v2v*、v2w*大于载波C2的情况下，分别使Gu2、Gv2、Gw2导通，使Gx2、Gy2、Gz2截止。
另一方面，第2三相电压指令v2u*、v2v*、v2w*小于载波C2的情况下，分别使Gx2、Gy2、Gz2导通，使Gu2、Gv2、Gw2截止。
功率器件UP2～WN2基于导通截止信号Gu2～Gz2，将具有与第2三相电压指令v2u*、v2v*、v2w*相对应的脉冲宽度的电压施加到无刷电动机301。
本实施方式中，阐述实施方式3～8中，用于使电压施加单元302高精度地输出在电压指令中包含5次谐波电压和7次谐波电压的情况下的第1三相电压指令v1u*、v1v*、v1w*和第2三相电压指令v2u*、v2v*、v2w*所对应的电压的、逆变器的载波三角波C1、C2的频率fc(周期Tc)。
图40是表示载波三角波C1与电压指令中包含的7次谐波电压v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*的关系的图。
7次谐波电压v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*为在振幅V7h下彼此具有120度相位差的三相交流电压。
每隔载波的半个周期实施7次谐波电压的运算，将载波频率fc设定为7次谐波电压v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*的频率f7的3倍以上，或者，将载波的周期Tc设定为7次谐波电压的周期Ts7的1/3以下。
此处，使用数值例进行具体说明。
若设无刷电动机301的极数为8、转速为3000r/min，根据式25，电气角7次分量的频率为1400Hz，因此将载波频率设定为1400Hz的3倍即4200Hz以上。
此外，通过使载波频率fc为7次谐波电压v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*的频率f7的6倍以上，电压施加单元302能进一步提高7次谐波电压的精度。
图41是载波三角波C1与7次谐波电压v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*的关系的图，将载波三角波C1的频率fc设定为7次谐波电压v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*的频率f7的6倍。
若比较图40与图41，则图41中，7次谐波电压v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*为更接近正弦波状的波形，电压施加单元302能输出更高精度的7次谐波电压v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*。
此处，使用数值例进行具体说明。
若设无刷电动机301的极数为8、转速为3000r/min，则7次谐波电压的频率根据式25为1400Hz。
因此，将载波频率设定为1400Hz的6倍以上即8400Hz以上。
图42(a)～(d)为使7次谐波电压v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*的频率f7为1400Hz、载波频率分别为15kHz、20kHz、25kHz、30kHz的情况下的逆变器输出电压的频率解析结果。
其中，纵轴中将7次谐波电压的振幅设为100[％]。
(a)中，在A(约12kHz)、B(约18kHz)产生超过10％的峰值。
这些峰值在可听频带(约20Hz～约20kHz)内产生，因此，成为噪音的原因。
(b)中，在C(约17kHz)、D(约23kHz)产生超过10％的峰值。
C(约17kHz)的峰值在可听频带(约20Hz～约20kHz)内产生，因此，成为噪音的原因。
(c)中，在E(约22kHz)、F(约27kHz)产生超过10％的峰值。
这些峰值在可听频带(约20Hz～约20kHz)外，因此，不会成为噪音的原因。(d)中，在G(约27kHz)产生超过10％的峰值。
该峰值在可听频带(约20Hz～约20kHz)外，因此，不会成为噪音的原因。
因此，在载波频率为15kHz、20kHz时，在可听频带中产生超过10％的峰值，因此，该峰值可能成为噪音产生源，但在25kHz、30kHz时，在可听频带中不产生峰值，因此，不会成为噪音产生源。
已知随着载波频率的增大，功率器件的开关损耗增大，且空载时间所引起的逆变器输出电压误差增大。
因此，若将载波频率设定为25kHz、30kHz中的任一种的情况下都没有产生噪音，则在30kHz的情况下，开关损耗较大，空载时间所引起的输出电压误差也较大，因此，优选载波频率为25kHz。
因此，本实施方式中的载波频率的上限值为25kHz。
根据以上内容，通过将载波三角波C1的频率fc设为4200Hz以上25kHz以下，更优选为8400Hz以上25kHz以下，从而电压施加器321及电压施加器322能高精度地输出7次谐波电压，还确保提高电动机输出的相关效果，且可获得降低开关损耗和降低逆变器输出电压误差的效果。
通过将本实施方式的电动机驱动装置应用到汽车的转向器而构成电动助力转向装置，从而可获得如下效果：能利用逆变器高精度地输出梯形波状的感应电压及梯形波状的施加电压，因此能减轻驾驶员的负担。
实施方式10
实施方式10中，阐述实施方式3～8中的控制单元303输出的电压指令的分辨率。
在利用微机、DSP(Digital Signal Processor:数字信号处理器)等CPU来实现控制单元303的情况下，根据控制单元303输出的电压指令的分辨率，在由电压施加单元302施加的电压中产生量化所引起的误差。
图43是电压指令中包含的5次谐波分量的时间波形的一个示例，横轴为时刻，纵轴为电压。
上层V5为所希望的5次谐波分量的波形，下层V5’为对于上层的5次谐波分量的振幅(p-p)、设定成分割数为其1/10的分辨率时的波形，两者的差分为电压分辨率所产生的误差。
图44是V5’的频率解析结果，横轴为V5’中包含的谐波次数，纵轴为设5次谐波分量的振幅为100％时相对于谐波次数的振幅。
根据图44，V5’中除5次谐波分量以外，包含15次、25次、35次等谐波分量，这些谐波电压成为从无刷电动机产生的振动、噪音的原因。
图45是以横轴为对于5次谐波分量的振幅(p-p)的分割数、纵轴为V5’中包含的15次谐波分量的振幅(相对于5次谐波分量的百分率[％])进行绘制而得到的图。
根据图45，分割数越大，15次谐波分量越小，在分割数为大致40以上的电压分辨率下，15次谐波分量低于0.5％，充分得到降低。
若分割数进一步增大，则进一步降低，在200～400时，几乎变成零，效果更佳。但是，在分割数超过400的情况下，几乎为零，处于饱和状态。
除以上内容以外，若考虑到分割数越是增大、越是需要高价CPU这一情况，则对于5次谐波分量的振幅，设定成分割数为40以上400以下的电压分辨率即可。
图46是电压指令中包含的7次谐波分量的时间波形，横轴为时刻，纵轴为电压。
上层V7为所希望的7次谐波分量的波形，下层V7’为对于上层的7次谐波分量的振幅(p-p)、设定成分割数为其1/10的分辨率时的波形。
图47是V7’的频率解析结果，横轴为V7’中包含的谐波次数，纵轴为设7次谐波分量的振幅为100％时相对于谐波次数的振幅。
根据图47，V7’中除7次谐波分量以外，包含21次、35次、49次等谐波分量，这些谐波电压成为从多重绕组电动机产生的振动、噪音的原因。
图48是以横轴为对于7次谐波分量的振幅(p-p)的分割数、纵轴为V7’中包含的21次谐波分量的振幅(相对于7次谐波分量的百分率[％])进行绘制而得到的图。
根据图48，分割数越大，21次谐波分量越小，在分割数为大致40以上的电压分辨率下，21次谐波分量低于0.5％，充分得到降低。
若分割数进一步增大，则进一步降低，在200～400时，几乎变成零，效果更佳。但是，在分割数超过400的情况下，几乎为零，处于饱和状态。
除以上内容以外，若考虑到分割数越是增大、越是需要高价的CPU这一情况，则对于7次谐波分量的振幅，设定成分割数为40以上400以下的电压分辨率即可。
因此，本实施方式中，对于5次谐波分量或7次谐波分量的振幅，设定成分割数为40以上400以下的电压分辨率。
通过将分割数设为40以上，能降低因电压分辨率而产生的15次谐波分量、21次谐波分量。
即使设定为超过400的值，根据图45、图48，15次谐波分量、21次谐波分量的振幅不会变动，因此，考虑CPU的成本而设定为400以下。
在同时输出5次谐波分量、7次谐波分量的情况下，对于5次谐波分量和7次谐波分量的振幅和，设定成分割数为80以上800以下的电压分辨率即可。
此外，以下阐述相对于基本波分量的电压分辨率。
根据图32，相对于横轴的5次与7次谐波振幅和约为15％，纵轴的基本波分量的增加几乎饱和，因此，若将振幅和的最大值作为15％来计算，则对于基本波分量的电压输出范围(100％、与从载波的波谷到波峰的范围相当的电压范围)，分割数设定为530(≈80×100％/15％)以上5300(≈800×100％/15％)以下即可。
根据以上内容，通过对于5次谐波分量或7次谐波分量，设定成分割数为40以上400以下的电压分辨率，从而能考虑CPU的成本，并降低因将5次谐波分量或7次谐波分量重叠而产生的15次、21次谐波次数分量，在同时输出5次谐波分量和7次谐波分量的情况下，对于5次谐波分量和7次谐波分量的振幅和，设定成分割数为80以上的电压分辨率，从而能考虑CPU的成本，并降低因将5次谐波分量及7次谐波分量重叠而产生的其它谐波次数分量，起到能降低多重绕组电动机产生的振幅、噪音这一以往没有的效果。
通过将本实施方式的电动机驱动装置应用到汽车的转向器而构成电动助力转向装置，从而可获得如下效果：能利用逆变器高精度地输出梯形波状的感应电压及梯形波状的施加电压，因此，能减轻驾驶员的负担，且能降低从多重绕组电动机产生的载波频率分量的振动、噪音，可减轻驾驶员感受到的转向振动、噪音。
实施方式11
图49是表示利用实施方式1～10的电动机驱动装置来产生辅助转矩的电动助力转向装置2000的图。
驾驶员通过向左右转动方向盘2001来进行前轮的转向。
转矩检测单元2002检测出转向***的转向转矩，并将检测转矩输出到控制单元303。
控制单元303计算电压指令以使得电动机301产生对转向***的转向转矩进行辅助的转矩，并将其输出到电压施加单元302。
电压施加单元302基于电压指令，对电动机301施加电压，电动机301经由齿轮2003产生对转向转矩进行辅助的转矩。
在具有本实施方式所记载的电动机驱动装置的电动助力转向装置中，降低了电动机的转矩脉动，因此，能降低在对方向盘进行转向时感觉到的脉动，提高驾驶员的转向感受，降低转向过程中的声音。
此外，对于电压施加单元，可设计成降低对由电动机施加的感应电压的耐压，因此，能使电压施加器小型化、轻量化，并可使电动助力转向装置小型化、轻量化。
此外，由于能提高电动机驱动装置的输出，并削减每单位转矩的磁体量，因此，能使电动助力转向装置小型化、轻量化，提高转向时等所需的额定转矩。
此外，本发明可以在该发明的范围内对各实施方式自由地进行组合，或对各实施方式进行适当的变形、省略。
标号说明
301 无刷电动机 302 电压施加单元 303 控制单元
305 电流检测单元 306 磁极位置检测器 310 电枢铁心
311 第1绕组组 312 第2绕组组 313 励磁极铁心
313a 凸极部 313b 突起部 313c 磁体孔
313d 凸极部 314 永磁体 315 电压振幅指令运算器
316 积分器 317、318 三相电压指令运算器
321、322 电压施加器 331 电流指令运算器
332、333 三相二相转换器 334、335 坐标转换器A
336、337 电流控制器A 338、339 坐标转换器B
340、341 二相三相转换器 342、343 谐波运算器A
601、602 谐波运算器B 431、432 谐波运算器C
344、345 三次谐波重叠器 700故障检测单元
1001 直流电压源 1002、1003 导通截止信号生成部
2000 电动助力转向装置

Claims (24)

1.一种电动机驱动装置，包括：
将多个绕组组分别包含多相绕组而构成的电枢绕组卷绕于电枢铁心的多重绕组电动机；
对所述多个绕组组施加电压的电压施加单元；以及
计算对所述多个绕组组的电压指令并基于所述电压指令来控制所述电压施加单元的控制单元，
所述控制单元控制所述电压施加单元，使得因所述多重绕组电动机旋转而在所述多个绕组组中产生的感应电压具有梯形状的波形，且所述多个绕组组间的所述电压的相位差为降低由所述感应电压产生的转矩脉动的值，
所述电动机驱动装置的特征在于，
所述多重绕组电动机在励磁极铁心的表面具有固定有多个永磁体的励磁极，在设所述永磁体的中央部分的厚度为h1、端部的厚度为h2时，
h2/h1为0.65～1.0，
在设谐波分量1周期为360°的情况下，具有所述感应电压的基本波分量的5倍频率分量的5次谐波分量相对于所述感应电压的基本波分量具有150°～210°的相位差，所述5次谐波分量的振幅相对于所述感应电压的基本波分量的振幅的比例为2～12％。
2.如权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述励磁极在所述永磁体间具有突起部，该突起部相比所述永磁体的固定面而在从所述励磁极铁心的中心朝着所述电枢铁心的方向上突出。
3.一种电动机驱动装置，包括：
将多个绕组组分别包含多相绕组而构成的电枢绕组卷绕于电枢铁心的多重绕组电动机；
对所述多个绕组组施加电压的电压施加单元；以及
计算对所述多个绕组组的电压指令并基于所述电压指令来控制所述电压施加单元的控制单元，
所述控制单元控制所述电压施加单元，使得因所述多重绕组电动机旋转而在所述多个绕组组中产生的感应电压具有梯形状的波形，且所述多个绕组组间的所述电压的相位差为降低由所述感应电压产生的转矩脉动的值，
所述电动机驱动装置的特征在于，
所述多重绕组电动机在励磁极铁心的表面具有固定有多个永磁体的励磁极，在设所述永磁体的中央部分的厚度为h1、端部的厚度为h2时，
h2/h1为0.65～1.0，
在设谐波分量1周期为360°的情况下，具有所述感应电压的基本波分量的5倍频率分量的5次谐波分量及具有所述感应电压的基本波分量的7倍频率分量的7次谐波分量相对于所述感应电压的基本波分量具有120°～240°的相位差，所述5次谐波分量及所述7次谐波分量的振幅之和相对于所述感应电压的基本波分量的振幅的比例为2～36％。
4.如权利要求3所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述励磁极在所述永磁体间具有突起部，该突起部相比所述永磁体的固定面而在从所述励磁极铁心的中心朝着所述电枢铁心的方向上突出。
5.一种电动机驱动装置，包括：
将多个绕组组分别包含多相绕组而构成的电枢绕组卷绕于电枢铁心的多重绕组电动机；
对所述多个绕组组施加电压的电压施加单元；以及
计算对所述多个绕组组的电压指令并基于所述电压指令来控制所述电压施加单元的控制单元，
所述控制单元控制所述电压施加单元，使得因所述多重绕组电动机旋转而在所述多个绕组组中产生的感应电压具有梯形状的波形，且所述多个绕组组间的所述电压的相位差为降低由所述感应电压产生的转矩脉动的值，
所述电动机驱动装置的特征在于，
所述多重绕组电动机在励磁极铁心的表面具有励磁极，所述励磁极具有作为第1励磁极的永磁体部、和作为极性与所述第1励磁极相反的第2励磁极的凸极部，
将所述第1励磁极和所述第2励磁极分别等间隔地配置在所述励磁极铁心的周向上，在设磁极的N极和S极的对所占的所述励磁极铁心的周向的角度为电气角360°时，设所述绕组的线圈间距为180°，
在设谐波分量1周期为360°的情况下，具有所述感应电压的基本波分量的5倍频率分量的5次谐波分量相对于所述感应电压的基本波分量具有150°～210°的相位差，所述5次谐波分量的振幅相对于所述感应电压的基本波分量的振幅的比例为2～12％。
6.一种电动机驱动装置，包括：
将多个绕组组分别包含多相绕组而构成的电枢绕组卷绕于电枢铁心的多重绕组电动机；
对所述多个绕组组施加电压的电压施加单元；以及
计算对所述多个绕组组的电压指令并基于所述电压指令来控制所述电压施加单元的控制单元，
所述控制单元控制所述电压施加单元，使得因所述多重绕组电动机旋转而在所述多个绕组组中产生的感应电压具有梯形状的波形，且所述多个绕组组间的所述电压的相位差为降低由所述感应电压产生的转矩脉动的值，
所述电动机驱动装置的特征在于，
所述多重绕组电动机在励磁极铁心的表面具有励磁极，所述励磁极具有作为第1励磁极的永磁体部、和作为极性与所述第1励磁极相反的第2励磁极的凸极部，
将所述第1励磁极和所述第2励磁极分别等间隔地配置在所述励磁极铁心的周向上，在设磁极的N极和S极的对所占的所述励磁极铁心的周向的角度为电气角360°时，设所述绕组的线圈间距为180°，
在设谐波分量1周期为360°的情况下，具有所述感应电压的基本波分量的5倍频率分量的5次谐波分量及具有所述感应电压的基本波分量的7倍频率分量的7次谐波分量相对于所述感应电压的基本波分量具有120°～240°的相位差，所述5次谐波分量及7次谐波分量的振幅之和相对于所述感应电压的基本波的振幅的比例为2～36％。
7.一种电动机驱动装置，包括：
将多个绕组组分别包含多相绕组而构成的电枢绕组卷绕于电枢铁心的多重绕组电动机；
对所述多个绕组组施加电压的电压施加单元；以及
计算对所述多个绕组组的电压指令并基于所述电压指令来控制所述电压施加单元的控制单元，
所述控制单元控制所述电压施加单元，使得因所述多重绕组电动机旋转而在所述多个绕组组中产生的感应电压具有梯形状的波形，且所述多个绕组组间的所述电压的相位差为降低由所述感应电压产生的转矩脉动的值，
所述电动机驱动装置的特征在于，
所述多重绕组电动机在励磁极铁心的表面具有固定有多个永磁体的励磁极，所述励磁极中，所述多个永磁体***到设置于所述励磁极铁心内部的磁体孔而固定，在设从所述励磁极铁心的中心到所述励磁极铁心的最远点的距离为Rc时，所述励磁极铁心的外周部具有半径为Rm的圆弧状，
Rm/Rc为0.5～1.0，
在设谐波分量1周期为360°的情况下，具有所述感应电压的基本波分量的5倍频率分量的5次谐波分量相对于所述感应电压的基本波分量具有150°～210°的相位差，所述5次谐波分量的振幅相对于所述感应电压的基本波分量的振幅的比例为2～12％。
8.一种电动机驱动装置，包括：
将多个绕组组分别包含多相绕组而构成的电枢绕组卷绕于电枢铁心的多重绕组电动机；
对所述多个绕组组施加电压的电压施加单元；以及
计算对所述多个绕组组的电压指令并基于所述电压指令来控制所述电压施加单元的控制单元，
所述控制单元控制所述电压施加单元，使得因所述多重绕组电动机旋转而在所述多个绕组组中产生的感应电压具有梯形状的波形，且所述多个绕组组间的所述电压的相位差为降低由所述感应电压产生的转矩脉动的值，
所述电动机驱动装置的特征在于，
所述多重绕组电动机在励磁极铁心的表面具有固定有多个永磁体的励磁极，所述励磁极中，所述多个永磁体***到设置于所述励磁极铁心内部的磁体孔而固定，在设从所述励磁极铁心的中心到所述励磁极铁心的最远点的距离为Rc时，所述励磁极铁心的外周部在大半区域基本沿着半径为Rm的圆弧状，
Rm/Rc为0.5～1.0，
在设谐波分量1周期为360°的情况下，具有所述感应电压的基本波分量的5倍频率分量的5次谐波分量及具有所述感应电压的基本波分量的7倍频率分量的7次谐波分量相对于所述感应电压的基本波具有120°～240°的相位差，所述5次谐波分量及7次谐波分量的振幅之和相对于所述感应电压的基本波的振幅的比例为2～36％。
9.如权利要求1至8中任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述多个绕组组间的所述电压的相位差为60度除以所述绕组组的组数的去除1的约数后得到的值。
10.如权利要求9所述的电动机驱动装置，其特征在于，
在所述绕组组为4组的情况下，所述多个绕组组间的所述电压的相位差为每隔15度的相位差，或为每2组30度的相位差。
11.如权利要求1至8中任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制单元具有基于所希望的转矩来计算对流过所述电枢绕组的电流的值进行指令的电流指令，并基于所述电流指令来计算所述电压指令的控制循环，设所述控制循环中的控制响应的频带小于1200Hz。
12.如权利要求1至8中任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述相位差为降低由所述感应电压产生的转矩脉动、和由所述电压指令所施加的梯形状的波形的电压或电流产生的转矩脉动的值。
13.如权利要求12所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述梯形状的波形的所述电压指令或所述电流通过将5次谐波分量及7次谐波分量中的至少一方与正弦波状的基本波分量重叠而生成。
14.如权利要求13所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制单元在旋转坐标上计算所述电压指令，所述电压指令通过将6次谐波分量与所述正弦波状的基本波分量重叠而生成。
15.如权利要求13所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制单元基于旋转坐标上的电流指令来计算所述电压指令，所述电流指令通过将6次谐波分量与所述正弦波状的基本波分量重叠而生成。
16.如权利要求1至8中任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制单元以350μs以下的周期对流过所述电枢绕组的电流进行检测。
17.如权利要求16所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制单元以140μs以下的周期对流过所述电枢绕组的电流进行检测。
18.如权利要求1至8中任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述电压施加单元基于所述电压指令和载波来对所述电枢绕组施加电压，将所述载波的频率设定为4200Hz以上。
19.如权利要求1至8中任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述电压施加单元基于所述电压指令和载波来对所述电枢绕组施加电压，将所述载波的频率设定为8400Hz以上。
20.如权利要求13所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述电压指令的分辨率为能将所述5次谐波分量或7次谐波分量的振幅分割为40以上400以下的值。
21.如权利要求13所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述电压指令的分辨率为能将所述5次谐波分量与7次谐波分量的振幅和分割为80以上800以下的值。
22.如权利要求13所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述电压指令的分辨率为能将所述基本波分量的输出范围分割为530以上5300以下的值。
23.如权利要求1至8中任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述电压施加单元具有在与所述多个绕组组对应的多个***中的任一***产生了故障的情况下，确定产生了故障的所述***的故障检测单元，
对于所述故障检测单元确定的产生了故障的所述***，停止输出，对于未故障的正常的所述***，继续输出。
24.一种电动助力转向装置，其特征在于，
利用权利要求1至23中任一项所述的电动机驱动装置来产生辅助转矩。
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