JPWO2014125568A1 - モータ駆動装置 - Google Patents
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 204
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 20
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 15
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 9
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 abstract description 66
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 48
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 21
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 19
- 238000000034 method Methods 0.000 description 10
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 9
- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 3
- 239000000853 adhesive Substances 0.000 description 2
- 230000001070 adhesive effect Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 2
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000011218 segmentation Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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- H02K1/27—Rotor cores with permanent magnets
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- H02K1/06—Details of the magnetic circuit characterised by the shape, form or construction
- H02K1/22—Rotating parts of the magnetic circuit
- H02K1/27—Rotor cores with permanent magnets
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- H02K1/272—Inner rotors the magnetisation axis of the magnets being perpendicular to the rotor axis
- H02K1/274—Inner rotors the magnetisation axis of the magnets being perpendicular to the rotor axis the rotor consisting of two or more circumferentially positioned magnets
- H02K1/2753—Inner rotors the magnetisation axis of the magnets being perpendicular to the rotor axis the rotor consisting of two or more circumferentially positioned magnets the rotor consisting of magnets or groups of magnets arranged with alternating polarity
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- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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- H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
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- H02P25/022—Synchronous motors
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Abstract
Description
特許文献1では、各相の誘起電圧を奇数次高調波が重畳した台形波に調整することにより、トルクの向上を図る手法が提案されている。
同文献では、誘起電圧調整手段により、基本波である正弦波形状の誘起電圧に3次高調波を重畳し、各相の誘起電圧を、台形状の波形に調整している。
これにより、ロータ回転角度に対する各相の誘起電圧の特性曲線と横軸(回転角度)とで囲まれる部分の形状が、基本波のみの特性曲線の場合より平坦で拡がった形状となるため、モータ発生トルクが増加する、とされている。
特許文献2には、モータの誘起電圧を3次高調波を含む形状とすることにより、振動、騒音を低減しながらも、正弦波の場合に比べてモータの出力向上が図れるとある。
特許文献2では誘起電圧波形として少なくとも3次高調波を含む台形波形状を用いているが、3次高調波の誘起電圧は循環電流発生の原因となるほか、一般的にモータの誘起電圧に基本波に対して3次高調波のみを含むのは困難であり、その他の高調波成分が発生した場合に発生するトルク脈動については何ら対策されていない。
複数の巻線組ごとに複数相の巻線を含む電機子巻線を電機子鉄心に巻回した多重巻線モータと、
前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段と、
前記複数の巻線組に対する電圧指令を演算し、前記電圧指令に基づいて前記電圧制御手段を制御する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記多重巻線モータが回転することによって前記複数の巻線組に発生する誘起電圧が、台形状の波形を有し、かつ、前記複数の巻線組間における前記電圧の位相差が、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する値となるように前記電圧印加手段を制御するものである。
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1に係るブラシレスモータの構成を示す断面図であり、図2は、この発明の実施の形態1に係るモータ駆動装置を示すブロック図である。
また、ブラシレスモータ301の電機子巻線は、電気的に接続されていない2つの3相巻線群を形成する、第1巻線組311、第2巻線組312を有し、電機子巻線の巻線組間は電気的に接続されておらず、さらに本実施の形態のブラシレスモータ301においては、第1巻線組311に対して第2巻線組312は界磁極のN極とS極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角360°としたとき、30°の位相差を有している。
また、界磁極のN極とS極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角360°としたとき、巻線のコイルピッチを180°とした全節巻となっている。
すなわち、電圧印加器321,322によって、2つの巻線組311,312の線間u1―v1、v1―w1、w1―u1、u2―v2、v2―w2、w2―u2に交流電圧(モータ印加電圧)が印加されてブラシレスモータ301が駆動される。
ただし、図のu1、u2、v1、v2、w1、w2は各相のコイルを示し、(+)、(−)は巻回方向を示している。
また、これらの電機子コイルは図4に示されるようにそれぞれの巻線組でΔもしくはY結線で3相接続される。
ただし前述したように第1巻線組311(u1、v1、w1)、と第2巻線組312(u2、v2、w2)は電気的に接続されていない。
電圧振幅指令演算器315は、ブラシレスモータ301の所望の速度ω*に基づいて、ここではω*に比例するように制限前の電圧振幅指令V*を演算する。
なおV*は線間電圧振幅に相当する。
積分器316は速度指令ω*を積分して、電圧指令の位相θ1を出力する。
三相電圧指令演算器317は、第1巻線組に関して、V*と位相θ1に基づいて、次式で三相電圧指令v1u*、v1v*、 v1w*を出力する。
三相電圧指令演算器318は、第2巻線組に関しては、制限後の電圧振幅指令V*と電圧指令の位相θ2に基づいて、同様の処理を行う。
なお、θ1とθ2は電気角で30°の位相差を有している。
このブラシレスモータ301は界磁極鉄心313の表面に磁石貼り付け面を有し、磁石貼り付け面には永久磁石314が接着剤などを用いて貼り付けられており、永久磁石314の中心の厚みがh1、永久磁石314の端部の厚みがh2となるように設定されている。
上式において、誘起電圧Eは、基本波成分とkを1以上の整数として基本波成分の2k+1次倍の周波数成分を持つ2k+1次高調波成分との和で表される。
また、E1P、E (2k+1)Pは各次数波形のピークを示し、θ(2k+1)eはそれぞれ基本波成分と2k+1次高調波成分との位相差を示している。
ここで、電圧印加器321,322の相間の耐圧の最大値は電圧印加器321,322に使用されるスイッチング素子や回路素子などによって上限が決まっており、耐圧を超えると電圧印加器の故障を招く可能性があるため、誘起電圧ピークEPは前記上限電圧を考慮すると小さいことが望ましい。
ただし、ωをブラシレスモータ301の角速度とする。
上式のように、ブラシレスモータ301のトルクは誘起電圧Eの基本波成分に比例するため、誘起電圧ピークEpを抑えながらもトルクの値を向上するには、誘起電圧ピークEPに対する基本波ピークE1Pの比率、E1P/EPを向上させることが必要となる。
このような誘起電圧Eは下記の式のように表される。
θ5eを180°としてE5P/E1Pを0〜15%に設定した電圧が誘起されるとき、誘起電圧ピークEPに対する基本波ピークE1Pの割合を図7に示す。
この図から、E5P/E1Pを2〜12%としたときE1P/EPが1.02以上となり、約6%としたときE1P/EPが最大となることがわかる。
この図から、θ5eを150°〜210°としたときE1P/EPが1.02以上となり、θ5eを180°としたとき、E1P/EP が最大となることがわかる。
ただし、本検討では他の高調波成分の和EotherがE1P、E5P にくらべて十分小さいと仮定している。
このような値となるようなh2/h1の比率について図9から考えると、h2/h1をほぼ0.7としたとき、E5P/E1Pが約6%、θ5eが約180度となり、E1P/EPが最大となることがわかる。
以上より、E1P/EPを向上するには、図5のブラシレスモータ301について、h2/h1をほぼ0.7と設定するのが望ましいといえる。
ここで、E1P、E5P、E7Pは各次数波形のピーク、θ5eは5次高調波成分と基本波との位相差、θ7eは7次高調波成分と基本波との位相差である。
θ5e、およびθ7eを180°として、(E5P+E7P)/E1Pを0〜40%の範囲で変化させた場合の、誘起電圧ピークEPに対する誘起電圧Eの基本波ピークE1Pの割合を図10に示す。
図10より、(E5P+E7P)/E1Pを2%〜36%とした場合に、E1P/EPが1.02以上となり、約18%としたときE1P/EPが最大となることがわかる。
この図から、θ5を120°〜240°としたときE1P/EPが1.02以上となり、θ5eを180°としたとき、E1P/EPが最大となることがわかる。
本検討では他の奇数次高調波成分の和EotherがE1P、E5P、E7Pにくらべて十分小さいと仮定している。
このような値になるようにh1、h2を設定した場合についても上記と同様の効果を得ることが可能となる。
印加される次数の例としては、3次や9次、11次、13次高調波などがある。
ただし、誘起電圧Eにkを1以上の整数として3(2k−1)次高調波成分を含む場合、3相Δ結線としたときに循環電流が発生するといった問題があるため、Y結線とすることが望ましい。
界磁極のN極とS極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角360°としたとき、電機子巻線のコイルピッチを180°として全節巻であるので、下記偶数次項、
従って、上記の場合と同様の議論が成り立つ。
また、偶数次誘起電圧Eに起因するトルク脈動、コギングを低減することが可能となる。
しかしながら、ティースに巻線を集中的に巻回する集中巻や、コイルピッチを180°以外の値に設定した場合も上記と同様の効果が得られる。
ただし、同図の単位トルクを発生させるために必要な磁石量はh2/h1が1.0のときの値で正規化している。
同図から、h2/h1をおよそ1.0とした場合に単位トルクあたりの磁石量が最小となることがわかる。
この理由としては、磁石の厚みh1がh2と等しくなると、電機子鉄心310と界磁極鉄心313の距離が相対的に近くなり、永久磁石314が配置されている部分の磁気抵抗が低下するため、誘起電圧Eが増加してモータトルクが向上するためである。
従って、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減するためには、h2/h1をほぼ1.0と設定するのが望ましいといえる。
ただし、同図のコギングトルクはh2/h1が1.0のときの値で正規化している。
同図から分かるように、h2/h1をほぼ0.65とすればコギングトルクが最小となっていることがわかる。
従って、ブラシレスモータ301に発生するコギングトルクを低減するにはh2/h1をほぼ0.65に設定するのが望ましいといえる。
ただし、同図のトルク脈動成分はh2/h1が1.0のときの値で正規化している。
従って、mを1以上の整数として6(2m−1)±1次の誘起電圧の高調波成分に起因する6(2m−1)次のトルク脈動は各巻線組で180度の位相差となり、トルク脈動をキャンセルすることができる。
同図では、第1巻線組311および第2巻線組312にそれぞれ印加される電流、電圧によって発生する各巻線組のトルク脈動を示しており、第1巻線組311および第2巻線組312のトルク脈動の位相が反転しており、ほぼ180°となっていることがわかる。
同図から分かるように、h2/h1をほぼ0.8とすればトルク脈動成分が最小となることがわかる。
従って、ブラシレスモータ301に発生するmを1以上の整数として6(2m−1)次を除くトルク脈動成分を低減するにはh2/h1をほぼ0.8に設定するのが望ましいといえる。
ただし、界磁極がインダクタンスの突極性を有するためリラクタンストルクが発生する点が異なる。
h2/h1を変えたときのリラクタンストルクを図18に示す。
ただし、同図のリラクタンストルクはh2/h1が1.0のときの値で正規化している。
同図から、h2/h1を1.0とした場合にリラクタンストルクが最大となることがわかる。
モータのトルクは永久磁石によって発生するマグネットトルクと永久磁石によらず発生するリラクタンストルクの和で表されるため、リラクタンストルクが向上すると単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減することが可能となる。
ただし、前記のように、それぞれの効果が顕著に現れるh2/h1の値はそれぞれの効果で異なる。
そこで、ブラシレスモータ301の性能を向上するには、望ましくは、h2/h1の値を前記複数の効果を得るように設定すれば、より効果的であることは言うまでもない。
一例としては、h2/h1を0.65〜1.0や0.65〜0.8,0.65〜0.7,0.7〜0.1,0.7〜0.8,0.8〜1.0などに設定すれば、上記複数の効果を両立することができる。
例えば4組の場合に15度ごと、もしくは2組ごとに30度の位相差、つまり4つの巻線組の位相を0、0、30、30度としてもよい。
実施の形態2に係わるモータ駆動装置のブラシレスモータの断面図を図19に示す。
また界磁極の1極分の拡大図を図20に示す。
界磁極鉄心313の内部に永久磁石314を挿入する磁石穴313cを有しており、複数個の永久磁石314が磁石穴に挿入されて固定された界磁極を有しており、ブラシレスモータ301は界磁極鉄心313の中心から界磁極鉄心313の最遠点の距離をRcとしたとき、界磁極鉄心313の外周部は大半の領域でほぼ半径Rmの円弧状に沿っている。
また、その他の構成は実施の形態1と同様である。
ここで、本実施の形態において、界磁極の外径比であるロータ外径Rm/Rcと、誘起電圧の基本波成分に対する5次高調波成分の位相差及び5次高調波印加率との関係は、図21のように示される。
以上より、図20のブラシレスモータについて、Rm/Rcをほぼ0.7と設定すると、E1P/EPが向上できることがわかる。
印加される次数の例としては、3次や9次、11次、13次高調波などがある。
ただし、誘起電圧にkを1以上の整数として3(2k−1)次高調波成分を含む場合、3相Δ結線としたときに循環電流が発生するといった問題があるため、Y結線とすることが望ましい。
従って、前記の場合と同様の議論が成り立つ。
しかしながら、ティースに巻線を集中的に巻回する集中巻や、コイルピッチを180°以外の値に設定した場合も上記と同様の効果が得られる。
ただし、同図の単位トルクを発生させるために必要な磁石量はRm/Rcが1.0のときの値で正規化している。
同図から、Rm/Rcを1.0とした場合に単位トルクあたりの磁石量が最小となることがわかる。
この理由としては、半径RmがRcと等しくなると、電機子鉄心310と界磁極鉄心313の距離が相対的に近くなり、エアギャップの磁気抵抗が低下し、誘起電圧Eが増加してモータトルクが向上するためである。
従って、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減するためには、Rm/Rcをほぼ1.0に設定するのが望ましいといえる。
ただし、同図のコギングはRm/Rcが1.0のときの値で正規化している。
同図から分かるように、Rm/Rcを0.5とすればコギングトルクがほぼ最小となることがわかる。
従って、ブラシレスモータに発生するコギングトルクを低減するにはRm/Rcを0.5に設定するのが望ましいといえる。
ただし、同図のトルク脈動成分はRm/Rcが1.0のときの値で正規化している。
従って、mを1以上の整数として6(2m−1)±1次の誘起電圧の高調波成分に起因する6(2m−1)次のトルク脈動は各巻線組で180度の位相差となり、トルク脈動をキャンセルすることができる。
同図では、第1巻線組および第2巻線組にそれぞれ印加される電流、電圧によって発生する各巻線組のトルク脈動を示しており、第1巻線組および第2巻線組のトルク脈動の位相が反転しており、ほぼ180°となっていることがわかる。
同図から分かるように、Rm/Rcを0.5とすればトルク脈動成分が最小となることがわかる。
従って、ブラシレスモータに発生するmを1以上の整数として6(2m−1)次を除くトルク脈動成分を低減するにはRm/Rcをほぼ0.5に設定するのが望ましいといえる。
ただし、同図のリラクタンストルクはRm/Rcが1.0のときの値で正規化している。
同図から、Rm/Rcを1.0とした場合にリラクタンストルクがほぼ最大となることがわかる。
従って、リラクタンストルクを向上するためには、Rm/Rcを1.0に設定するのが望ましいといえる。
モータのトルクは永久磁石によって発生するマグネットトルクと永久磁石によらず発生するリラクタンストルクの和で表されるため、リラクタンストルクが向上すると単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減することが可能となる。
ただし、同図のインダクタンスLdはRm/Rcが1.0のときの値で正規化している。
同図から、Rm/Rcが1.0とした場合にインダクタンスのd軸成分が最大となることがわかる。
従ってブラシレスモータの無負荷駆動時の最大回転数や高回転時の出力向上のためには、インダクタンスは大きいことが望ましい。
従って、インダクタンスLdを向上するためには、Rm/Rcを1.0に設定するのが望ましいといえる。
ただし、前記のように、それぞれの効果が顕著に現れるRm/Rcの値はそれぞれの効果で異なる。
一例としては、Rm/Rcを0.5〜1.0や0.5〜0.7や0.7〜1.0などに設定すれば、上記複数の効果を両立することができる。
また本実施の形態では、多重巻線モータの巻線組数と位相差について、2組で30度の場合について説明したが、その関係は、位相差が巻線組の組数の1を除いた約数で60度を除した値であればよい。
例えば4組の場合に15度ごと、もしくは2組ごとに30度の位相差、つまり4つの巻線組の位相を0、0、30、30度としてもよい。
この発明の実施の形態3の構成を図28に示す。
多重巻線モータであるブラシレスモータ301は、固定子に2組の三相巻線を備え、第1巻線組311に対して第2巻線組312は30度の位相差を持つ。
例えば、実施の形態1または2に記載のように、誘起電圧に高調波成分を含むモータを用いる。
ブラシレスモータ301に電圧印加手段302が接続されている。
制御手段303は、電圧印加手段302へ電圧指令を出力する。
また、線間電圧振幅の最大値は、Vllmaxに制限されている。
以下では、第1巻線組311と、それに接続された電圧印加器321、および、制御手段303において第1巻線組311から電流検出を介して電圧印加器321までの経路の制御部分を第1系統と呼び、同様に、第2巻線組312、電圧印加器322に関する部分を第2系統と呼ぶ。
電流指令演算器331は、ブラシレスモータ301の所望のトルクτ*に基づいて、磁極位置検出器306で検出された磁極位置θreに同期した回転座標上のD軸電流指令id*とQ軸電流指令iq*を演算する。
三相・二相変換器332は、第1巻線組311に関して、モータ電流i1u、i1v、i1wを静止二軸座標上の電流値i1α、i1βに変換する。
三相・二相変換器333は、第2巻線組312に関して、同様の処理を行う。
ここで、静止二軸座標上の値α、βは三相座標上の値U、V、Wを次式で変換する。
座標変換器A335は、第2巻線組312に関して、同様の処理を行う。
ここで、回転座標上の値D、Qは静止二軸座標上の値α、βを磁極位置θreを用いて次式で変換する。
電流制御器A337は、第2巻線組312に関して、同様の処理を行う。
座標変換器B339は、第2巻線組312に関して、同様の処理を行う。
ニ相・三相変換器341は、第2巻線組に関して、同様の処理を行う。
ただし、このとき、座標変換器A335とニ相・三相変換器341に用いるモータの磁極位置θreは、モータ巻線の30度位相差に対応して、θre−30°を代入して位相差を与える。
三次高調波重畳器344は、二相・三相変換器340の出力V1u*’、V1v*’、V1w*’に三次の高調波を重畳しV1u*、V1v*、V1w*を出力するものである。
電圧指令(V1u*’、V1v*’、V1w*’)に対して三次の高調波を重畳する方式は公知(例えば「ACサーボの理論と設計の実際」松本他著、総合電子出版社の3章p.44〜47)であり、三次高調波重畳器344においても公知の方式を用いればよい。
三次高調波重畳器345は、三次高調波重畳器344と同様に、二相・三相変換器341の出力V2u*’、V2v*’、V2w*’に三次の高調波を重畳し、V2u*、V2v*、V2w*を出力するものである。
通常のモータでは、回転次数で言うと6次(6fとも言う)のトルクリップルが特に大きく、これを十分に抑制するよう制御応答の帯域を上げる必要がある。
このような通常のモータにおいては、例えば、回転数3000rpmまで対応しようとすると、4極対のモータの場合、6fトルクリップルの周波数は、3000/60×4×6=1200Hzとなる。
トルクリップルを十分抑制して、電流指令から実際の電流値およびトルクまでの応答が追従可能にするには、制御応答の帯域を1200Hz以上にすることが望ましいということになる。
したがって、電流制御の帯域は1200Hz以上にまで上げる必要はなく、1200Hz未満に設定すればよい。
これによって、通常の設計よりも、制御応答の周波数帯域を下げられるので、電流制御器の演算速度を遅くすることができ、CPUを安価にすることができる。
したがって、制御ループにおける制御応答の帯域は、200Hz以上、1200Hz未満にすれば、基本波を正確に実現し、トルク指令にて要求するトルクを正確に得ることができ、かつ、トルクリップルを抑制しながら、演算速度を遅くしてCPUを安価にできる。
上述の実施の形態3では、図28のように構成したが、本実施の形態4では、図29のように構成する。
図28との相違点は、D軸電圧指令v1d*、v2d*、Q軸電圧指令v1q*、v2q*および、モータの磁極位置θreに基いて、高調波電圧v1uh*、v1vh*、v1wh*、v2uh*、v2vh*、v2wh*を演算する高調波演算器A342、343を備え、演算した高調波電圧を、高調波重畳前の三相電圧指令v1u*’’、v1v*’’、v1w*’’、v2u*’’、v2v*’’、v2w*’’に加算して、高調波重畳後の三相電圧指令v1u*、v1v*、 v1w*、v2u*、 v2v*、v2w*を得る点である。
高調波演算器A342、343は、高調波重畳前の三相電圧指令の線間電圧の基本波成分に対して位相が180度の5次と7次高調波電圧を演算する。
高調波演算器A342は、第1巻線組311に関して、回転座標上の電圧指令の振幅V1dqを次式で演算する。
なおV1dqは線間電圧実効値に相当する。
ただし、K5、K7はそれぞれ5次、7次高調波電圧振幅の基本波成分に対する比である。
また、K5は例えば、6.2%、K7は0.8%とする。
高調波演算器A343は、第2巻線組に関して、同様の処理を行う。
高調波重畳前の三相電圧指令に5次と7次高調波電圧を加算した後、三次高調波重畳器344、345は、実施の形態3の三次高調波重畳器344,345と同様の処理を行い、高調波重畳後の三相電圧指令v1u*、v1v*、 v1w*、v2u*、 v2v*、v2w*を得る。
これは、巻線組間で位相差が30度あるため、これに対応して、制御で用いる磁極位置θreに30度位相差があるからである。
この式を、式17のθv1phに代入すると、5次の場合5倍されて、位相は、
のように、第1巻線組311に対する高調波に対して150度だけ位相がずれていることが分かる。
7次高調波の場合も同様に考えると、7×30=210度だけ位相がずれることが分かる。すなわち、第1巻線組311に対する第1の系統と第2巻線組312に対する第2の系統の間で、5次高調波に対しては150度位相差を、7次高調波に対しては、210度位相差を付けることを特徴としている。
ただし基本波成分の線間電圧振幅が、電圧印加手段302の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxと等しい場合を、100%とする。
また比較のため、高調波重畳前の三相電圧指令も三次高調波重畳器で処理後の波形で示す。
これに対して高調波重畳後は、線間電圧振幅のピーク値が低減されてVllmaxを超えないため基本波成分105.6%を出力でき、印加電圧の実効値を向上でき、モータ出力が向上する。
本実施の形態の場合では、ブラシレスモータ301の2つの巻線組311,312は基本波成分に対して30度の位相差を持つので、6次のトルク脈動は2つの巻線組で180度の位相差となり、キャンセルすることができる。
これに対して、従来の矩形波や台形波の場合は、5次、7次に加えて、11次、13次、17次、19次、・・・の高調波を含んでおり、12次、18次、・・・のトルク脈動を発生するが、多重巻線モータの巻線組数が少ない場合はこれらのトルク脈動をキャンセルできない。
本実施の形態は、11、13次、17次、19次、・・・の高調波およびそれらに伴うトルク脈動を発生することなく、モータの出力を向上できる。
本実施の形態において、5次と7次高調波電圧の振幅和を変化させた場合に、線間電圧振幅がVllmaxを超えない条件において、基本波成分が100%から増加する様子を図31に示す。
また、5次高調波成分と7次高調波成分それぞれを重畳した量を、図32に示す。
5次と7次高調波電圧を重畳すると、同じ線間電圧振幅Vllmaxでも基本波成分を大きくできる。
ただし、5次、7次高調波電圧の位相は等しいとする。
位相は線間電圧の基本波成分に対して180度の場合が最も大きく基本波成分を増加できる。
また、位相が180±60度の範囲であれば基本波成分を大きくでき、180±30度(ほぼ180度)の範囲であれば、おおよそ最大時の半分の効果が期待できる。
このように、11、13次、17次、19次、・・・の高調波およびそれらに伴うトルク脈動を発生することなく台形状の波形を作成して基本波成分を増加させる、すなわちモータ出力を向上できる。
上述の実施の形態4では、図29のように構成したが、本実施の形態5では、図34のように構成する。
図29との相違点は、高調波演算器A342、343を廃止して、代りに、高調波演算器B601、602を備え、電流制御器A336、337が出力するD軸電圧指令v1d*、v2d*、Q軸電圧指令v1q*、v2q*と、モータの磁極位置θreに基いて、DQ軸高調波電圧v1dh*、 v1qh*、 v2dh*、v2qh*を演算し、DQ軸高調波電圧をD軸電圧指令v1d*、v2d*、 Q軸電圧指令v1q*、v2q*に加算して、高調波重畳後のD軸電圧指令v1d*’、v2d*’、Q軸電圧指令v1q*’、v2q*’を演算する点である。
上述した実施の形態4で示したUVW電圧上における高調波電圧の式17を式7及び式8の変換式を用いて、dq軸上の値に換算すると、次式のようになる。
また、式19におけるθv1phは、式12である。
これはθreに30度位相差があるからである。
式18を式19のθv1phに代入すると、6次の場合、6倍されて、位相は、
のように、第1巻線組311に対する高調波に対して180度だけ位相がずれていることが分かる。
すなわち、第1の系統と第2の系統の間で、dq軸上における6次高調波に対して、180度位相差を付けることを特徴としている。
本実施の形態の場合では、ブラシレスモータ301の2つの巻線組は基本波成分に対して30度の位相差を持つので、6次のトルク脈動は2つの巻線組で180度の位相差となり、キャンセルすることができる。
さらに、実施の形態4では、式17で、5次、7次の成分についてUVWの三相分の6項を演算する必要があったが、本実施の形態によれば、式19により、6次の成分をdq軸分の2項の演算で実現できるので、演算量が少なくできるという効果が得られる。
なお、本実施例では、dq軸上の6次高調波成分について述べたが、以上のことは任意の回転座標上で成立することは言うまでもない。
上述の実施の形態5では、図34のように構成したが、本実施の形態6では、図35の
ように構成する。
図34との相違点は、高調波演算器B601、602を廃止して、代りに、高調波演算器C431、432を備え、電流指令演算器331が出力するD軸電流指令id*’、Q軸電流指令iq*’と、モータの磁極位置θreに基いて、d軸高調波電流ildh*、q軸高調波電流ilqh*を演算し、dq軸高調波電流をd軸電流指令id*’、 q軸電流指令iq*’に加算して、高調波重畳後のd軸電流指令ild*、q軸電流指令ilq*を演算する点である。
高周波演算器C431、432は、高調波重畳前のd軸電流指令id*’とq軸電流指令iq*’に対して、その線電流の基本波成分に対して位相が180度となる5次高調波電流を回転座標上で演算する。
高周波演算器C431は、第1巻線組311に関して、回転座標上の電流指令の振幅I1dqを次式で演算する。
なおI1dqは線電流実効値の√3倍に相当する。
したがって、本実施の形態によれば、実施の形態5と同様な効果を得ることができる。
実施の形態7では、図35の電流検出手段305にてブラシレスモータ301を流れる電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wを検出し、制御手段303へ入力する周期について述べる。
ここで、dq座標軸上の6次高調波成分は、dq軸から3相座標上へ変換を施すと、5次高調波成分と7次高調波成分へ変換されることを考慮すると、dq軸上の電流(i1d,i1q、i2d、i2q)に6次の高周波電流が含まれるとき、ブラシレスモータ301を流れる電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wには、5次の高調波電流及び7次の高調波電流が含まれる。
そこで、本実施の形態では、制御手段303は電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wに含まれる7次高調波電流の周波数と比べ、電流検出周期によるナイキスト周波数が高くなるよう電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wの検出を行う。
f7=3000÷120×8×7=1400Hz・・・式25
そこで、本実施の形態では、7次高調波電流の周期約700μs(≒1/1400Hz)に対して、電流検出周期を350μs以下に設定する。
電流検出周期350μsに対するナイキスト周波数は約1430Hz(≒1/(2×350μs))であるため、電流検出周期350μs以下に対してナイキスト周波数は約1430Hz以上となり、7次高調波電流の周波数1400Hzを抽出できる。
さらに、電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wの検出を、7次高調波電流の周期(約700μs)に対して、1/5倍の周期(140μs)以下で実施しすることによって、更に検出精度を向上させることも可能である。
例えば、高周波電流指令を組む制御系において、高周波電流を高周波電流指令に追従させることができる。
さらに、高周波電流指令を組まない制御系においても以下の効果がある。
ブラシレスモータ301の誘起電圧に含まれる7次高調波成分は7次高調波電流の発生源である。
これに対し、制御手段303が7次高調波電流を検出できない場合は、7次高調波電流を所望の値に制御することは不可であるが、制御手段303が7次高調波電流を検出できることによって、7次高調波電流に基づいたフィードバック制御を実施できるようになる。その結果、7次高調波電流を所望の値に制御することも可能となる。
ただし、電流検出周期140μs超、もしくは350μs超とした場合においても、高周波電流指令を組む制御系を構成することにより、高調波電流指令に対する高調波電流の追従制度は劣るが、高周波電流が流れることによってモータ出力が向上する効果は継続する。
図36は、この発明の実施の形態8に係わるモータ駆動装置を示すブロック構成図である。
図28との相違点は、電圧指令、電流値から故障した系統を特定する故障検知手段700を備え、この故障検知手段700が特定した系統の電圧印加器に対し、電圧の印加を停止させる故障側出力停止指令を電圧印加器に与える点である。
故障検知手段700は、三相の電圧指令v1u*、v1v*、v1w*、v2u*、v2v*、v2w*と検出した電流値i1u、i1v、i1w、i2u、i2v、i2wから、故障した系統を特定する。
その特定方法は、従来から利用される方法でよく、例えば、v1u*が所定電圧以上かつ、i1uが所定電流以下の状態が所定時間以上継続した場合に、第1巻線組311に対する第1の系統のU相に故障が生じたと特定する。
同様に、v1v*が所定電圧以上かつ、i1vが所定電流以下の状態が所定時間以上継続した場合に、第1の系統のV相に故障が生じたと特定する。
W相も同様である。
第1巻線組311に対する第2の系統についても、同様に、例えば、v2u*が所定電圧以上かつ、i2uが所定電流以下の状態が所定時間以上継続した場合に、第2の系統のU相に故障が生じたと特定する。
V相、W相についても同様である。
その逆に、第2系統のU、V、W相のいずれかに故障が生じたと特定された場合は、故障側出力停止指令Sfには、第1系統の電圧印加器321は電圧印加を継続し、第2系統の電圧印加器322は電圧印加を停止する指令値が代入される。
故障検知手段700は、この故障側出力停止指令Sfを、電圧印加器321、322へ与え、電圧印加器321、322は、指令通りに、電圧印加を継続または停止する。
このように、2つある系統のうち、片側が故障した場合に、故障した系統の出力を停止し、故障が生じていない正常な系統の出力を継続するよう構成されている。
したがって、正常時の半分の出力で動作を継続しつつ、発生するトルク脈動によって、本モータ駆動装置を扱う作業者が異常に気付くことができるといった効果が得られる。
実施の形態9では、実施の形態3〜8における、電圧印加手段302の具体例ついて述べる。
図37に本実施の形態における電圧印加手段302の内部構成図を示す。
電圧印加手段302は、直流電圧源1001及び第1の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*に基づいてブラシレスモータ301に電圧を印加する電圧印加器321及び直流電圧源1001及び第2の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*に基づいてブラシレスモータ301に電圧を印加する電圧印加器322によって構成される。
第1の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*をオン・オフ信号発生部1002に入力する。オン・オフ信号発生部1002は第1の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*に基づいて、自己消弧型スイッチング素子とフリーホイールダイオードによって構成されるパワーデバイスUP1〜WN1における自己消弧型スイッチング素子のオン・オフ信号Gu1〜Gz1を作成する。
第1の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*はキャリア三角波C1と比較され、第1の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*がキャリアC1より大きい場合、それぞれGu1、Gv1、Gw1がオンし、Gx1、Gy1、Gz1がオフする。
一方、第1の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*がキャリアC1より小さい場合、それぞれGx1、Gy1、Gz1がオンし、Gu1、Gv1、Gw1がオフする。
パワーデバイスUP1〜WN1はオン・オフ信号Gu1〜Gz1に基づいて、直流電圧源1001から出力される直流電圧を第1の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*に応じたパルス幅を持つ交流電圧へ変換し、ブラシレスモータ301に印加する。
第2の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*をオン・オフ信号発生部1003に入力する。
オン・オフ信号発生部1003は第2の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*に基づいて、自己消弧型スイッチング素子とフリーホイールダイオードによって構成されるパワーデバイスUP2〜WN2における自己消弧型スイッチング素子のオン・オフ信号Gu2〜Gz2を作成する。
第2の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*はキャリア三角波C2と比較され、第2の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*がキャリアC2より大きい場合、それぞれGu2、Gv2、Gw2がオンし、Gx2、Gy2、Gz2がオフする。
一方、第2の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*がキャリアC2より小さい場合、それぞれGx2、Gy2、Gz2がオンし、Gu2、Gv2、Gw2がオフする。
パワーデバイスUP2〜WN2はオン・オフ信号Gu2〜Gz2に基づいて、第2の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*に応じたパルス幅を持つ電圧をブラシレスモータ301に印加する。
7次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*は振幅V7hで互いに120度位相差をもつ三相交流電圧である。
7次高調波電圧の演算を、キャリア搬送波の半周期毎に実施し、キャリア周波数fcを7次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*の周波数f7の3倍以上に設定する、もしくは、キャリア搬送波の周期Tcを7次高調波電圧の周期Ts7の1/3以下に設定する。
ブラシレスモータ301の極数を8、回転数を3000r/minとすると、電気角7次成分の周波数は式25より1400Hzとなるため、キャリア周波数を1400Hzの3倍である4200Hz以上に設定する。
また、7次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*の周波数f7に対し、キャリア周波数fcを6倍以上とすることによって、電圧印加手段302は7次高調波電圧の精度を更に向上させることが可能となる。
図40と図41と比較すると、図41は7次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*がより正弦波状の波形となっており、電圧印加手段302はより高精度な7次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*を出力できる。
ブラシレスモータ301の極数を8、回転数を3000r/minとすると、7次高調波電圧の周波数は式25より1400Hzとなる。
そこで、キャリア周波数を1400Hzの6倍以上である8400Hz以上に設定する。
ただし、縦軸は7次高調波電圧の振幅を100[%]としている。
(a)は、A(約12kHz)、B(約18kHz)に10%強のピークが生じている。
これらのピークは可聴周波数帯域(約20Hz〜約20kHz)内に生じているため、騒音の原因となる。
(b)は、C(約17kHz)、D(約23kHz)に10%強のピークが生じている。
C(約17kHz)のピークは可聴周波数帯域(約20Hz〜約20kHz)内に生じているため、騒音の原因となる。
(c)は、E(約22kHz)、F(約27kHz)に10%強のピークが生じている。
これらのピークは可聴周波数帯域(約20Hz〜約20kHz)外のため、騒音の原因とならない。(d)は、G(約27kHz)に10%強のピークが生じている。
このピークは可聴周波数帯域(約20Hz〜約20kHz)外のため、騒音の原因とならない。
よって、キャリア周波数が15kHz、20kHzでは、可聴周波数帯域に10%強のピークが生ずるため、そのピークが騒音発生源となりえるが、25kHz、30kHzは可聴周波数帯域にピークを生じないため、騒音発生源とはならない。
よって、キャリア周波数を25kHz、30kHzのどちらの場合に設定しても騒音が生じないのであれば30kHzの方がスイッチング損失が大きく、デッドタイムに起因する出力電圧誤差も大きいため、キャリア周波数は25kHzの方が好ましい。
よって、本実施の形態におけるキャリア周波数の上限値は25kHzとする。
実施の形態10では、実施の形態3〜8における制御手段303が出力する電圧指令の分解能について述べる。
制御手段303をマイコンやDSP(Digital Signal Processor)などのCPUにて実現する場合、制御手段303が出力する電圧指令の分解能によって、電圧印加手段302より印加される電圧に量子化に起因する誤差が生じる。
上段V5は所望の5次高調波成分、下段V5’は上段の5次高調波成分を振幅(p-p)に対し、分割数がその1/10となる分解能に設定した場合の波形であり、両者の差分が電圧分解能による誤差である。
図44より、V5’には5次高調波成分の他、15次、25次、35次などの高調波成分が含まれ、これら高調波電圧はブラシレスモータから発生する振動や騒音の原因となる。
図45より、分割数が大きいほど15次高調波成分が小さく、分割数が大よそ40以上となる電圧分解能にて15次高調波成分は0.5%未満となり十分低減されている。
さらに分割数が増大すると更に低減され、200〜400ではほぼ零となっており更に良い。しかし、分割数が400を超えた場合にはほぼ零で飽和状態である。
以上のことに加えて、分割数が増大する程、高価なCPUが必要となることを考慮すると、5次高調波成分に振幅に対して、分割数が40以上400以下となる電圧分解能に設定すれば良い。
上段V7が所望の7次高調波成分、下段V7’が上段の7次高調波成分を振幅(p-p)に対し、分割数がその1/10となる分解能に設定した場合の波形である。
図47より、V7’には7次高調波成分の他、21次、35次、49次などの高調波成分が含まれ、これら高調波電圧は多重巻線モータから発生する振動や騒音の原因となる。
図48より、分割数が大きいほど21次高調波成分が小さく、分割数が大よそ40以上となる電圧分解能にて21次高調波成分は0.5%未満となり十分低減されている。
さらに分割数が増大すると更に低減され、200〜400ではほぼ零となっており更に良い。しかし、分割数が400を超えた場合にはほぼ零で飽和状態である。
以上に加えて、分割数が増大する程、高価なCPUが必要となることを考慮すると、7次高調波成分に振幅に対して、分割数が40以上400以下となる電圧分解能に設定が良い。
分割数を40以上とするで、電圧分解能に起因して発生する15次高調波成分や21次高調波成分を低減させることが可能となる。
400を越える値に設定しても図45、図48より15次高調波成分や21次高調波成分の振幅は変動しないため、CPUのコストを考慮して400以下に設定する。
また、5次高調波成分と7次高調波成分を同時に出力する場合は、5次高調波成分と7次高調波成分の振幅和に対して、分割数が80以上800以下となる電圧分解能に設定すればよい。
図32より、横軸の5次と7次高調波振幅和は約15%に対し縦軸の基本波成分の増加がほぼ飽和しているため、振幅和の最大値を15%として計算すると、基本波成分の電圧出力範囲(100%、キャリア搬送波の谷から山の範囲に相当する電圧範囲)に対して分割数が530(≒80×100%/15%)以上5300(≒800×100%/15%)以下となるように設定すればよい。
図49は、実施の形態1〜10のモータ駆動装置によってアシストトルクを発生させるようにした電動パワーステアリング装置2000を示す図である。
運転手は、ハンドル2001を左右に回転させて前輪の操舵を行う。
トルク検出手段2002はステアリング系の操舵トルクを検出して検出トルクを制御手段303に出力する。
制御手段303はステアリング系の操舵トルクを補助するトルクをモータ301が発生するように電圧指令を演算し、電圧印加手段302に出力する。
電圧印加手段302は電圧指令に基づいてモータ301に電圧を印加し、モータ301はギア2003を介して操舵トルクを補助するトルクを発生する。
また電圧印加手段について、モータから印加される誘起電圧に対する耐圧を低くした設計を行うことができるので、電圧印加器を小型化、軽量化でき、電動パワーステアリング装置を小型化、軽量化できる。
また、モータ駆動装置の出力が向上し、かつ単位トルク当たりの磁石量を削減できるので、電動パワーステアリング装置を小型化、軽量化できたり、端当て操舵時などに必要な定格トルクを向上できる。
305 電流検出手段、306 磁極位置検出器、310 電機子鉄心、
311 第1巻線組、312 第2巻線組、313 界磁極鉄心、
313a 突極部、313b 突起部、313c 磁石穴、
313d 突極部、314 永久磁石、315 電圧振幅指令演算器、
316 積分器、317,318 三相電圧指令演算器、
321,322 電圧印加器、331 電流指令演算器、
332,333 三相・二相変換器、334,335 座標変換器A、
336,337 電流制御器A、338,339 座標変換器B、
340,341 二相・三相変換器、342,343 高調波演算器A、
601,602 高調波演算器B、431,432 高調波演算器C、
344,345 三次高調波重畳器、700 故障検知手段、
1001 直流電圧源、1002,1003 オン・オフ信号生成部、
2000 電動パワーステアリング装置
複数の巻線組ごとに複数相の巻線を含む電機子巻線を電機子鉄心に巻回した多重巻線モータと、
前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段と、
前記複数の巻線組に対する電圧指令を演算し、前記電圧指令に基づいて前記電圧印加手段を制御する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記多重巻線モータが回転することによって前記複数の巻線組に発生する誘起電圧が、台形状の波形を有し、かつ、前記複数の巻線組間における前記電圧の位相差が、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する値となるように前記電圧印加手段を制御するものである。
複数の巻線組ごとに複数相の巻線を含む電機子巻線を電機子鉄心に巻回した多重巻線モータと、
前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段と、
前記複数の巻線組に対する電圧指令を演算し、前記電圧指令に基づいて前記電圧印加手段を制御する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記多重巻線モータが回転することによって前記複数の巻線組に発生する誘起電圧が、台形状の波形を有し、かつ、前記複数の巻線組間における前記電圧の位相差が、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する値となるように前記電圧印加手段を制御するモータ駆動装置において、
前記多重巻線モータは、界磁極鉄心の表面に複数個の永久磁石が固定された界磁極を有しており、前記永久磁石の中央部分の厚さをh1、端部の厚さをh2としたとき、
h2/h1が0.65〜1.0であると共に、
前記誘起電圧の基本波成分に対する5次高調波成分は、高調波成分1周期を360°とした場合に、前記誘起電圧の基本波成分に対して150°〜210°の位相差を有し、前記誘起電圧の基本波の振幅に対する前記5次高調波成分の振幅の割合が2〜12%であるものである。
Claims (24)
- 複数の巻線組ごとに複数相の巻線を含む電機子巻線を電機子鉄心に巻回した多重巻線モータと、
前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段と、
前記複数の巻線組に対する電圧指令を演算し、前記電圧指令に基づいて前記電圧制御手段を制御する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記多重巻線モータが回転することによって前記複数の巻線組に発生する誘起電圧が、台形状の波形を有し、かつ、前記複数の巻線組間における前記電圧の位相差が、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する値となるように前記電圧印加手段を制御する
ことを特徴とするモータ駆動装置。 - 前記位相差は、前記巻線組の組数の1を除いた約数で60度を除した値である
ことを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動装置。 - 前記位相差は、前記巻線組が4組の場合に15度ごと、もしくは2組ごとに30度の位相差である
ことを特徴とする請求項2に記載のモータ駆動装置。 - 前記多重巻線モータは、界磁極鉄心の表面に複数個の永久磁石が固定された界磁極を有しており、前記永久磁石の中央部分の厚さをh1、端部の厚さをh2としたとき、
h2/h1が0.65〜1.0である
ことを特徴とする請求項1から3までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。 - 前記界磁極は、前記永久磁石間に、前記永久磁石の固定面よりも前記界磁極鉄心の中心から前記電機子鉄心に向かう方向に突出している突起部を有している
ことを特徴とする請求項4に記載のモータ駆動装置。 - 前記多重巻線モータは、界磁極鉄心の表面に複数個の永久磁石が固定された界磁極を有しており、前記界磁極は、前記複数個の永久磁石が前記界磁極鉄心の内部に設けられた磁石穴に挿入されて固定されており、前記界磁極鉄心の中心から前記界磁極鉄心の最遠点の距離をRcとしたとき、前記界磁極鉄心の外周部は大半の領域でほぼ半径Rmの円弧状に沿っており、
Rm/Rcが0.5〜1.0である
ことを特徴とする請求項1から3までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。 - 前記多重巻線モータは、界磁極鉄心の表面に界磁極を有しており、前記界磁極は、第1の界磁極となる永久磁石部と、前記第1の界磁極とは極性が逆の第2の界磁極となる突極部を有し、
前記第1の界磁極と前記第2の界磁極をそれぞれ前記界磁極鉄心の周方向に等間隔に配置し、磁極のN極とS極のペアの占める前記界磁極鉄心の周方向の角度を電気角360ーとしたとき、前記巻線のコイルピッチを180ーとした
ことを特徴とする請求項1から3までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。
- 前記誘起電圧は、その基本波成分に対して、前記誘起電圧の基本波成分の5倍の周波数成分を持つ5次高調波成分および前記誘起電圧の基本波成分の7倍の周波数成分を持つ7次高調波成分を含み、前記5次高調波成分及び7次高調波成分の少なくとも一方が、前記誘起電圧の基本波成分のピークを誘起電圧のピークよりも大きくする所定の位相差条件および振幅条件で重畳された波形を有する
ことを特徴とする請求項1から7までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。 - 前記5次高調波成分は、高調波成分1周期を360°とした場合に、前記誘起電圧の基本波成分に対して150°〜210°の位相差を有し、前記誘起電圧の基本波の振幅に対する前記5次高調波成分の振幅の割合が2〜12%である
ことを特徴とする請求項8に記載のモータ駆動装置。 - 前記5次高調波成分および7次高調波成分は、高調波成分1周期を360°とした場合に、前記誘起電圧の基本波に対して120°〜240°の位相差を有し、前記誘起電圧の基本波の振幅に対する前記5次高調波成分および7次高調波成分の振幅の和の割合が2〜36%である
ことを特徴とする請求項8に記載のモータ駆動装置。 - 前記制御手段は、所望のトルクに基づいて前記電機子巻線に流れる電流の値を指令する電流指令を演算すると共に、前記電流指令に基づき前記電圧指令を演算する制御ループを有し、前記制御ループにおける制御応答の帯域を1200Hz未満となるように設定した
ことを特徴とする請求項1から10までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。 - 前記位相差は、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルと、前記電圧指令により印加される台形状の波形の電圧または電流により生じるトルクリップルを低減する値である
ことを特徴とする請求項1から11までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。 - 前記台形状の波形の前記電圧指令または前記電流は、正弦波状の基本波成分に、5次高調波成分および7次高調波成分の少なくとも一方を重畳して生成される
ことを特徴とする請求項12に記載のモータ駆動装置。 - 前記制御手段は、回転座標上で前記電圧指令を演算し、前記電圧指令は前記正弦波状の基本波成分に6次高調波成分を重畳して生成される
ことを特徴とする請求項13に記載のモータ駆動装置。 - 前記制御手段は、回転座標上の電流指令に基づいて前記電圧指令を演算し、前記電流指令は前記正弦波状の基本波成分に6次高調波成分を重畳して生成される
ことを特徴とする請求項13に記載のモータ駆動装置。 - 前記制御手段は、前記電機子巻線に流れる電流の検出を350μs以下の周期で行うことを特徴とする請求項1から15までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。
- 前記制御手段は、前記電機子巻線に流れる電流の検出を140μs以下の周期で行うことを特徴とする請求項16に記載のモータ駆動装置。
- 前記電圧印加手段は、前記電圧指令と搬送波に基づいて前記電機子巻線に電圧を印加するものであって、前記搬送波の周波数を4200Hz以上に設定する
ことを特徴とする請求項1から17までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。 - 前記電圧印加手段は、前記電圧指令と搬送波に基づいて前記電機子巻線に電圧を印加するものであって、前記搬送波の周波数を8400Hz以上に設定する
ことを特徴とする請求項1から18までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。 - 前記電圧指令の分解能は、前記5次高調波成分または7次高調波成分の振幅を40以上400以下に分割可能な値である
ことを特徴とする請求項13から19までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。 - 前記電圧指令の分解能は、前記5次高調波成分と7次高調波成分の振幅和に対し、80以上800以下に分割可能な値である
ことを特徴とする請求項13から20までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。 - 前記電圧指令の分解能は、前記基本波成分の出力範囲に対し、530以上5300以下に分割可能な値である
ことを特徴とする請求項13から21までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。 - 前記電圧印加手段は、前記複数の巻線組に対応する複数の系統のうち、いずれかの系統に故障が生じた場合に、故障が生じた前記系統を特定する故障検知手段を備え、
前記故障検知手段が特定した故障した前記系統に対しては、出力を停止し、故障していない正常な前記系統に対しては、出力を継続する
ことを特徴とする請求項1から22までの何れか1項に記載のモータ駆動装置。 - 請求項1から23までの何れか1項に記載のモータ駆動装置によってアシストトルクを発生させるようにした
ことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
PCT/JP2013/053260 WO2014125568A1 (ja) | 2013-02-12 | 2013-02-12 | モータ駆動装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP5911636B2 JP5911636B2 (ja) | 2016-04-27 |
JPWO2014125568A1 true JPWO2014125568A1 (ja) | 2017-02-02 |
Family
ID=51353603
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015500020A Active JP5911636B2 (ja) | 2013-02-12 | 2013-02-12 | モータ駆動装置 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US9571017B2 (ja) |
EP (2) | EP2958228B1 (ja) |
JP (1) | JP5911636B2 (ja) |
CN (1) | CN104981973B (ja) |
WO (1) | WO2014125568A1 (ja) |
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- 2013-02-12 US US14/442,224 patent/US9571017B2/en active Active
- 2013-02-12 EP EP13874937.9A patent/EP2958228B1/en active Active
- 2013-02-12 WO PCT/JP2013/053260 patent/WO2014125568A1/ja active Application Filing
- 2013-02-12 EP EP17207644.0A patent/EP3337028B1/en active Active
- 2013-02-12 JP JP2015500020A patent/JP5911636B2/ja active Active
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EP2958228B1 (en) | 2021-03-24 |
US20160072416A1 (en) | 2016-03-10 |
CN104981973A (zh) | 2015-10-14 |
WO2014125568A1 (ja) | 2014-08-21 |
US9571017B2 (en) | 2017-02-14 |
EP3337028B1 (en) | 2021-01-20 |
JP5911636B2 (ja) | 2016-04-27 |
EP2958228A4 (en) | 2017-08-02 |
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