JP4629659B2 - １個の固定子と少なくとも１個の回転子を有する同期電機及び関連制御装置 - Google Patents

Description

本発明は回転電機の分野に関する。

本発明は、特に、それに限るものではないが、広範囲な速度範囲に亙り、実質的に定出力で運転することができる永久磁石同期機に関し、例えば、昇降機又は電気式牽引機に関する。

昇降に関連して、負荷が小さい場合に持上げ時間を減少するために、持ち上げる負荷に対して持上げ時間を整合させ、しかも更に重い物品を持ち上げることができることが有用である。

電気牽引に関連して、始動時、即ち車輌が起動しようとする時、電動機は低速で高トルクを伝達しなければならない。対照的に、水平経路上で、伝達される負荷はより小さく、そして、車輌は電動機からそれ以上の出力を必要とすることなくより早く走行することができる。

同期機は基底速度を云われる或る速度まで一定のトルクで運転することができる。この基底速度まで、出力は回転子の回転速度に略比例して増加する。この基底速度を越えると、略定出力でトルクは減少する。

電機子の各相は、自己インダクタンス、相間相互インダクタンス及び洩れインダクタンスの項を一緒にしたインダクタンスによってモデル化することができる。このインダクタンスは、固定子に対する回転子の角度位置に依存し、かつ、電気角周波数に関係した基準座標系で、直軸インダクタンスＬ_d及び横軸インダクタンスＬ_qの成分を有している。直軸リアクタンスＸ_dは、直軸インダクタンスＬ_dに電気角周波数ωを乗じた積を表わし、横軸リアクタンスＸ_qは、横軸インダクタンスＬ_qに電気角周波数ωを乗じた積を表わす。回転子の回転速度Ωは、ｚを極対数とすると、ω＝ｚΩ の関係で、電気角周波数ωに関係している。

電気角周波数に関係した基準座標系において、電機子の１相の直軸インダクタンスＬ_dは、直軸と云われるｄ軸上のインダクタンスの値であり、すなわち、電機子極の軸が同相の固定子コイルの軸と一致するときである。横軸インダクタンスＬ_qは、横軸と云われるｑ軸上のインダクタンスの値であり、すなわち、誘導子極の軸が同相に対する固定子コイルの軸と垂直のときである。

昇降用及び電気牽引用の公知の永久磁石回転電機は、大部分は「非突極」機と云われる機械であり、その機械では直軸リアクタンスＸ_dはほぼ横軸リアクタンスＸ_qに等しい。

非突極機の他に、逆突極機と云われる機械もあり、その機械では、直軸リアクタンスＸ_dは横軸リアクタンスＸ_qよりかなり小さい。それらの主な利点は、リアクタンスＸ_q及びＸ_dの差に比例するリラクタンストルクが、通常の運転で磁石によって生じる起電力トルクに加わることである。これは、必要な同一トルクに対して、磁石の量を減少し、従って、機械の費用を減少することができる。この種類の機械では、トルクが最大になるような起電力に対する最適な電流位相進みがある。その動作点が基底速度まで保持される。

基底速度を越えると、機械の相端子両端の電圧は、他のすべてのことが等しいとして、制御装置を介して電源から機械に供給される利用できる電圧より大きくなるが、これは、起電力が速度に比例して変わるからである。

機械の相端子両端の電圧を減少するために、固定子巻線の電流と、電機子磁束、即ち磁石の磁束、に対する電流の位相差とを変えて、電機子磁束に或る程度対抗する磁束を生じさせることである。この操作を「減磁束」と云い、減磁束に必要な電流が大きくなると生じる電流損失も大きくなる。

同期機を改良する必要があり、それらを広範囲な速度に亙り、特に基底速度を越えて、実質的に定出力で高い効率で運転させる必要がある。

本発明は、これらの必要を満たすもので、それは、固定子と永久磁石を有する少なくとも１つの回転子とを有し、Ｘ_dは直軸リアクタンス、Ｘ_qは横軸リアクタンスとすると、Ｘ_d＞Ｘ_qとなるようにされていることを特徴とする同期電気機械によるものである。例えば、Ｘ_d／Ｘ_q＞１．１であり、更によくは、Ｘ_d／Ｘ_q＞１．５である。例えば、Ｘ_d／Ｘ_q＝約３とすることができる。

本発明によって得られる利点は下記の通りである。

第一に、力率ｃｏｓΦが直軸リアクタンスＸ_qとは逆に変化するとすると、低いＸ_qの値は高力率が得られるようにできる。例えば、所望の力率レベルによるが、Ｘ_qＩ_o／Ｅは０．３３から０．６の間にあり、ここで、Ｉ_oは制御器の定格によって印加される最大線電流強さであり、Ｅは機械の相当りに誘導される起電力を表わす。

第二に、磁石の磁束は直軸ｄに沿って方向付けされているので、電機子に電流を流して、直軸リアクタンスＸ_d及び直軸に沿う電流成分Ｉ_dに比例する磁束を直軸ｄに沿って発生するようにして減磁束は達成される。大きな直軸リアクタンスＸ_dでは、より小さな直軸電流Ｉ_dでかなりの減磁束が得られ、従って、対応する損失も更に少なくなる。その結果、制御装置の定格が減少し、効率を改善する。

更に、短絡時、大きな直軸リアクタンスＸ_dは、短絡電流の値に依存する減磁のリスクを減少する。この電流は起電力と直軸リアクタンスとの比に比例し、従って、直軸リアクタンスＸ_dが大きい場合には、電流は小さくなる。例えば、所要の減磁束範囲に亙り、Ｘ_dＩ_o／Ｅは０．６６から１の間にあり、ここで、Ｉ_oは制御器の定格によって印加される最大線電流強さであり、Ｅは機械の相当りに誘導される起電力を表わす。

基底速度まで、機械は起電力と同相の電流で運転することができる。起電力トルクは最大で、リラクタンストルクは零である。基底速度は、例えば、毎分１００又は２００回転より大きい。

具体的な一実施の形態では、固定子は、それぞれが少なくとも１個の個別コイルを支持する歯を有し、これらの歯に磁極片が無い。これは、特に、予め製作したコイルを歯に装着することを可能とし、これにより機械の製造が簡単になる。

回転子は、好適なのは回転子の永久磁石がポールピース間に配置されている磁束集中回転子である。これは磁石の数を減らし、従って、機械のコストを減らすことができる。

直軸及び横軸リアクタンスの値は、回転子のポールピースの形状で決めることができ、特にそれらポールピースの突出部の形状によって決めることができる。

２個の連続するポールピースの突出部は、その突出部の間に、半径方向部分を含む２つの対抗縁部と、少なくとも１個の永久磁石の一面によって部分的に形成される底部とを有するノッチを画定することができる。

そのようなポールピースの形状は、直軸及び横軸リアクタンス間に非対称性と、直軸及び横軸リアクタンス間に比較的大きな正数の差をもたらす。

回転子のポールピースは、それぞれ固定子に向いた面を有することができ、その面は凸状部を有する。ポールピースの凸状部は、固定子の半径、特に固定子内径の２０％乃至３０％、或いは、その約２５％の曲率半径を有することができる。

その凸状部の円周方向端は、そのポールピースに隣接する永久磁石に対して角度的に変位していてもよい。隣接永久磁石に対する円周方向端の角度変位は、次の範囲にすることができる：固定子の歯数ｎ_teethと回転子の極数ｎ_polesの比が３／２か、或いは、ｎが２以上の整数で、ｎ_teeth／ｎ_poles＝６ｎ／（６ｎ−２）の関係を満たす機械に対して、８０°／ｎ_teethから１００°／ｎ_teethまでの間にあり、例えば、約９０°／ｎ_teethであり、
ｎが２以上の整数で、ｎ_teeth／ｎ_poles＝６ｎ／（６ｎ+２）の関係を満たす機械に対して、５０°／ｎ_teethから７０°／ｎ_teethまでの間にあり、例えば、約６０°／ｎ_teethである。

回転子の各永久磁石は２個の隣接ポールピースの凸状部の円周方向端から半径方向に後退させることができる。凸状部の円周方向端に対して磁石の半径方向の後退値は、固定子の半径、具体的には固定子の内径の１０％から２０％までの間にあり、例えば約１５％にすることができる。

回転子の各ポールピースは２つの肩部を有することができる。永久磁石は２個のポールピースの肩部間に位置するようにすることができる。

回転子の各ポールピースは、固定子に向かって延在する突出部を有し、その突出部の半径方向縁部が、ポールピースに隣接する永久磁石の半径方向に向かう縁部に対して角度的に変位すことができる。

回転子の回転軸に沿って機械を見たときに、回転子の永久磁石は半径方向に長い形状断面を有することができる。具体的には、回転子の回転軸に沿って機械を見たときに、回転子の永久磁石は機械の半径に平行に方向付けされた長辺を有する長方形断面とすることができる。

本発明の特定の一実施の形態では、Ｘ_d／Ｘ_q比は、回転子の最大回転速度で、同じ電圧及び同じ電流で、基底速度で得られるのと実質的に同じ出力が得られるように選択される。

上記の結果を得るための可能なＸ_d／Ｘ_q比の値の中から最小の値を選んで、高い突出部を有するのを避けるのが好ましいが、それは、高い突出部は、より小さな開口の極及び等価的により大きな間隙をもたらすし、かつ、その結果、磁石の量を増加し、従って、機械のコストと重量を増やすからである。更に、高い突出部は、過負荷が生じる可能性を抑えるであろう機械が供給することができる最大トルクを減少することになるであろう。

ｎを２以上の整数とすると、固定子は６ｎの歯を有し、回転子は６ｎ±２の極を有するものとすることができる。そのような構成は、トルクリップル及び高調波電圧を共に減少させることができる。

機械は、単一の内側回転子を有することができるが、変形として、固定子の半径方向の両側に配置され、回転的に結合された内側回転子及び外側回転子を有していてもよい。二重回転子を使用して、鉄損を減少することができる。

機械は、発電機、或いは、電動機を構成するものとすることができる。

機械の出力は０．５ｋＷ以上、例えば約１．５ｋＷとすることができるが、その値に限定されるものではない。

本発明の対象は、上述したものとは独立に、或いは、組み合わせて、電気機械が、少なくとも１個の固定子と、少なくとも１個の回転子とを有し、その回転子はポールピースと、ポールピース間に配置された永久磁石とを有し、各ポールピースは突出部を有し、その突出部の両側に肩部がある。

２個の隣接ポールピースの肩部は、それらの間に配置された永久磁石と同一平面にすることことができる。

各突出部は半径方向に存在する縁部によって円周方向が区画される。

各ポールピースが隣接永久磁石を円周方向で覆わないようにすることができる。

各突出部は連続湾曲縁部によって半径方向で区画される。

各ポールピースは半径方向にある中央の平面に対して対称にすることができる。

各ポールピースは磁性積層体とすることができる。

突出部は、回転中心とは異なる曲率中心を有する半径方向外側の円形縁部を有することができ、その曲率中心は、例えば、回転子の回転中心と最大の半直径との間の半径上に位置する。

２個の隣接突出部間の角度方向距離は、対応するポールピース間に配置された永久磁石の角度方向幅よりも大きい。

永久磁石は固定子に向かう外面を有することができる。

本発明の対象は、前記した機械を制御する制御装置でもある。

本発明の対象は、前記したものとは独立に、或いは、組み合わせた、同期電動機を制御する制御装置でもあり、それは、回転子の回転速度範囲に亙りほぼ一定の出力Ｐ_oで電動機を運転することができ、電動機供給電流の直軸電流成分Ｉ_d及び横軸電流成分Ｉ_qを決めるように設計されたコンピュータを含み、電流成分Ｉ_d及びＩ_qは、Ｉ_d＝約ｉ_dＩ_o＝約−ｉ・sinαＩ_o及びＩ_q＝約ｉ_qＩ_o＝約ｉ・cosαＩ_o に等しく、その２０％以内に、更に良くは１０％以内に、一層良くは５％以内にあり、ここで、Ｉ_o は制御装置の定格によって与えられる電流の最大値であり、

（ｘ，ｙ）は次式の実根の１つであり、

ｍは回転子の回転速度の基底速度に対する比を表わし、
ｅは、一方は起電力であり、他方はｍに主電源から印加される相当りの最大電圧Ｖ_oを乗じた積との比であり、
ｖは、電機子の１相両端の電圧と、主電源から印加される電圧Ｖ_oとの比であり、
ｐはｒｍｓ出力と機械を運転するのに望ましい定出力Ｐ_oとの比であり、
αは電流と起電力との位相差である。

用語「直軸成分」及び「横軸成分」は、電気角周波数に関係付けられた基準座標系の直軸ｄ及び横軸ｑ上へ電流の大きさを投影したものを意味すると了解されたい。

上記の、ｘ_dは、商

であって、Ｘ_d は直軸リアクタンスである。

同様に、ｘ_qは、商

であって、Ｘ_q は横軸リアクタンスである。

そのような制御装置は、電圧を一定に保ちながら起電力に対して電流を角度αだけ移相し、そして、ｉの直軸ｄ上の成分ｉ_dは主磁束に対抗する磁束を発生する。起磁力は、従って、減少し、その結果、全体の誘導電圧が低下する。

電流の単位値ｉは、機械の温度上昇及び制御装置の定格に関連した理由により、その公称値より単に増加する。

トルクを生じるのを助勢することになる、さらに大きな横軸電流とするために、最小移相α、即ち、最小の単位直軸強さｉ_dで、所望の電圧を得ることができる。

減磁束比は、前に定義したＶ_o及びＩ_oと同じ電圧及び電流で、基底速度で得られるのと同じ出力Ｐ_oを得るためのｍの最大値である。これらから、起電力の値並びに直軸及び横軸リアクタンスの値が所定の機械に対して導くことができる。このようにして所定のＰ_o、Ｖ_o及びＩ_oに対して得られたＸ_d／Ｘ_q比は、所望の減磁束比の増加関数であり、減磁束比は、場合により、例えば、２より大きく、例えば、６に等しい。

可能な解（ｘ，ｙ）のうち、ｉを最小にするものを選択するのが好ましい。

前述した制御装置は、好ましくは、前に規定したＸ_d＞Ｘ_qの同期電動機と一緒に使用する。

制御装置が、更に、含むことができるのは、三相インバータ、及びそのインバータの電子スィッチに、電流成分ｉ_d及びｉ_qに従って制御信号を伝達するようにされたベクトル制御器である。

本発明の対象は、上記したものとは独立に、或いは、組み合わせた電動機を制御する方法で、少なくとも電動機に接続されたインバータの供給電圧及び電動機の回転速度が測定され、基底速度を超える所定の速度設定値Ω^*に対して定出力を維持するための供給電流の直軸電流成分ｉ_d及び横軸電流成分ｉ_qが、実時間計算によって、及び／又は、レジスタにアクセスすることによって決定される。

トルク設定値ｔ^*は、回転子の測定した回転速度と回転速度設定値Ω^*との少なくとも差の関数として決定することができる。出力設定値は、少なくともトルク設定値と測定した回転速度の関数として決定することができる。単位直軸電流成分ｉ_d値及び横軸電流成分ｉ_q値が、出力設定値、測定した回転速度及びインバータの直流供給電圧から実時間で計算することができる。直軸及び横軸電流成分は、負荷及びインバータの供給電圧の関数として、制御法則に従って決定することができる。それら制御法則をコンピュータに組み込んで動的性能を改良することができる。

本発明の対象は、また、上記したものとは独立に、或いは、組み合わせて、電動機を有する電気車輌であり、その電動機は、固定子と、永久磁石を有する少なくとも１個の回転子を有し、その電動機は、Ｘ_dを直軸リアクタンス、Ｘ_qを横軸リアクタンスとすると、Ｘ_d＞Ｘ_qとなるようにされている。

車輌は、回転子の回転速度範囲に亙りほぼ一定の出力で電動機を運転することができるようにする同期電動機制御用制御装置も有することができ、制御装置は電動機に投入される電動機供給電流の直軸電流成分ｉ_d及び横軸電流成分ｉ_qを決定するように設計されたコンピュータを含み、電流成分Ｉ_d及びＩ_qは、Ｉ_d＝約ｉ_dＩ_o＝約−ｉ・sinαＩ_o及びＩ_q＝約ｉ_qＩ_o＝約ｉ・cosαＩ_oに等しく、その２０％以内に、更に良くは１０％以内に、一層良くは５％以内にあり、
ここで、Ｉ_oは制御装置の定格によって与えられる電流の最大値であり、

（ｘ，ｙ）は次式の実根の１つであり、

ｍは、回転子の回転速度の基底速度に対する比を表わし、
ｅは、一方は起電力であり、他方はｍに主電源から印加される相当りの最大電圧Ｖ_oを乗じた積との比であり、
ｖは、電機子の１相両端の電圧と、主電源から印加される電圧Ｖ_oとの比であり、
ｐは、ｒｍｓ出力と機械を運転するのに望ましい定出力との比であり、
αは、電流と起電力との位相差である。

本発明は、限定するものではない本発明の例示的実施例の下記の詳細な説明を読み、かつ、添付の図面を詳査すれば更に明瞭に理解される。

電気機械
図１は固定子１０と永久磁石２１を有する回転子２０とを含む同期電気機械１を示す。

固定子１０はそれぞれが個別コイル１２を支持する歯１１を有し、三相電流が供給されるようにコイル１２は電気的に一緒に接続されている。

回転子２０は磁束集中型回転子であり、永久磁石２１がポールピース２２の間に配置されている。永久磁石２１及びポールピース２２は機械の軸２３に適切に固定される。

ポールピース２２は軸２３上の適所に、接着によるか、或いは、軸とポールピースに相補的な形状を形成することによって保持することができるが、或いは、それらポールピースは、ポールピース２２に係合し、回転子のフランジにその両端で結合されるロッドによって適所に保持することができる。

ポールピース２２は、それぞれが誘導電流損を制限するために絶縁ワニスを塗布した磁性薄板の積層体よって作られる。

磁石２１それらは同じ種類の両極性を有し、図１に見られるように、これらは磁石間に配置されたポールピース２２に向けられている。

ポールピース２２は、それぞれ突出部２７を有し、それらの固定子１０に向かっている面は凸状部２４を有している。ポールピース２２の凸状部２４は、固定子の半径、具体的には固定子の内径の２０％から３０％の間の、或いは、その約２５％の曲率半径とすることができる。

各凸状部２４は、隣接永久磁石２１に対して角度的に変位した円周方向端２５を有している。隣接永久磁石２１に対する円周方向端２５の角度変位βは、固定子の歯数ｎ_teethと回転子の極数ｎ_polesの比が３／２か、或いは、ｎが２以上の整数、例えば、２又は３で、ｎ_teeth／ｎ_poles＝６ｎ／（６ｎ−２）の関係を満たす機械に対しては、８０°／ｎ_teethから１００°／ｎ_teethまでの間にあり、例えば、約９０°／ｎ_teethであり、ｎが２以上の整数、例えば２又は３で、ｎ_teeth／ｎ_poles＝６ｎ／（６ｎ+２）の関係を満たす機械に対して、５０°／ｎ_teethから７０°／ｎ_teethまでの間にあり、例えば、約６０°／ｎ_teethである。
これらの式中、ｎ_teethは固定子の歯１１の数を表し、ｎ_polesはポールピース２７の数を表す。

永久磁石２１は凸状部２４の円周方向端２５から半径方向に後退して存在している。凸状部２４の円周方向端２５に対する永久磁石２１の半径方向の後退値ｒは固定子の内径Ｒの１０％から２０％の間にあり、或いは、約１５％でもよい。

各ポールピース２２は、更に、突出部２７の両側に存在する２つの肩部２６を有し、各永久磁石２１が２つの肩部２６間にある。

回転子の各ポールピース２２の突出部２７は、円周方向端２５と同様に、隣接永久磁石２１の半径方向の面２９に対して角度的に変位した半径方向縁部２８を有する。

永久磁石２１は、機械を回転軸Ｘに沿って見たときに、半径方向に長い形状の断面を有している。この断面は、記載の実施例では、その長辺が機械の半径と平行に方向付けられた長方形である。変形として、永久磁石はそれぞれ楔形とすることができる。

当該実施例では、回転子は１０の極を有し、固定子は１２の歯を有し、ｎを２に等しいとすると、従って固定子は６ｎの歯を有し、回転子は６ｎ±２の極を有する。ｎが２よりも大であったとしても、本発明の範囲外となるものではない。

記載の実施例では、回転子は内側回転子であるが、回転子が外側回転子であったとしても、或いは、機械が内側回転子と外側回転子の両方を有し、それぞれ固定子の半径方向の一方の側に配置され、回転的に結合されたものであったとしても、本発明の範囲外となるものではない。好適なのは、本発明によれば、電動機はＸ_d＞Ｘ_qの関係を満たすことである。

制御装置
図１に関して前述した機械は、図２及び図３に関して記述するように、回転子の回転速度の広範囲に亙り定出力で運転できるようにすることができる制御装置によって制御することができる。制御装置は、特に、Ｘ_d＞Ｘ_qである機械に適している。

より一層明瞭にするため、図２は電気角周波数ωに関係付けた周知の基準座標系を表し、電機子の一相を通る電機子磁束Φ即ち主磁束と同じ方向で同じ向きの直軸ｄ、及び、直軸に対して＋π／２の角度だけ移相している横軸ｑを有している。図において、正弦波量は、固定ベクトルで表わすことができる。

以下において、単位値ｅ、ｘ_d及びｘ_qは前に定義したものを用いる。

単位起電力ｅに対する単位電流ｉの移相は、基底速度を越える速度で電圧を一定に維持するように選択されるが、それは、直軸ｄ上のｉの単位成分ｉ_dが主磁束に対抗する磁束を生じ、従って、全起磁力は減少し、その結果、誘導単位電圧ｖの減少をもたらすが、これは電動機トルクを過度に減少させることがなく、基底速度を越えて、可能な最大トルクで機械を運転することができる様に制御装置が設計されているからである。特に、制御装置の目的は、基底速度を超えたところで、基底速度での出力に略等しい出力で運転することができる様にすることである。

同期電動機１はインバータ３５からの三相電流を供給され、そのインバータ３５は、6個の電子スイッチ６０、例えば１個以上のＩＧＢＴ、を含み、それぞれの電子スイッチはダイオード６１が付設されていて、ベクトル制御器３７からの６個の制御信号６２によって制御される。

ベクトル制御器は、主コンピュータ４５から受け取る直軸電流成分ｉ_d設定値及び横軸電流成分ｉ_q設定値に、３相のうちの２相に対する測定電流ｉ_a及びｉ_bに、及び角度位置データθに従って電動機に供給する電流の強さを修正するのに使用される。

角度位置データθは位置検出器３９に接続された位置計算器４０によって伝達される。
位置検出器３９は速度計算器４１にも接続される。

速度計算器４１によって計算される回転速度Ωの値は主コンピュータ４５、乗算器４６及び減算器４７に伝達される。

減算器４７で、回転子の回転速度設定値Ω^*から回転速度Ωが減算され、そして、差Ω^*−ΩはＰＩＤ（比例−積分−微分）型の調整回路４８によって処理されて、トルク計算器４９に伝達され、そこで回転子の測定回転速度Ωと回転速度設定値Ω^*との差に従ってトルク設定値ｔ^*が決定される。トルク設定値ｔ^*は、機械が供給できる最大トルクｔ_maxに制限される。

トルク設定値ｔ^*は、回転子の測定回転速度Ωに従って出力設定値ｐ^*を計算する乗算器４６に伝達される。

出力設定値ｐ^*は主コンピュータ４５に伝達される。

更に、発生しうる変動を平滑にするために、インバータ３５両端の電圧Ｖ_DCが測定され、ＰＩＤ型の調整回路５０に伝達される。この調整回路５０は、主電源電圧によって変わるかもしれない単位電圧ｖを供給する。

主コンピュータ４５は、受信したデータから出力ｐ^*での運転に対応する直軸ｉ_d及びｉ_q電流成分を決定する。

これらｉ_d及びｉ_qの値はベクトル制御器３７に伝達され、前述したように、インバータ３５を制御できるようにする。

主コンピュータ４５は、図４に例示すように、予め計算した値が入っているレジスタ５３にアクセスしてｉ_d及びｉ_qの値を決定することができる。レジスタ５３には、多数の入力ｖ，ｐ^*及びΩに対するｉ_d及びｉ_qの値が入っている。ｖ，ｐ^*及びΩの値に対して、そのコンピュータは、レジスタ５３において既知のｉ_d（ｖ，ｐ^*，Ω）及びｉ_q（ｖ，ｐ^*，Ω）に対してｖ、ｐ^*及びΩの最も近い値を決定する。

主コンピュータ４５は、次の式を用いて、実時間計算によりｉ_d及びｉ_qを解析的に決定することもできる。
ｉ_d＝−ｉ・sinα及びｉ_q＝ｉ・cosα 、

（ｘ，ｙ）は次式の実根の１つであり、

用語「計算器」、「レジスタ」、「調整回路」、「減算器」、及び「乗算器」はその言葉の広義に理解すべきである。これらの機能はすべて、１つ以上の電子カードにある１つ以上の特定の電子回路によって実行することができる。これらの機能はハードウエア及び／又はソフトウエアの形式で実行することができる。具体的には、構成要素４０，４１，４７，４８，４９，４６，４５，５０及び３７は、一つ以上のマイクロコントローラ及び／又はマイクロプロセッサを有する１個の同じ電子カードに一体化することができる。

当該実施例では、減磁束比は６であり、すなわち、回転子の最大回転速度は、基底速度の６倍であり、例えば、毎分約１３５０回転である。

勿論、減磁束比が６とは異なっていたとしても、特に、例えば２以上であったとしても、本発明の範囲外となるものではない。従って、インバータ３５の電子スィッチ６０はそれに応じて設計される。

勿論、本発明は前述した例示の実施例に限定されるものではない。例えば、電気機械は、やはりＸ_d＞Ｘ_qでありながら、異なるように製作してもよい。

全記載を通して、別に特に明記していなければ、「１つを有する」と言う表現は、「少なくとも１つを有する」と同義であると考えられたい。

本発明による機械の部分断面の略図。 電気角周波数に関係した基準座標系に於ける種々の正弦波量を表わすブロンデル線図。 本発明による同期電動機用制御装置の簡略ブロック図。 図３の制御装置の主コンピュータの例示的実施例を略図的に示す図。

Claims (25)

1. それぞれが少なくとも１個の個別のコイル（１２）を支持する歯（１１）を有する固定子（１０）と、永久磁石（２１）を備えた少なくとも１つの回転子（２０）とを有する同期電気機械であって、
   Ｘ_dは直軸リアクタンス、Ｘ_qは横軸リアクタンスとすると、Ｘ_d＞Ｘ_qとなるようにされていること、
   前記回転子（２０）が磁束集中型回転子であり、前記回転子の永久磁石（２１）がポールピース（２２）の間に配置されていること、
   前記回転子（２０）のそれぞれのポールピース（２２）は、固定子（１０）に向かって延在する突出部（２７）を有し、該突出部は、前記ポールピース（２２）に隣接する永久磁石（２１）の半径方向に向かう縁部（２９）に対して角度的に変位している半径方向縁部（２８）を有していること、
   前記回転子のそれぞれのポールピース（２２）は、それぞれ前記固定子（１０）に向かう面を有し、その面は凸状部（２４）を有すること、
   前記凸状部（２４）は、前記固定子の内側半径（Ｒ）の２０％から３０％までの間の曲率半径を有することを特徴とする同期電気機械。
2. Ｘ_d／Ｘ_q＞１．１であることを特徴とする請求項１に記載の電気機械。
3. Ｘ _d ／Ｘ _q ＞１．５であることを特徴とする請求項２に記載の電気機械。
4. Ｘ_qＩ_o／Ｅが０．３３から０．６までの間にあること、ここで、Ｉ _o は制御器の定格によって印加される最大線電流強さであり、Ｅは機械の相当りに誘導される起電力を表わす、を特徴とする請求項１に記載の電気機械。
5. Ｘ_dＩ_o／Ｅが０．６６から１までの間にあること、ここで、Ｉ _o は制御器の定格によって印加される最大線電流強さであり、Ｅは機械の相当りに誘導される起電力を表わす、を特徴とする請求項１に記載の電気機械。
6. 前記固定子（１０）の前記歯（１１）が磁極片を有さないことを特徴とする請求項１に記載の電気機械。
7. 前記ポールピース（２２）の凸状部（２４）の円周方向端（２５）は、そのポールピース（２２）に隣接する永久磁石（２１）に対して角度的に変位していることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電気機械。
8. 前記隣接永久磁石（２１）に対しての前記円周方向端（２５）の角度変位βは、
   固定子の歯数ｎ_teethと回転子の極数ｎ_polesの比が３／２か、或いは、ｎが２以上の整数で、ｎ_teeth／ｎ_poles＝６ｎ／（６ｎ−２）の関係を満たす機械について、８０°／ｎ_teethから１００°／ｎ_teethまでの間にあり、ｎが２以上の整数で、ｎ_teeth／ｎ_poles＝６ｎ／（６ｎ+２）の関係を満たす機械に対して、５０°／ｎ_teethから７０°／ｎ_teethまでの間にある、ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか1項に記載の電気機械。
9. 前記回転子（２０）の各永久磁石（２１）の夫々は２個の隣接ポールピース（２２）の凸状部（２４）の円周方向端から半径方向に後退して存在することを特徴とする請求項１に記載の電気機械。
10. 前記凸状部（２４）の円周方向端（２５）に対して前記磁石（２１）の半径方向の後退値（ｒ）は、前記固定子（１０）の内側半径（Ｒ）の１０％から２０％までの間にあることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電気機械。
11. 前記回転子（２０）のそれぞれの前記ポールピース（２２）は、２つの段部（２６）を有し、少なくとも１個の永久磁石（２１）が２個の隣接ポールピース（２２）の段部の間にあることを特徴とする請求項１に記載の電気機械。
12. 前記電気機械を前記回転子の回転軸（Ｘ）に沿って見たときに、前記永久磁石（２１）は、長軸が半径方向に在る細長形状の断面を有することを特徴とする請求項１に記載の電気機械。
13. 前記電気機械を前記回転子の回転軸（Ｘ）に沿って見たときに、前記回転子（２０）の前記永久磁石（２１）は、前記電気機械の半径に平行に方向付けされた長辺を有する矩形断面を有することを特徴とする請求項１に記載の電気機械。
14. ｎは２以上とすると、前記固定子（１０）は６ｎの歯（１１）を有し、前記回転子（２０）は６ｎ±２個の極（２２）を有することを特徴とする請求項１に記載の電気機械。
15. 電気機械がただ１個の内側回転子を有することを特徴とする請求項１に記載の電気機械。
16. 前記電気機械の出力が０．５ｋＷ以上であることを特徴とする請求項１に記載の電気機械。
17. 前記電気機械が発電機を構成することを特徴とする請求項１に記載の電気機械。
18. 前記電気機械が電動機を構成することを特徴とする請求項１に記載の電気機械。
19. 請求項１に記載の電気機械であって、同期電動機である電気機械と、
    前記回転子の回転速度範囲で、略一定の出力Ｐ_oで前記電動機を運転させることができる同期電動機を制御する制御装置とを有するアッセンブリーであって、前記制御装置が、電動機供給電流の直軸電流成分Ｉ_d及び横軸電流成分Ｉ_qを決定するように設計されたコンピュータ（４５）を有し、前記電流成分Ｉ_d及びＩ_qは、Ｉ_d＝約ｉ_dＩ_o＝約−ｉsinαＩ_o及びＩ_q＝約ｉ_qＩ_o＝約ｉcosαＩ_oに、２０％以内で等しく、
    ここで、Ｉ_oは前記制御装置の定格によって与えられる電流の最大値であり、
    

    

    

    （ｘ，ｙ）は次式の実根の１つであり、
    

    

    ｍは、回転子の回転速度の基底速度に対する比を表わし、
    ｅは、一方は起電力と、他方はｍに主電源から印加される電圧Ｖ_oを乗じた積との比であり、
    ｖは、電機子の１相両端の間の電圧と、主電源から印加される相当りの最大電圧Ｖ_oとの比であり、
    ｐはｒｍｓ出力と出力Ｐ_oとの比であり、
    αは電流と起電力との位相差であり、
    ｘ_dは商
    

    

    であって、Ｘ_dは直軸リアクタンスであり、
    ｘ_qは商
    

    

    であって、Ｘ_qは横軸リアクタンスである、上記アッセンブリー。
20. 選択された前記根（ｘ，ｙ）がｉを最小にすることを特徴とする請求項１９に記載のアッセンブリー。
21. 前記アッセンブリーが、三相インバータ（３５）及びベクトル制御器（３７）を有し、前記ベクトル制御器が、電流成分ｉ_d及びｉ_qに従って、前記インバータ（３５）の電子スィッチ（６０）に制御信号を伝達するように設計されている、ことを特徴とする請求項１９に記載のアッセンブリー。
22. 請求項１８に記載の電動機を制御する方法であって、
    少なくとも前記電動機に接続されたインバータの供給電圧（Ｖ_DC）及び前記電動機の回転速度（Ω）を測定し、
    前記基底速度を越える所定の速度設定値（Ω^*）に対して一定出力を維持するための供給電流の直軸電流成分ｉ_d及び横軸電流成分ｉ_qを、少なくとも前記電圧Ｖ_DC及び前記測定速度に基づいて、実時間計算により及び／又はレジスタにアクセスすることにより決定する方法。
23. トルク設定値ｔ^*が、少なくとも前記回転子の測定した回転速度（Ω）と回転速度設定値（Ω^*）との差の関数として決定されることを特徴とする請求項２２に記載の方法。
24. 出力設定値（ｐ^*）が、少なくとも前記トルク設定値及び前記測定した回転速度の関数として決定されることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
25. 直軸電流成分値ｉ_d及び横軸電流成分値ｉ_qは、前記電力設定値、前記測定した回転速度及び前記インバータの直流供給電圧から実時間で計算されることを特徴とする請求項２４に記載の方法。

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