CN103503292B - 电力变换装置以及具备该电力变换装置的车载电源装置 - Google Patents

Abstract

在进行零电压开关的DC/DC转换器中，与变压器（8）的一次侧的逆变器部（15）内的第一、第二MOSFET（5a、5b）并联连接有电容器（6a、6b），对交流输出线连接电感器（7）。控制电路（30）在电流（i）超过规定值的区域中，使用死区时间（td）固定的PWM控制来控制逆变器部（15），在电流（i）成为规定值以下的轻负载区域中，切换为PFM控制，以伴随电流（i）的减少而死区时间（td）变长的方式，使频率降低，不使占空比变化地进行保持。

Description

电力变换装置以及具备该电力变换装置的车载电源装置

技术领域

本发明涉及将直流电力变换为不同的电压的直流电力而输出的电力变换装置、以及具备该电力变换装置的车载电源装置。

背景技术

为了削减汽车的二氧化碳排放量，强烈要求减少耗油量，以提高能量利用效率。近年来，除了以往的仅通过引擎行驶的以往汽车以外，组合了引擎和马达发动机的混合动力汽车、仅通过马达行驶的电动汽车等电动车辆登场，电动车辆急速普及。在电动车辆中，除了作为以往的铅电池的低压电池以外，为了对马达发动机供给能量而使用了镍氢电池、锂离子电池等高压电池。

在电动车辆中无发电机（交流发电机），替代地使用以高压电池为输入的绝缘型DC/DC转换器，承担向低压电池（铅电池）和作为以往电气元件的低压系负载供给电力的作用。作为连接高压电池与低压电池以及低压系负载之间的不同电压之间的以往的电力变换装置，有以下所示的例子。

以往的电力变换装置具备：全桥型开关电路，设置于输入端子与变压器之间，包括第一及第二分支；输出电路，设置于输出端子与变压器之间；以及控制电路，对开关电路进行相位偏移控制。对开关电路内的开关元件，分别并联地连接二极管以及电容器，第一分支的中点经由谐振用电感器连接到变压器的一次绕组的一端，第二分支的中点与变压器的一次绕组的另一端连接。

控制电路具有：电流检测部，检测在输出非传送期间中在输入端子与开关电路之间流过的一次侧电流中出现的脉冲分量；以及死区时间设定部，根据由电流检测部检测的检测结果变更第一及第二分支的至少一方的死区时间。

专利文献1：日本特开2004-140913

发明内容

在上述以往的电力变换装置中，进行通过固定频率动作来控制开关元件的ON（导通）/OFF（截止）比的PWM控制（PulseWidthModulation控制：脉冲宽度调制控制）。然后，随着减轻负载，延长分支的开关元件都成为OFF的死区时间，从而在死区时间中使开关元件的并联电容中的电荷的充放电完成，实现了使开关损耗降低的软开关动作。

但是，由于通过固定频率动作进行开关动作，所以如果延长死区时间，则实效的ON期间变短，无法满足为了得到期望的输出电压而所需的占空比。因此，如果为了得到必要的占空比而对死区时间设置上限，则在轻负载区域中无法进行软开关动作而开关损耗增大。在该情况下，每当开关元件从OFF转移到ON动作时，使并联电容器的两端短路而浪费地消耗在该并联电容器中积蓄的能量，导致损耗大幅增大。

本发明是为了消除上述那样的问题而完成的，其目的在于，能够在宽的负载范围内进行半导体开关元件的软开关而降低电力变换装置的电力损耗来提高电力变换效率。另外，其第2目的在于，提供一种具备这样的电力变换效率提高了的电力变换装置并搭载于车辆中的车载电源装置。

本发明的电力变换装置具备：DC/DC转换器和控制电路，所述DC/DC转换器具备：逆变器部，具备2个串联的半导体开关元件，并将直流电力变换为交流电力；整流电路，对该逆变器部的交流输出进行整流；平滑电路，使整流了的电压平滑而对负载输出直流电力；所述控制电路控制所述逆变器部。所述逆变器部具备：电容器，与各所述半导体开关元件并联连接；以及电感器，与交流输出线连接。而且，所述控制电路以使各所述半导体开关元件进行零电压开关的方式，根据在所述DC/DC转换器中流过的电路电流，使作为所述2个串联的半导体开关元件都成为OFF的期间的死区时间变化，在该电路电流至少在低电流区域中，使用PFM控制来控制所述逆变器部。

另外，本发明涉及的车载电源装置具备所述电力变换装置和行驶用马达驱动用的电池，所述电力变换装置的所述逆变器部从所述电池输入直流电力。

根据本发明，控制电路根据DC/DC转换器中流过的电路电流，使作为2个串联的半导体开关元件都成为OFF的期间的死区时间变化，在该电路电流至少低电流区域中使用PFM控制来控制逆变器部。因此，即使在低电流区域中，也能够在满足必要的占空比的同时，以使各半导体开关元件成为零电压开关的方式使死区时间变化，能够在宽的负载范围内实现半导体开关元件的零电压开关。由此，能够大幅降低电力损耗，得到变换效率高的电力变换装置。

另外，根据本发明，得到从行驶用马达驱动用的电池以高的电力变换效率生成不同的直流电压的电源并供给到负载的车载电源装置。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的电力变换装置以及车载电源装置的结构图。

图2是本发明的实施方式1的电力变换装置中的选通信号的波形图。

图3是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的特性图。

图4是说明本发明的实施方式2的电力变换装置的动作的特性图。

图5是说明本发明的实施方式3的电力变换装置的动作的特性图。

图6是本发明的实施方式4的电力变换装置以及车载电源装置的结构图。

图7是本发明的实施方式5的电感器的特性图。

具体实施方式

实施方式1.

以下，根据附图，说明本发明的实施方式1的电力变换装置以及车载电源装置。

图1是作为本发明的实施方式1的电力变换装置的DC/DC转换器装置以及车载电源装置的结构图。如图1所示，车载电源装置包括车辆的行驶用马达驱动用的高压的电池1、和用于将电池1的电压变换为不同的电压而对负载13进行电力供给的DC/DC转换器装置。DC/DC转换器装置具备主电路20和控制电路30，以下，将DC/DC转换器装置的主电路20简称为DC/DC转换器20。

DC/DC转换器20具备：被绝缘的变压器8；逆变器部15，与该变压器8的一次侧连接而将输入端子2a-2b之间的直流电压变换为交流电压；整流电路10，与变压器8的二次侧连接；以及平滑电路12，使整流了的电压平滑而输出到输出端子2c-2d之间。

逆变器部15由具有在直流母线之间串联连接的第一分压用电容器4a、第二分压用电容器4b、以及作为2个串联的半导体开关元件的第一MOSFET5a（场效应晶体管）、第二MOSFET5b（场效应晶体管）的半桥逆变器构成。第一MOSFET5a、第二MOSFET5b分别逆并联连接有二极管。另外，该二极管也可以使用元件内置的寄生二极管。该逆变器部15是能够使第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的开关时的元件的两端电压基本上成为零电压的零电压开关电路，对第一MOSFET5a、第二MOSFET5b分别并联地连接有第一电容器6a、第二电容器6b。另外，对第一MOSFET5a、第二MOSFET5b与变压器8的一次绕组8a之间的交流输出线连接电感器7。

另外，整流电路10由二极管10a、10b构成，平滑电路12由电感器9a、9b以及平滑电容器11构成。

进而，检测作为在DC/DC转换器20中流过的电路电流的电流i的电流检测器3在该情况下，设置于逆变器部15的输入侧的直流母线上。

在DC/DC转换器20的外部，配置对逆变器部15进行输出控制的控制电路30。对控制电路30输入输出端子2c、2d的各电位VH、VL、和由电流检测器3检测出的电流i，生成并输出向逆变器部15的第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的第一选通信号30a、第二选通信号30b。

以下示出车载电源装置的各部分的连接的详细内容。

电池1连接于输入端子2a-2b之间。输入端子2a与电流检测器3的一端连接，电流检测器3的另一端与第一分压用电容器4a的第一端子以及第一MOSFET5a的漏极端子分别连接。输入端子2b与第二分压用电容器4b的第一端子以及第二MOSFET5b的源极端子分别连接。第一分压用电容器4a的第二端子和第二分压用电容器4b的第二端子相互连接，第一MOSFET5a的源极端子和第二MOSFET5b的漏极端子相互连接。第一MOSFET5a与第二MOSFET5b的连接点和电感器7的一端连接，电感器7的另一端和变压器8的一次绕组8a的第一端子连接。第一电容器6a连接于第一MOSFET5a的漏极-源极之间，第二电容器6b连接于第二MOSFET5b的漏极-源极之间。

变压器8的一次绕组8a的第二端子、和第一分压用电容器4a以及第二分压用电容器4b的连接点连接。变压器8的二次绕组8b的第一端子、和电感器9a的第一端子以及二极管10a的阴极端子分别连接，变压器8的二次绕组8b的第二端子、和电感器9b的第一端子以及二极管10b的阴极端子分别连接。平滑电容器11连接于输出端子2c-2d之间。各电感器9a、9b的第二端子与平滑电容器11的一端分别连接，对平滑电容器11的另一端分别连接各二极管10a、10b的阴极端子。另外，负载13连接于输出端子2c-2d之间。

控制电路30连接有第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的栅极端子，并且与输出端子2c、2d以及电流检测器3连接。

以下，说明这样构成的车载电源装置的动作。

如果电池1的电压Vin连接于输入端子2a-2b之间，则通过第一分压用电容器4a以及第二分压用电容器4b被分压为各1/2·Vin。图2是示出向逆变器部15的第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的第一选通信号30a、第二选通信号30b的图，第一MOSFET5a以及第二MOSFET5b互补地反复ON/OFF动作。将第一MOSFET5a以及第二MOSFET5b都成为OFF的期间设为死区时间td。另外，在图2中，Ts是开关的周期、Ton是各第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的ON期间、Toff是半周期Ts/2中的各第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的Ton后的OFF期间，在该情况下，Toff=td。

首先，在第一MOSFET5a是ON状态且第二MOSFET5b是OFF状态时，在变压器8的一次侧，通过第一分压用电容器4a→第一MOSFET5a→电感器7→变压器一次绕组8a的路径流过电流，对变压器一次绕组8a施加1/2·Vin的电压。其结果，在变压器8的二次侧，在变压器二次绕组8b中感应由变压器匝数比决定的电压，通过变压器二次绕组8b→电感器9a→平滑电容器11→二极管10b的路径流过电流，从变压器8的一次侧向二次侧进行电力传输。

接下来，如果第一MOSFET5a成为OFF而进入死区时间td期间，则电感器7具有想要使电流持续流过的特性，所以在变压器8的一次侧，通过电感器7→变压器一次绕组8a→第一分压用电容器4a→电容器6a的路径、和电感器7→变压器一次绕组8a→第二分压用电容器4b→电容器6b的路径流过电流。此时，关于第一MOSFET5a的两端电压，通过电容器6a的作用，能够使电压的上升变慢，这样的开关一般被称为零电压开关，开关损耗被基本上降低为零。

另外，电容器6a与电容器6b的各电压的和等于作为第一分压用电容器4a、第二分压用电容器4b的电压和的Vin，所以根据电容器6a的两端电压的上升，电容器6b的两端电压下降。该状态继续，直至电容器6a的电压基本上等于第一分压用电容器4a、第二分压用电容器4b的电压和Vin，电容器6b的电压基本上成为零为止。

另外，此时，在变压器8的二次侧，通过电感器9a→平滑电容器11→二极管10a的路径、和电感器9b→平滑电容器11→二极管10b的路径流过电流。

接下来，如果电容器6a的电压基本上等于Vin，电容器6b的电压基本上成为零，则在变压器8的一次侧，通过电感器7→变压器一次绕组8a→第二分压用电容器4b→第二MOSFET5b的逆并联二极管的路径流过电流。

接下来，虽然第二MOSFET5b成为ON，但此时，对第二MOSFET5b的两端施加的电压（电容器6b的电压）基本上是零，成为零电压开关，第二MOSFET5b的开关损耗基本上是零。

另外，在第一MOSFET5a是OFF状态且第二MOSFET5b是ON状态时，在变压器8的一次侧，通过第二分压用电容器4b→变压器一次绕组8a→电感器7→第二MOSFET5b的路径流过电流，向变压器一次绕组8a施加-1/2·Vin的电压。其结果，在变压器8的二次侧，在变压器二次绕组8b中感应由变压器匝数比决定的电压，通过变压器二次绕组8b→电感器9b→平滑电容器11→二极管10a的路径流过电流，从变压器8的一次侧向二次侧进行电力传输。

接下来，如果第二MOSFET5b成为OFF而进入死区时间td期间，则通过希望使电流持续流过的电感器7的特性，在变压器8的一次侧，通过电感器7→电容器6b→第二分压用电容器4b→变压器一次绕组8a的路径、和电感器7→电容器6a→第一分压用电容器4a→变压器一次绕组8a的路径流过电流。此时，关于第二MOSFET5b的两端电压，通过电容器6b的作用，能够使电压的上升变慢，成为利用零电压开关的OFF。

另外，根据电容器6b的两端电压的上升，电容器6a的两端电压下降，该状态继续，直至电容器6b的电压基本上等于第一分压用电容器4a、第二分压用电容器4b的电压和Vin，电容器6a的电压基本上成为零为止。

另外，此时，在变压器8的二次侧，通过电感器9a→平滑电容器11→二极管10a的路径、和电感器9b→平滑电容器11→二极管10b的路径流过电流。

接下来，如果电容器6b的电压基本上等于Vin，电容器6a的电压基本上成为零，则在变压器8的一次侧，通过电感器7→第一MOSFET5a的逆并联二极管→第一分压用电容器4a→变压器一次绕组8a的路径流过电流。

之后，第一MOSFET5a成为ON，而返回第一MOSFET5a是ON状态且第二MOSFET5b是OFF状态时。此时，对第一MOSFET5a的两端施加的电压（电容器6a的电压）也基本上是零，成为零电压开关，第一MOSFET5a的开关损耗基本上是零。

在上述那样的第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的零电压开关时，与各第一MOSFET5a、第二MOSFET5b并联连接的电容器6a、6b发挥作用。为了使各第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的零电压开关成立，需要在开关中的死区时间td期间中，电容器6a、6b的电压增加至第一分压用电容器4a、第二分压用电容器4b的电压和Vin、或者降低至零电压附近。以下，将通过第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的ON/OFF而电容器6a、6b的电压增加至第一分压用电容器4a、第二分压用电容器4b的电压和Vin、或者降低至零电压附近而所需的时间称为电容器6a、6b的充放电完成时间。

电容器6a、6b的电压通过作为对电容器6a、6b进行充放电的电流的电感器7的电流而变化。因此，在负载13变轻而DC/DC转换器20的输出电力小的情况、即电感器7的电流降低的情况下，电容器6a、6b的充放电完成时间增大。

图3是说明逆变器部15的第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的控制以及动作的图。如图3所示，控制电路30根据来自电流检测器3的电流i而切换控制。电感器7的电流依赖于负载电流，来自电流检测器3的电流i也同样地依赖于负载电流，所以可以说电容器6a、6b的电压通过依赖于负载电流的电流i而变化。

控制电路30在电流i超过规定值ia的区域、即负载13是中负载～额定负载的负载区域中，使用PWM控制来控制逆变器部15，如果电流i成为规定值ia以下、即负载13成为比规定负载轻的轻负载区域，则切换为PFM控制（PulseFrequencyModulation，脉冲频率调制控制）。

在频率是恒定的PWM控制中，死区时间td固定，但在低电流区域中的PFM控制中，以伴随电流i的减少而死区时间td变长的方式使频率降低。于是，不使得到期望的输出电压的占空比变化而保持。

如上所述，在负载13变轻而DC/DC转换器20的输出电力小的情况、即电流i降低的情况下，第一MOSFET5a、第二MOSFET5b开关时的电容器6a、6b的充放电完成时间增大。在该实施方式中，如果电流i成为规定值ia以下，则切换为PFM控制，伴随电流i的减少，延长死区时间td而对第一MOSFET5a、第二MOSFET5b进行开关控制。该死区时间td被设定为比伴随电流i的减少而增大的电容器6a、6b的充放电完成时间长。

由此，在宽的负载范围中，在第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的开关中的死区时间td期间中，电容器6a、6b的电压能够增加至第一分压用电容器4a、第二分压用电容器4b的电压和Vin、或者降低至零电压附近，能够可靠性良好地稳定地进行零电压开关。由此，能够大幅降低电力损耗，得到变换效率高的DC/DC转换器装置、以及使用了该DC/DC转换器装置的车载电源装置。

另外，在上述实施方式中，电流检测器3与逆变器部15的输入侧的直流母线连接而检测输入电流，但只要是检测DC/DC转换器20中流过的电流、且依赖于负载电流而变化的电流的结构，则不限于此。

另外，在上述实施方式1中，作为2个串联的半导体开关元件5a、5b使用MOSFET进行了说明，但即使使用双极性晶体管、或者绝缘型双极性晶体管（IGBT）、或者碳化硅晶体管、或者通过宽带隙半导体形成的MOSFET也得到同样的效果。

宽带隙半导体是带隙比硅大的半导体，有例如碳化硅、氮化镓系材料或者金刚石。通过这样的宽带隙半导体形成的开关元件的耐电压性高、且容许电流密度也高，所以能够实现开关元件的小型化，通过使用这些小型化的开关元件，能够促进车载电源装置的小型化。电力损耗更低，所以能够实现开关元件的高效化，实现车载电源装置的高效化。

另外，由宽带隙半导体构成的开关元件的耐热性也高，所以能够实现通常在车载电源装置中并列设置的散热器的散热片的小型化、水冷却部分的空气冷却化，所以能够使车载电源装置进一步小型化。

另外，在上述实施方式1中，将电感器7设为独立的元件而进行了说明，但也可以使用变压器8的漏电感，得到同样的效果。

进而另外，关于与第一MOSFET5a、第二MOSFET5b分别并联连接的第一电容器6a、第二电容器6b，也可以使用在第一MOSFET5a以及第二MOSFET5b的两端中寄生的寄生电容，得到同样的效果。

另外，在上述实施方式1中，通过半桥逆变器构成了逆变器部15，但还能够应用于其以外的各种逆变器电路而得到同样的效果。

另外，在上述实施方式1中，在变压器8的二次侧的电路结构中使用倍电流整流电路结构进行了说明，但也可以设为中心抽头整流、二极管桥整流的电路结构而得到同样的效果。

另外，在上述实施方式1中，示出了作为整流电路10使用了二极管10a、10b的二极管整流，但也可以具备半导体开关元件而构成同步整流电路。在该情况下，控制电路30使整流电路内的半导体开关元件与逆变器部15的第一MOSFET5a、第二MOSFET5b同步地进行开关控制。由此，能够降低整流电路中的导通损耗。

另外，通过用宽带隙半导体形成整流电路内的半导体开关元件，能够进一步降低损耗且实现小型化、高效化。

另外，在上述实施方式1中，图示了在逆变器部15的PFM控制期间中，死区时间td伴随电流降低而直线地增大的例子，但也可以通过曲线或者阶段状等增大，只要设定为比伴随电流降低而增大的电容器6a、6b的充放电完成时间更长即可。

另外，在上述实施方式1中，示出了将DC/DC转换器装置应用于车载电源装置中的例子，但还能够应用于车辆用以外而得到同样的效果。另外，DC/DC转换器装置也可以设为没有用于绝缘的变压器8的结构。

实施方式2.

接下来，说明本发明的实施方式2。

在该实施方式2中，使用上述实施方式1的图1所示的同样的电路结构的电力变换装置以及车载电源装置，向控制电路30输入输出端子2c、2d的各电位VH、VL、和通过电流检测器3检测出的电流i，向逆变器部15的第一MOSFET5a、第二MOSFET5b，生成并输出图2所示的同样的第一选通信号30a、第二选通信号30b。在该情况下，由控制电路30执行的第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的控制的方法与上述实施方式1不同，以下示出。

图4是说明实施方式2的逆变器部15的第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的控制以及动作的图。如图4所示，控制电路30在电流i超过规定值ib的区域、即负载13是中负载～额定负载的负载区域中，使用PWM控制来控制逆变器部15，如果电流i成为规定值ib以下、即负载13成为比规定负载轻的轻负载区域，则切换为PFM控制。

通常，在用于得到期望的输出电压的占空比中有某种程度的余量，即使在频率是恒定的PWM控制中，在容许占空比的范围内，以伴随电流i的减少而使死区时间td变长的方式，控制第一MOSFET5a、第二MOSFET5b。另外，在低电流区域中的PFM控制中，以伴随电流i的减少而使死区时间td变长的方式使频率降低，不使占空比变化而保持。

该死区时间td被设定为比伴随电流i的减少而增大的电容器6a、6b的充放电完成时间长。

如上所述，在负载13变轻而DC/DC转换器20的输出电力小的情况下、即当电流i降低时，虽然第一MOSFET5a、第二MOSFET5b开关时的电容器6a、6b的充放电完成时间增大，但以使死区时间td比该充放电完成时间长的方式进行设定，来控制第一MOSFET5a、第二MOSFET5b。

由此，在宽的负载范围中，在第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的开关中的死区时间td期间中，电容器6a、6b的电压能够增加至第一分压用电容器4a、第二分压用电容器4b的电压和Vin、或者降低至零电压附近，能够可靠性良好地稳定地进行零电压开关。由此，与上述实施方式1同样地，能够大幅降低电力损耗，得到变换效率高的DC/DC转换器装置、以及使用了该DC/DC转换器装置的车载电源装置。

另外，能够应用于上述实施方式1的各种变形例也能够同样地适用，得到同样的效果。

实施方式3.

接下来，说明本发明的实施方式3。

在该实施方式3中，也使用与上述实施方式1同样的电路结构的电力变换装置以及车载电源装置，由控制电路30执行的第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的控制的方法与上述实施方式1不同。

图5是说明实施方式3的逆变器部15的第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的控制以及动作的图。如图5所示，控制电路30通过PFM控制对第一MOSFET5a、第二MOSFET5b进行控制。另外，以伴随电流i的减少使死区时间td变长的方式使频率降低，不使得到期望的输出电压的占空比变化而进行保持。该死区时间td被设定为比伴随电流i的减少而增大的电容器6a、6b的充放电完成时间长。

如上所述，在负载13变轻而DC/DC转换器20的输出电力小的情况、即当电流i降低时，虽然第一MOSFET5a、第二MOSFET5b开关时的电容器6a、6b的充放电完成时间增大，但以使死区时间td比该充放电完成时间长的方式进行设定，来控制第一MOSFET5a、第二MOSFET5b。

由此，在宽的负载范围中，在第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的开关中的死区时间td期间中，电容器6a、6b的电压能够增加至第一分压用电容器4a、第二分压用电容器4b的电压和Vin、或者降低至零电压附近，能够可靠性良好地稳定地进行零电压开关。由此，与上述实施方式1同样地，能够大幅降低电力损耗，得到变换效率高的DC/DC转换器、以及使用了该DC/DC转换器的车载电源装置。

另外，能够应用于上述实施方式1的各种变形例能够同样地适用，得到同样的效果。

实施方式4.

接下来，说明本发明的实施方式4。

图6是作为本发明的实施方式4的电力变换装置的DC/DC转换器装置以及车载电源装置的结构图。如图6所示，向控制电路30，输入输出端子2c、2d的各电位VH、VL、通过电流检测器3检测出的电流i、以及第二MOSFET5b的漏极端子、源极端子的各电位Vd、Vs，向逆变器部15的第一MOSFET5a、第二MOSFET5b生成并输出第一选通信号30a、第二选通信号30b。其他结构与上述实施方式1相同。

控制电路30的基本的控制与上述实施方式1相同。在电流i超过规定值ia的区域、即负载13是中负载～额定负载的负载区域中，使用PWM控制，固定死区时间td来控制逆变器部15，如果电流i成为规定值ia以下、即负载13成为比规定负载轻的轻负载区域，则切换为PFM控制。另外，在低电流区域中的PFM控制中，以伴随电流i的减少而使死区时间td变长的方式，使频率降低。另外，不使得到期望的输出电压的占空比变化而进行保持。

在该情况下，在控制电路30中，根据第二MOSFET5b的漏极端子、源极端子的各电位Vd、Vs，检测并监视第二MOSFET5b的两端电压，根据该两端电压，以使第一MOSFET5a、第二MOSFET5b进行零电压开关的方式，调整第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的开关。第一MOSFET5a、第二MOSFET5b进行零电压开关是在电容器6a、6b的电压、即第一MOSFET5a、第二MOSFET5b的两端电压基本上等于第一分压用电容器4a、第二分压用电容器4b的电压和Vin、或基本上等于0时进行。因此，监视第二MOSFET5b的两端电压，以在该电压基本上等于Vin、或基本上等于0时使第一MOSFET5a、第二MOSFET5b成为ON/OFF的方式，调整开关的定时。

由此，能够得到与上述实施方式1同样的效果，并且第一MOSFET5a、第二MOSFET5b能可靠地进行零电压开关，能够进一步降低电力损耗，得到变换效率高的DC/DC转换器装置、以及使用了该DC/DC转换器装置的车载电源装置。

另外，在上述实施方式4中，示出了控制电路30的基本的控制与上述实施方式1相同的情况，但也可以与上述实施方式2或者3同样地，第一MOSFET5a、第二MOSFET5b都能够可靠地进行零电压开关，能够进一步降低电力损耗，得到变换效率高的DC/DC转换器装置、以及使用了该DC/DC转换器装置的车载电源装置。

另外，能够应用于上述实施方式1的各种变形例能够同样地适用，得到同样的效果。

实施方式5.

接下来，说明本发明的实施方式5。

在该实施方式5中，使用在上述各实施方式1～4中使电感器7具有可变特性的例子。图7是实施方式5的电感器7的特性图，根据电流使电感可变，如果电流增加，则使电感减少。

在电感恒定的情况下，如果DC/DC转换器20中流过的电流增加，则第一MOSFET5a、第二MOSFET5b开关时的电感器7中的换流时间增大。在该实施方式中，电感器7伴随电流的增加而使电感减少，所以能够缩短换流时间。因此，DC/DC转换器20进一步降低损耗且提高电力变换效率。

另外，利用电感器7的换流来进行零电压开关，在该情况下，在死区时间td的设定中，根据电流i、和依据电流i而变化的电感器7的电感这双方，在例如PFM控制中使频率非线性地变化，从而设定为能够进行零电压开关、并且得到期望的输出电压。由此，能够可靠地进行零电压开关，并且能够使动作频率的下限值上升，所以能够使DC/DC转换器20内的磁性部件小型化。

另外，本发明能够在本发明的范围内，自由地组合各实施方式、或者对各实施方式适宜地进行变形、省略。

Claims (14)

1.一种电力变换装置，具备：

DC/DC转换器和控制电路，

所述DC/DC转换器具备：

逆变器部，具备2个串联的半导体开关元件，并将直流电力变换为交流电力；

整流电路，对该逆变器部的交流输出进行整流；

平滑电路，使整流了的电压平滑而对负载输出直流电力；

所述控制电路控制所述逆变器部，

所述逆变器部具备：

电容器，与各所述半导体开关元件并联连接；以及

电感器，与交流输出线连接，

所述控制电路以使各所述半导体开关元件进行零电压开关的方式，根据在所述DC/DC转换器中流过的电路电流，使作为所述2个串联的半导体开关元件都截止的期间的死区时间变化，在该电路电流成为设定值以下的区域中，使用PFM控制来控制所述逆变器部，

所述电感器根据所述电路电流使电感可变，如果所述电路电流增加，则使所述电感减少。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在所述电路电流超过所述设定值的区域中使用PWM控制来控制所述逆变器部，如果所述电路电流成为所述设定值以下，则切换为PFM控制。

3.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路当所述电路电流减少时使所述死区时间增大。

4.一种电力变换装置，具备：

DC/DC转换器和控制电路，

所述DC/DC转换器具备：

逆变器部，具备2个串联的半导体开关元件，并将直流电力变换为交流电力；

整流电路，对该逆变器部的交流输出进行整流；

平滑电路，使整流了的电压平滑而对负载输出直流电力；

所述控制电路控制所述逆变器部，

所述逆变器部具备：

电容器，与各所述半导体开关元件并联连接；以及

电感器，与交流输出线连接，

所述逆变器部检测所述2个串联的半导体开关元件的一方的两端电压，

所述控制电路以使各所述半导体开关元件进行零电压开关的方式，根据在所述DC/DC转换器中流过的电路电流，使作为所述2个串联的半导体开关元件都截止的期间的死区时间变化，在该电路电流成为设定值以下的区域中，使用PFM控制来控制所述逆变器部，根据所检测出的所述两端电压，调整所述2个串联的半导体开关元件的开关。

5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在所述电路电流超过所述设定值的区域中使用PWM控制来控制所述逆变器部，如果所述电路电流成为所述设定值以下，则切换为PFM控制。

6.根据权利要求4或者5所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路当所述电路电流减少时使所述死区时间增大。

7.根据权利要求1、2、4或者5所述的电力变换装置，其特征在于，具备：

电流检测器，检测所述DC/DC转换器中流过的电路电流。

8.根据权利要求1、2、4或者5所述的电力变换装置，其特征在于，

在所述逆变器部的直流母线之间具备对所输入的直流电压进行分压的2个串联的分压用电容器，由半桥逆变器构成了所述逆变器部。

9.根据权利要求1、2、4或者5所述的电力变换装置，其特征在于，具备：

变压器，与所述逆变器部的交流侧连接，

该变压器的一次绕组、所述电感器、以及所述交流输出线被串联连接，该变压器的二次绕组与所述整流电路连接。

10.根据权利要求1、2、4或者5所述的电力变换装置，其特征在于，

所述整流电路具备半导体开关元件，

所述控制电路使所述整流电路内的所述半导体开关元件与所述逆变器部的所述2个串联开关元件同步地进行开关控制。

11.根据权利要求1、2、4或者5所述的电力变换装置，其特征在于，

所述整流电路内的所述半导体开关元件通过带隙比硅宽的宽带隙半导体形成。

12.根据权利要求1、2、4或者5所述的电力变换装置，其特征在于，

所述逆变器部内的各所述半导体开关元件通过带隙比硅宽的宽带隙半导体形成。

13.一种车载电源装置，具备电力变换装置以及行驶用马达驱动用的电池，

该电力变换装置具有：

DC/DC转换器和控制电路，

所述DC/DC转换器具备：

逆变器部，具备2个串联的半导体开关元件，并将直流电力变换为交流电力；

整流电路，对该逆变器部的交流输出进行整流；

平滑电路，使整流了的电压平滑而对负载输出直流电力；

所述控制电路控制所述逆变器部，

所述逆变器部具备：电容器，与各所述半导体开关元件并联连接；以及电感器，与交流输出线连接，所述逆变器部从所述电池被输入直流电力，

所述控制电路以使各所述半导体开关元件进行零电压开关的方式，根据在所述DC/DC转换器中流过的电路电流，使作为所述2个串联的半导体开关元件都截止的期间的死区时间变化，在该电路电流成为设定值以下的区域中，使用PFM控制来控制所述逆变器部，

所述电感器根据所述电路电流使电感可变，如果所述电路电流增加，则使所述电感减少。

14.一种车载电源装置，具备电力变换装置以及行驶用马达驱动用的电池，

该电力变换装置具有：

DC/DC转换器和控制电路，

所述DC/DC转换器具备：

逆变器部，具备2个串联的半导体开关元件，并将直流电力变换为交流电力；

整流电路，对该逆变器部的交流输出进行整流；

平滑电路，使整流了的电压平滑而对负载输出直流电力；

所述控制电路控制所述逆变器部，

所述逆变器部具备：电容器，与各所述半导体开关元件并联连接；以及电感器，与交流输出线连接，所述逆变器部从所述电池被输入直流电力，

所述逆变器部检测所述2个串联的半导体开关元件的一方的两端电压，

所述控制电路以使各所述半导体开关元件进行零电压开关的方式，根据在所述DC/DC转换器中流过的电路电流，使作为所述2个串联的半导体开关元件都截止的期间的死区时间变化，在该电路电流成为设定值以下的区域中，使用PFM控制来控制所述逆变器部，根据所检测出的所述两端电压，调整所述2个串联的半导体开关元件的开关。