CN102959858B - 放大装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了在电路规模不变大且不改变放大装置的传递函数（增益和相位的频率特性）的情况下，一边固定地保持环路增益，一边使叠加在输出信号上的噪声减低的技术，根据该技术，具备：电源电压控制部（7），检测输入声音信号（S1）的振幅电平（S9），输出与该振幅电平（S9）对应的目标设定电压值信息（Vs）所示的电压值的功率；以及PWM调制部（2），具备对输入声音信号（S1）进行脉冲宽度变换的PWM变换器（23）和对由PWM变换器（23）调制了的信号进行校正的校正部，PWM调制部（2）中校正部对应于目标设定电压值信息（Vs）以抵消功率放大部（4）的放大增益的变化的量的方式，对由PWM变换器（23）调制了的PWM信号（S5）的脉冲宽度进行校正。

Description

放大装置
技术领域
本发明涉及对输入信号的功率进行放大的放大装置，特别是，涉及通过控制功率放大级中的供给电源的电压，从而使输出信号的信噪比和功率放大级中的功率效率提高的放大装置。
背景技术
以往，已有如下技术：将电压可变电源作为放大装置的电源使用，使供给到功率放大级的电源电压值追随对放大装置的输入声音信号电平而进行增减，谋求叠加在输出信号上的噪声的减低和功率放大级中的功率效率的改善。因为在该情况下，通过使供给到功率放大级的电源电压追随输入声音信号电平，从而能在输入声音信号电平小的情况下，使功率放大级的电源电压下降至该放大了的信号不失真的程度的振幅的电压值，所以可得到可减低叠加在放大装置的输出信号上的噪声的效果，并且能改善功率放大级中的功率效率。
可是，因为当放大装置使供给到功率放大级的电源电压降低时，由功率放大级的电压放大造成的放大增益也会降低，所以为了防止这个情况，已知以如下方式进行调整的放大装置：恒定电压控制电路与输入模拟信号的振幅电平成比例地对功率放大部的电压进行控制，并且设置在反馈电路的衰减器与恒定电压控制电路进行联动，对应于恒定电压的电压电平固定地保持反馈（feedback）量（例如，参照下述的专利文献1）。此外，作为其它的以往例，还已知对应于供给到信号再生装置的转换放大器（switching amplifier）的电压值的增减，对设置在反馈环路的增益调整单元的增益进行调整的放大装置（例如，参照下述的专利文献2）。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2000－059153号公报（摘要）
专利文献2：日本特开2007－110646号公报（摘要）。
然而，在以往的放大装置中，存在以下的问题点。即，在专利文献1记载的技术构成为：对应于对转换放大器施加的恒定电压的电压电平来变更反馈电路中的衰减量，固定地保持环路增益（loop gain）。因此，需要使反馈电路上的衰减量为可变，当要连续地或者呈多阶段地变更该衰减量时，变得需要电子衰减电路等，电路规模将变大。此外，存在进行变更量的切换时会产生噪声等问题。接着，在专利文献2记载的技术存在即使能使负反馈环路增益相同，传递函数也会变化的问题。
发明内容
本发明鉴于上述各以往例的问题点，其目的在于，提供能在电路规模不变大且不改变放大装置的传递函数（增益和相位的频率特性）的情况下，一边固定地保持环路增益，一边使叠加在输出信号上的噪声减低，特别是能使小输入声音信号时的信噪比提高的放大装置。
本发明的放大装置为了达到上述目的，构成为具有：功率放大单元，通过用与输入声音信号的电平相应的脉冲宽度调制信号来转换电源电压，从而对所述输入声音信号进行功率放大；电源电压控制单元，检测所述输入声音信号的振幅电平，将与检测到的输入信号振幅电平相应的目标设定电压作为所述电源电压施加到所述功率放大单元；监测所述功率放大单元的输出的单元；脉冲宽度变换单元，将所述输入声音信号变换为与其电平相应的脉冲宽度的脉冲宽度调制信号；以及脉冲宽度校正单元，基于所述目标设定电压和所述监测到的功率放大单元的输出，以抵消所述功率放大单元的放大增益的变化的量的方式，对由所述脉冲宽度变换单元生成的脉冲宽度调制信号的脉冲宽度进行校正并施加到所述功率放大单元。
此外，本发明的放大装置为了达到上述目的，构成为具有：功率放大单元，通过用与输入声音信号的电平相应的脉冲宽度调制信号来转换电源电压，从而对所述输入声音信号进行功率放大；电源电压控制单元，检测所述输入声音信号的振幅电平，将与检测到的输入信号振幅电平相应的目标设定电压作为所述电源电压施加到所述功率放大单元；检测单元，对施加到所述功率放大单元的电源电压进行检测；脉冲宽度变换单元，将所述输入声音信号变换为与其电平相应的脉冲宽度的脉冲宽度调制信号；基本时钟生成部，生成基本时钟，该基本时钟是将所述输入声音信号变换为所述脉冲宽度调制信号时的基本的定时信号；斜波斜率控制部，根据所述基本时钟生成部生成的基本时钟，对应于所述检测到的电源电压生成斜率不同的斜波；监测所述功率放大单元的输出的单元；以及校正部，基于由所述斜波斜率控制部生成的斜波和所述监测到的功率放大单元的输出，以抵消所述功率放大单元的放大增益的变化的量的方式，对由所述脉冲宽度变换单元生成的脉冲宽度调制信号的脉冲宽度进行校正并施加到所述功率放大单元。
根据本发明，能在电路规模不变大且不改变放大装置的传递函数（增益和相位的频率特性）的情况下，一边固定地保持环路增益，一边使叠加在输出信号上的噪声减低，特别是，能使小输入声音信号时的信噪比提高。
附图说明
图1是本发明的实施方式1中的放大装置的框图。
图2是示出本发明的实施方式1中的斜波的斜率和上升时间的关系的图。
图3是用于说明本发明的实施方式1中的通过控制斜波的斜率从而抵消功率放大部的由电源电力的电压值的变动造成的放大增益的变化的量的原理的图。
图4是本发明的实施方式2中的放大装置的框图。
图5是本发明的实施方式2中的检测功率放大部的电源电力的电压值的检测器的框图。
图6是本发明的实施方式3中的放大装置的框图。
图7是示出本发明的实施方式3中的PWM变换器的PWM调制对象值和PWM信号的关系的说明图。
图8是用于说明本发明的实施方式3中的通过控制PWM变换器的PWM调制对象值从而抵消功率放大部的由电源电力的电压值的变动造成的放大增益的变化的量的原理的说明图。
具体实施方式
（实施方式1）
以下，一边参照图1的框图，一边对本发明的实施方式1中的放大装置1进行说明。
在图1中，本实施方式1的放大装置1与输出线路电平程度的电平的声音信号的音频装置8连接。
从音频装置8输出的声音信号作为放大装置1的输入声音信号S1输入到放大装置1，在放大装置1进行功率放大，向扬声器9输出。扬声器9将从放大装置1输出的进行功率放大后的声音信号变换为声音进行放音。
此外，放大装置1和音频装置8与供给使它们进行工作所需的电力的直流电源（未图示）连接。但是，使各装置进行工作所需的电源并不限定于直流电源，也可以配合各装置的特性适宜地使用交流电源。
放大装置1具备PWM（Pulse width Modulation：脉冲宽度调制）调制部2、栅极驱动器部3、功率放大部4、低通滤波器5、负反馈部6以及电源电压控制部7而构成。特别是，在放大装置1设置有使功率放大部4的输出信号负反馈到PWM调制部2的负反馈部6。
当从音频装置8向放大装置1输入声音信号S1时，输入声音信号S1将输入到电源电压控制部7，并且输入到PWM调制部2。
电源电压控制部7检测从音频装置8输入的输入声音信号S1的振幅电平（S9），将与检测到的输入声音信号S1的振幅电平（S9）对应的目标设定电压值信息Vs（细节将后述）输出到PWM调制部2，并且控制正侧和负侧的输出电压（+Vdd、－Vdd），使其成为作为目标设定电压值信息Vs所示的电压值的目标电压，将作为该正侧以及负侧的电压值（+Vdd、－Vdd）的电源电力送出到功率放大部4。
PWM调制部2将从音频装置8输入的输入声音信号S1变换为与输入声音信号S1相应的脉冲宽度的PWM信号S5，接着，使用从负反馈部6输入的反馈信号S4和从电源电压控制部7输入的目标设定电压值信息Vs，对PWM信号S5的脉冲宽度进行校正（细节将后述），将得到的信号作为校正后PWM信号S2送出到栅极驱动器部3。
在此，PWM调制部2能由数字信号处理器、微控制器等实现。
栅极驱动器部3在输入的校正后PWM信号S2中***空载时间，并且制作将校正后PWM信号S2的电位移动到能驱动功率放大部4的高电平侧（+Vdd）和低电平侧（－Vdd）的高速转换元件4a、4b的程度的驱动信号，并送出到功率放大部4。
功率放大部4由半桥电路构成，该半桥电路由配置在高电位电源侧并从电源电压控制部7供给正侧电压+Vdd的高电平侧高速转换元件4a和配置在低电位电源（或者接地）侧并从电源电压控制部7供给负侧电压－Vdd的低电平侧高速转换元件4b构成。
功率放大部4利用从栅极驱动器部3输入的驱动信号，以由正侧电压+Vdd和负侧电压－Vdd决定的电压振幅进行高速转换工作，对输入到功率放大部4的信号进行功率放大，得到校正后放大信号S3。
得到的校正后放大信号S3输出到负反馈部6，并且送出到低通滤波器5。在此，作为高速转换元件4a、4b，可使用例如MOS场效应晶体管等。
负反馈部6设置在反馈电路上，对从功率放大部4输出的校正后放大信号S3进行衰减，作为反馈信号S4负反馈到PWM调制部2。
低通滤波器5是，将从由功率放大部4输出的校正后放大信号S3中除去不需要的高频成分而得到的声音信号输出到扬声器9的滤波器，例如，由线圈L、电容器C等元件构成。
进而，一边参照图1的框图，一边对关于电源电压控制部7和PWM调制部2的详细的内部结构和工作进行说明。
电源电压控制部7具备输入信号电平检测部71、控制部72以及电压可变电源部73而构成。
输入信号电平检测部71制作包含从音频装置8输入的输入声音信号S1的振幅信息的输入信号振幅电平信息S9，并送出到控制部72。
控制部72从预先设定在控制部72内部的数据表信息之中选择与在输入信号电平检测部71制作的输入信号振幅电平信息S9对应的目标设定电压值信息Vs，将选择的目标设定电压值信息Vs输出到电压可变电源部73，并且将目标设定电压值信息Vs输出到PWM调制部2。
另外，目标设定电压值信息Vs是，示出应对电压可变电源部73进行设定的电压值（+Vdd、－Vdd）的目标值的信息。
电压可变电源部73是，可对应于从控制部72输入的目标设定电压值信息Vs将输出电压（+Vdd、－Vdd）变为应设定的电压值的电源，将基于目标设定电压值信息Vs进行控制的电压值（+Vdd、－Vdd）的电源电力供给到功率放大部4。
输入信号电平检测部71和控制部72能由数字信号处理器、微控制器等实现。
接着，PWM调制部2具备PWM变换器23、作为PWM脉冲宽度校正部的基本时钟生成部21、斜波斜率控制部22、积分器24、比较器25以及加法器26而构成。对上述PWM调制部2的各部分供给±Vcc，作为电源电压。
在此，PWM变换器23主要是由用数字方式进行的运算电路求出PWM信号的处理部，PWM调制部2是，除了变换器23以外还包括校正部或者比较器等的作为调制电路的模块。
基本时钟生成部21如图2所示，生成基本时钟CL，该基本时钟CL是PWM变换器23对输入声音信号S1进行PWM变换时的定时信号，规定的周期为T，电压振幅电平为±Vcc（V）。在此，基本时钟CL是，拥有比从音频装置8输入的输入声音信号S1的周期充分短的周期的方波。
生成的基本时钟CL输出到PWM变换器23，并且也输出到斜波斜率控制部22。
PWM变换器23使用从基本时钟生成部21输入的基本时钟CL，变换为与从音频装置8输入的输入声音信号S1相应的脉冲宽度的PWM信号S5，输出到加法器26。作为PWM变换的方式，已知有Delta－Sigma变换方式、三角波比较方式等，在本实施方式中也应用这些方式中的任一种方式。
加法器26使用从PWM变换器23输入的PWM信号S5和从负反馈部6输入的反馈信号S4，更详细地说，从PWM信号S5中减去反馈信号S4，制作包含PWM信号S5和反馈信号S4的误差成分的差分信号S6（＝S5－S4），输出到积分器24。
积分器24对从加法器26输入的差分信号S6进行积分，制作包含上述误差成分的差分积分信号S7，输出到比较器25的+输入端子。
斜波斜率控制部22如图2所示，使用从基本时钟生成部21输入的基本时钟CL和从控制部72输入的目标设定电压值信息Vs，制作拥有斜率α的斜波S8（细节将后述），输出到比较器25的－输入端子。
比较器25对从积分器24输入的差分积分信号S7与从斜波斜率控制部22输入的斜波S8进行比较，制作包含上述的误差成分（＝S5－S4）并用斜波S8的周期T表示的校正后PWM信号S2，送出到栅极驱动器部3。
在此，使用图2和图3对斜波S8的斜率α的定义、和通过控制斜波的斜率α从而抵消功率放大部4的由电源电力的电压值（+Vdd、－Vdd）的变动造成的放大增益的变化的量的原理的细节进行说明。
首先，一边参照图2，一边说明在本实施方式1中使用的斜波S8的斜率α的定义。
如图2所示，斜波S8是，与基本时钟CL的上升沿P1～P2同步上升、与下降沿P3～P4同步下降的信号。此外，斜波S8的上升、下降各自的斜率（α、－α）设为由规定的时间宽度τ确定的斜率。
而且，斜波S8的电压振幅是与基本时钟CL相同的±Vcc（V），斜波S8的上升和下降的各时间宽度τ具有相同的时间宽度。
在此，对与目标设定电压值信息Vs对应的目标电压±Vt（V）、时间宽度τ、斜波S8的斜率α的关系，分别以如下方式进行定义。
首先，将从音频装置8对放大装置1输入最大振幅电平的输入声音信号S1max的情况下的目标电压值±Vt（V）设为±Vdd（V），将目标设定电压值信息Vs设为Vsmax，将斜波S8的斜率的时间宽度τ设为τ1，将斜波S8的斜率α设为α1。最大振幅电平（S1max）指的是，在对功率放大部4供给最大电源电力的电压值±Vdd（V）的情况下，在不产生由电源电力的电压值±Vdd造成的失真的情况下可放大的输入声音信号S1的振幅电平。
当控制部72向电压可变电源部73以及斜波斜率控制部22输出目标设定电压值信息（在该情况下为Vsmax）时，电压可变电源部73基于目标设定电压值信息Vsmax，对功率放大部4供给作为最大电源电力的电压值的目标电压值±Vdd（V）。
而且，斜波斜率控制部22制作与目标设定电压值信息Vsmax对应的使斜波S8的斜率α的时间宽度τ为
1/m×T（2<m）
的斜波S8（图2所示的粗实线）。将该情况的斜波的斜率设为α1，使
α1=2|Vcc|/τ1。
此外，将从音频装置8对放大装置1输入最小振幅电平的输入声音信号S1min的情况下的目标电压值±Vt（V）定义为
±2/n1×Vdd（V）（在此，2<n1），
将目标设定电压值信息Vs定义为Vsmin，将斜波的斜率的时间宽度τ定义为τ2，将斜波S8的斜率α定义为α2。最小振幅电平（S1min）指的是，对功率放大部4供给最小电源电力的电压值±2/n1×Vdd（V）的情况下的输入声音信号S1的振幅电平。
与输入最大振幅电平的输入声音信号S1max的情况同样地，当控制部72向电压可变电源部73以及斜波斜率控制部22输出目标设定电压值信息（在该情况下为Vsmin）时，电压可变电源部73基于目标设定电压值信息Vsmin，对功率放大部4供给作为最小电源电力的电压值的目标电压值±2/n1×Vdd（V）。
而且，斜波斜率控制部22制作与目标设定电压值信息Vsmin对应的使时间宽度τ2为1/2×T的斜波S8（图2所示的粗虚线）。将该情况下的斜波S8的斜率设为α2，设
α2＝2|Vcc|/τ2。
通过像上述的那样定义从音频装置8对放大装置1输入最大振幅电平和最小振幅电平的输入声音信号S1max、S1min的情况下的与目标设定电压值信息Vs对应的目标电压值±Vt（V）、时间宽度τ、斜波S8的斜率α的极限值，从而在对放大装置1输入任意的振幅电平的输入声音信号S1的情况下，目标设定电压值信息Vs变为Vsmax～Vsmin的范围，作为从电压可变电源部73供给到功率放大部4的电源电力的电压值的目标电压值±Vt（V）变为±Vdd（V）～±2/n1×Vdd（V）的范围。
斜波斜率控制部22利用目标设定电压值信息Vs的可变范围Vsmax～Vsmin，制作将时间宽度τ控制在τ1～τ2的范围的斜波S8（图2所示的粗单点划线）。该情况下的斜波S8的斜率α变为α1～α2的范围。
根据上述的内容可知，时间宽度τ与对应于目标设定电压值信息Vs的目标电压值±Vt（V）成反比关系。即，时间宽度τ与目标设定电压值信息V的关系可用式1表示。
τ＝K0×（1/|Vt|）  …式1
当将从音频装置8对放大装置1输入最大振幅电平的输入声音信号S1max的情况下的与目标设定电压值信息Vsmax对应的目标电压值±Vｔ＝±Vdd（V）和斜波的斜率的时间宽度τ1＝1/m×T的定义代入式1时，K0可用式2表示。
K0＝（1/m×T）×|Vdd|  …式2
当将式2代入式1时，斜波S8的时间宽度τ可用式3表示。
τ＝（|Vdd|/|Vt|）×（1/m×T）  …式3
在此，τ是时间宽度τ1≤τ≤τ2，T是周期，|Vt|是目标电压|Vdd|≥|Vｔ|≥|2/n1×Vdd|。
此外，斜波S8的斜率α可用斜波S8的时间宽度τ由式4表示。
α＝（2×|Vcc|）/τ　（α1≥α≥α2）  …式4
在此，2×|Vcc|是斜波S8的电源电压振幅。
使用以上说明的内容，斜波斜率控制部22对从基本时钟生成部21输入的作为方波的基本时钟CL的上升P1～P2处的斜波S8的斜率α进行控制，制作用于PWM信号S5的脉冲宽度校正的斜波S8。
制作的斜波S8，基于以下的原理控制其斜率α，在校正部用于运算处理。由此，会抵消功率放大部4的由电源电力的电压值（+Vdd、－Vdd）的变动造成的放大增益G的变化的量。
一边参照图3，一边对通过控制斜波的斜率α从而抵消功率放大部4的由电源电力的电压值（+Vdd、－Vdd）的变动造成的放大增益的变化的量的原理进行说明。
将输入声音信号S1为最大振幅电平S1max的情况设为情形A，将输入声音信号S1为最小振幅电平S1min的情况设为情形B，对抵消的原理的细节进行说明。
情形A指的是，对功率放大部4供给电压值±Vdd（V）的电源电力，与斜波S8的斜率α1的斜波Ramp1对应的校正后PWM信号S2被放大的情形。该情况下的功率放大部4的放大增益Gain1是|Vdd|/|Vcc|，将用时间宽度τ1进行控制的斜率α1的斜波S8中的导通（ON）时间宽度增益K1×（1/m×T）设为Gτ1。
情形B是，对功率放大部4供给电压值±2/n1×Vdd（V）的电源电力，对于与斜波的斜率α2的斜波Ramp2对应的校正后PWM信号S2，输入声音信号S1被放大的情况。
该情况下的功率放大部4的放大增益Gain2是|2/n1×Vdd|/|Vcc|（即，是Gain2＝2/n1×G1），将用时间宽度τ2进行控制的斜率α2的斜波S8中的导通时间宽度增益K1×n1/2×（1/m×T）设为Gτ2（即，是Gτ2＝n1/2×Gτ1）。
在此，Line1和Line2分别定义为从积分器24输入的差分积分信号S7的最大振幅电平S7max和最小振幅电平S7min。
在情形A中，将具有与Line1比斜波Ramp1大的区间B2－A1对应的最大导通时间宽度tB2－tA1的校正后PWM信号S2设为Ds1，将具有与Line2比斜波Ramp1大的区间A2－B1对应的最小导通时间宽度tA2－tB1的校正后PWM信号S2设为Ds2。当表示Ds1和Ds2之间的导通时间宽度的可变范围(单侧)时，成为tB1－tA1。
可变范围tB1－tA1可使用斜波的斜率α1的斜波Ramp1中的时间宽度τ1，用式5表示。
tB1－tA1＝K1×τ1＝K1×（|Vdd|/|Vdd|）×（1/m×T）  …式5
在此，设K1为差分积分信号S7的振幅（Line1－Line2）与斜波的振幅（2×|Vcc|）之比。
当校正PWM信号Ds1和Ds2分别在被供给了电源电力的电压值±Vdd的功率放大部4进行功率放大时，Ampl1和Ampl2作为校正后放大信号S3从功率放大部4分别输出。
与放大PWM信号Ampl1和Ampl2的导通时间宽度成比例的功率输出可由时间宽度tB1－tA1与供给到功率放大部4的电源电力的电压值2×|Vdd|之积算出。即，是（tB1－tA1）×2×|Vdd|，当将该情况下的功率输出设为功率转换面积SA1时，SA1可用式6表示。
SA1＝（tB1－tA1）×2×|Vdd|  …式6
当将式5代入式6进行整理时，斜率α1的斜波Ramp1中的功率转换面积SA1可用式7表示。
SA1＝K1×（（|Vdd|/|Vdd|）×（1/m×T））×2×|Vdd|
       ＝K1×（1/m×T）×2×|Vdd|  …式7
在此，因为上升和下降的时间宽度τ是相同的时间宽度，所以变成SA1＝SA2是显然的。
在情形B中，斜波Ramp2的斜率α2是情形A的斜波Ramp1的斜率α1的2倍，供给到功率放大部4的电源电力的电压值±2/n1×Vdd（V）是情形A的供给到功率放大部4的电源电力的电压值±Vdd（V）的2/n1倍。其它的条件与情形A相同。
因此，使用与情形A同样的手法，情形B中的功率转换面积SB1可用式8表示。
SB1＝K1×(（|Vdd|/|2/n1×Vdd|）×（1/m×T））×2×|2/n1×Vdd|
       ＝K1×(n1/2×(1/m×T))×2×|2/n1×Vdd|  …式8
在此，与情形A同样地，变成SB1＝SB2是显然的。通过对式7和式8进行比较，从而可知功率转换面积SA1与功率转换面积SB1相同。
此外，当将式7和式8的两侧除以2×|Vcc|进行整理时，分别可用式9和式10表示。
SA1/（2×|Vcc|）＝K1×(1/m×T)×（|Vdd|/|Vcc|）
                              ＝Gτ1×Gain1  …式9
SB1/（2×|Vcc|）＝K1×（n1/2×（1/m×T)）×|2/n1×Vdd/Vcc|
                              ＝Gτ2×Gain2  …式10
因为功率转换面积SA1与功率转换面积SB1相同，所以由Gain2比Gain1降低造成的放大增益的变化的量（2/n1倍）可用由Gτ2比Gτ1升高造成的导通时间宽度增益的变化的量（n1/2倍）进行抵消。
进而，对从音频装置8对放大装置1输入任意的振幅电平(上述的最大振幅电平的情形A与最小振幅电平的情形B之间的振幅电平)的输入声音信号S1的情况，说明可抵消的原理的细节。
从音频装置8对放大装置1输入任意的振幅电平的输入声音信号S1的情况下的与目标设定电压值信息Vs对应的目标电压值±Vt（V）为±2/n×Vdd（V），其范围变成
±Vdd>±2/n×Vdd>±2/n1×Vdd（2<n<n1）。
当设斜波的斜率α的时间宽度为τ时，时间宽度τ变成
τ1<τ<τ2。
该情况下的功率放大部4的放大增益Ｇ变成
|2/n×Vdd|/|Vcc|。
设用时间宽度τ进行控制的斜率α的斜波S8中的导通时间宽度增益K1×n/2×（1/m×T）为Gτ。
当控制部72向电压可变电源部73以及斜波斜率控制部22输出目标设定电压值信息Vs时，电压可变电源部73基于目标设定电压值信息Vs，对功率放大部4供给作为电源电力的电压值的目标电压值±2/n×Vdd（V）。
而且，斜波斜率控制部22制作使与目标设定电压值信息Vs对应的斜波的斜率α的时间宽度为τ的斜波S8。在此，设该情况下的斜波S8的斜率α为α1>α>α2。
在该情况下，与情形A、情形B同样地，当将该情况下的功率转换面积设为SA时，功率放大部4的放大增益G与斜波的斜率α的斜波的时间宽度τ的关系可用式11表示。
SA/（2×Vcc）＝K1×τ×（2×|2/n×Vdd|）/（2×|Vcc|）
                           ＝K1×（n/2×（1/m×T））×|2/n×Vdd|/|Vcc|
                           ＝Gτ×G  …式11
根据式11，由G比Gain1(最大振幅电平的输入声音信号S1max中的放大增益)降低造成的放大增益的变化的量（2/n倍），可用由Gτ比Gτ1升高造成的导通时间宽度增益的变化的量（n/2倍）进行抵消。
即，即使在输入声音信号S1的任意的振幅电平，由降低供给到功率放大部4的电源电力的电压值+Vdd、－Vdd造成的放大增益的变化的量变得也可由用时间宽度τ进行控制的斜率α的斜波S8中的时间宽度增益的变化的量进行抵消。
在此，对本发明的实施方式1中的放大装置1的传递函数G（s）（增益和相位的频率特性）不变的情况下可固定地保持环路增益的理由进行说明。放大装置1中的传递函数G（s）可用式12表示。
G（s）＝G0（s）/（1+G0（s）β（s））  …式12
在此，β（s）是负反馈部6的传递函数，G0（s）是放大装置1的开环（open loop）的传递函数，|G0（s）β（s）|是环路增益。
在本实施方式1中，放大装置1的开环的传递函数G0（s）可用开环路径中的各电路的传递函数之积，即，可用PWM变换器23的传递函数G1（s）、积分器24的传递函数G2（s）、用斜波的斜率α进行控制的比较器25中的传递函数G3（s）以及功率放大部4的传递函数G4（s）之积求出，能用式13表示。
G0（s）＝G1（s）×G2（s）×G3（s）×G4（s）  …式13
此外，因为斜波斜率控制部22使供给到功率放大部4的电源电力的电压值|Vｔ|与斜率α的斜波S8的时间宽度τ成比例地变化，即，只对增益进行控制，所以功率放大部4的传递函数G4（s）和比较器25中的传递函数G3（s）的相位的频率特性不会产生变化。
如已经示出的那样，因为G3（s）和G4（s）的增益的变动的量相互抵消，所以G3（s）×G4（s）的增益的频率特性不变。进而，因为本实施方式1中的其它的各电路的传递函数G1（s）和G2（s）不受功率放大部4的电源电力的电压值和输入到比较器25的斜波的斜率α的控制的影响，所以不会变化，因此开环的传递函数G0（s）不变。
根据本发明的实施方式1中的放大装置1，传递函数G（s）不变，此外，能固定地保持环路增益|G0（s）β（s）|。
另外，因为基本时钟生成部21、控制部72以及斜波斜率控制部22能由数字信号处理器、微控制器等实现，所以不需要在负反馈部6使用像现有技术那样的电子音量（volume）等的电路，能减小电路规模。此外，因为斜波斜率控制部22通过由低通滤波器等的运算处理输出有线性的斜波S8，从而斜波S8的时间宽度τ能以连续方式进行控制，所以在时间宽度τ的切换时没有像现有技术那样的产生噪声等的问题。
如以上说明的那样，根据本发明的实施方式1，在对应于输入到放大装置1的输入声音信号S1的振幅电平对供给到功率放大部4的电源电力的电压值+Vdd、－Vdd进行控制时，利用作为与对输入声音信号S1进行的PWM变换时的周期相同的周期的基本时钟CL制作斜波S8，进而，该斜波S8的斜率α基于作为电压可变电源部73应输出的电压值的目标设定电压值的信息（目标设定电压值信息Vs）进行控制，通过比较斜率α被进行控制的斜波S8和差分积分信号S7，从而进行了脉冲宽度校正的校正后PWM信号S2在功率放大部4被放大。
由此，因为能通过控制斜波S8的斜率α，从而抵消功率放大部4的由电源电力的电压值+Vdd、－Vdd的变动造成的放大增益（由功率放大部4的电压放大造成的增益）的变化的量，所以一边在不使放大装置1的传递函数（增益和相位的频率特性）变化的情况下，固定地保持环路增益，而且，一边在反馈电路规模小的状态下不会产生现有技术那样的切换时的噪声。
进而，因为即使对应于输入声音信号S1的振幅电平使功率放大部4的电源电力的电压值+Vdd、－Vdd下降，环路增益也不会减少，所以能减低放大装置1的输出信号的失真，能防止叠加在输出信号上的噪声的恶化，能使信噪比提高。
（实施方式2）
以下，一边参照图4的框图一边对本发明的实施方式2中的放大装置1a进行说明。但是，在以下的说明中，只对与本发明的实施方式1所示的图1的放大装置1不同的方面进行说明，对于做成同样的结构的部分，省略其说明。
在放大装置1a中，与实施方式1中的放大装置1的结构不同的方面在于，变为包括检测器10的结构。
检测器10检测供给到功率放大部4的电源电力的电压值+Vdd，用电阻分压方式以规定的比率使检测到的电压值+Vt衰减，作为用于控制斜波S8的斜率α的信息Vdet输出到斜波斜率控制部22a。
变为用于得到与放大装置1中的控制部72将目标设定电压值信息Vs作为用于支配斜波的斜率α的信息输出到斜波斜率控制部22同样的效果的结构。
在此，一边参照图5的框图，一边说明检测器10的详细的结构。
检测器10由具有电阻值Ra的电阻10a和具有电阻值Rb的电阻10b构成。电阻10a的一端与从电压可变电源部73供给到功率放大部4的电源电力的正侧电压值+Vt（V）侧连接，另一端与电阻10b的一端串联连接。电阻10b的一端与电阻10a连接，另一端与接地连接。将电阻10a和电阻10b的分压电压值制作为|Vdet|（V），输出到斜波斜率控制部22a。分压电压值|Vdet|（V）可用式14表示。
|Vdet|＝Kb×|Vｔ|  …式14
在此，设Kb为Rb/（Ra+Rb）。
对上述的本发明的实施方式2中的放大装置1a，说明其工作。但是，对与本发明的实施方式1进行同样的工作的部分，省略其说明。
虽然放大装置1a中的控制部72a与放大装置1中的控制部72同样地向电压可变电源部73输出目标设定电压值信息Vs，但是目标设定电压值信息Vs不输出到斜波斜率控制部22a。
检测器10检测从电压可变电源部73供给到功率放大部4的电源电力的正侧电压值+Vｔ，并使其按照式14衰减为控制斜波的斜率α的电压值Vdet，输出到斜波斜率控制部22a。
斜波斜率控制部22a使用从检测器10输入的电压值Vdet制作拥有可变的斜率α的斜波S8（细节将后述），输出到比较器25。
接着，一边参照图5的框图，一边对于实施方式2中的斜波S8的斜率α的控制，只对与实施方式1不同的方面进行说明，对同样的部分省略其说明。
放大装置1a中的斜波斜率控制部22a使用从检测器10输出的电压值|Vdet|（V），作为用于控制斜波的斜率α的信息，控制斜率α的斜波S8的时间宽度τ。电压值|Vdet|（V）与时间宽度τ的关系可用式15表示。
τ＝（（Kb×|Vdd|）/|Vdet|）×（1/m×T） （2<ｍ）  …式15
在此，时间宽度τ的范围与放大装置1中的时间宽度范围相同（即，τ1≤τ≤τ2）。此外，|Vdet|与Kb的关系可用式14表示。
斜波斜率控制部22a使用从基本时钟生成部21输入的基本时钟CL和从检测器10输入的电压值|Vdet|（V），算出式15所示的时间宽度τ，制作拥有斜率α的斜波S8。
式15能表示为式16。
τ＝（（|Vdd|/（|Vdet|/Kb））×（1/m×T）  …式16
当将式14代入式16进行整理时，时间宽度τ与正侧电压值+Vt（V）的关系可用式17表示。
τ＝（|Vdd|/|Vｔ|）×（1/m×T）  …式17
在此，因为|Vｔ|与放大装置1中的对应于目标设定电压值信息Vs的目标电压值相等，所以当对式17和式3进行比较时，可知放大装置1中的时间宽度τ和放大装置1a中的时间宽度τ相同。通过用该时间宽度τ控制斜波S8的斜率α，从而与放大装置1同样地，在放大装置1a中也是，由降低供给到功率放大部4的电源电力的电压值|+Vdd|、|－Vdd|造成的放大增益的变化的量可由用时间宽度τ进行控制的斜率α的斜波S8中的导通时间宽度增益的变化的量进行抵消。
进而，与本发明的实施方式1中的放大装置1的传递函数G（s）的研究结果同样地，能在本发明的实施方式2中的放大装置1a的传递函数Ga（s）也不变的情况下，固定地保持环路增益。
如以上说明的那样，本发明的实施方式2的放大装置1a，其特征在于，基于检测供给到功率放大部4的电源电力的电压值+Vdd并以规定的比率进行衰减的电压值|Vdet|（V），对斜波S8的斜率α进行控制，通过检测器10直接检测功率放大部4的电源电力的电压值+Vdd，从而与实施方式1相比，有更能对功率放大部4的由电源电力的电压值+Vdd、－Vdd的变动造成的放大增益的变化进行校正的优点。
由此，与本发明的实施方式1同样地，因为能通过控制斜波的斜率α，从而抵消功率放大部4的由电源电力的电压值+Vdd、－Vdd的变动造成的放大增益（由功率放大部的电压放大造成的增益）的变化的量，所以一边在放大装置1a的传递函数（增益和相位的频率特性）不变的情况下，固定地保持环路增益，而且，一边在反馈电路规模小的状态下不产生现有技术那样的切换时的噪声。
进而，因为即使对应于输入声音信号S1的振幅电平使功率放大部4的电源电力的电压值|+Vdd|、|－Vdd|下降，环路增益也不会减少，所以能减低放大装置1a的输出信号的失真，能减低叠加在输出信号上的噪声，特别是，能提高小输入声音信号时的信噪比。
（实施方式3）
一边参照图6的框图，一边对本发明的实施方式3中的放大装置1b进行说明。在图6中，实施方式3的放大装置1b与输出线路电平程度的电平的数字的声音信号的音频装置8连接。从音频装置8输出的声音信号作为放大装置1b的输入声音信号S1输入到放大装置1b，在放大装置1b进行功率放大，向扬声器9输出。扬声器9将从放大装置1b输出的功率放大后的声音信号变换为声音进行放音。
此外，放大装置1b和音频装置8与供给使它们进行工作所需的电力的直流电源（未图示）连接。但是，使各装置进行工作所需的电源并不限定于直流电源，也可以配合各装置的特性，适宜地使用交流电源。
放大装置1b具备PWM（Pulse Width Modulation）调制部200、栅极驱动器部3、功率放大部4、LPF（低通滤波器）5、负反馈部60以及电源电压控制部7而构成。特别是，为了监测功率放大部4的放大增益的变化的量，在放大装置1b设置有使LPF5的输出信号负反馈到PWM调制部200的负反馈部60。当从音频装置8向放大装置1b输入声音信号S1时，输入声音信号S1输入到电源电压控制部7，并且输入到PWM调制部200。
即，进行监测的单元指的是，负反馈部和PWM调制部对目标电压信息（Vs）和反馈信号进行监测，在负反馈部的输出目的地处理该信号的结构。
电源电压控制部7按输入声音信号S1的每个采样周期T对从音频装置8输入的输入声音信号S1的振幅电平S9进行检测，将与检测到的输入声音信号S1的振幅电平S9对应的目标设定电压值信息Vs输出到PWM调制部2，并且以成为目标设定电压值信息Vs所示的目标电压的方式控制对功率放大部4的正侧和负侧的输出电压（+Vdd、－Vdd），向功率放大部4送出该正侧以及负侧的电压值（+Vdd、－Vdd）的电源电力。
PWM调制部200按每个采样周期T算出从音频装置8输入的输入声音信号S1与从负反馈部60输入的反馈信号S15的差分值α（＝S1－S15），接着，使用根据规定的计算式（在后面的叙述中说明细节）算出的校正系数β，对从电源电压控制部7输入的目标设定电压值信息Vs算出通过对差分值α乘以校正系数β从而得到的PWM调制对象值S17（＝α×β），进而将PWM调制对象值S17（＝α×β）与基准波P（将后述）进行比较，将进行脉冲宽度变换后的信号作为校正后PWM信号S2送出到栅极驱动器部3。PWM调制部200能由数字信号处理器（DSP）、微控制器等实现。
栅极驱动器部3在输入的校正后PWM信号S2中***空载时间（dead time），并且制作将校正后PWM信号S2的电位移动到能驱动功率放大部4的高电平侧（正侧电压值+Vdd）和低电平侧（负侧电压值－Vdd）的高速转换元件4a、4b的程度的驱动信号，并送出到功率放大部4。
功率放大部4由半桥电路构成，该半桥电路由配置在高电位电源侧从电源电压控制部7供给正侧电压+Vdd的高电平侧高速转换元件4a、和配置在低电位电源（或者接地）侧从电源电压控制部7供给负侧电压－Vdd的低电平侧高速转换元件4b构成。功率放大部4通过利用从栅极驱动器部3输入的驱动信号，以由正侧电压+Vdd和负侧电压－Vdd决定的电压振幅进行高速转换工作，从而对输入到功率放大部4的驱动信号进行功率放大，得到交流的校正后放大信号S3。得到的校正后放大信号S3送出到LPF部5。在此，作为高速转换元件4a、4b，可使用例如MOS场效应晶体管等。
LPF5是将从功率放大部4输出的校正后放大信号S3中除去不需要的高频成分而得到的模拟声音信号S14输出到扬声器9的滤波器，例如，由线圈L、电容器C等元件构成。进而，从LPF5输出的模拟声音信号S14输出到负反馈部60，对功率放大部4的放大增益的变化的量进行监测。
负反馈部60设置在反馈电路上，在用衰减器61以与功率放大部4的放大增益相应的规定的比率对从LPF5输出的模拟声音信号S14进行衰减后，用A/D变换器62按每个采样周期T将衰减的声音信号S16变换为数字值，并作为反馈信号S15负反馈到PWM调制部200。
进而，一边参照图6的框图，一边对关于电源电压控制部7和PWM调制部200的详细的内部结构和工作进行说明。电源电压控制部7具备输入信号电平检测部71、控制部72以及电压可变电源部73而构成。输入信号电平检测部71制作包含从音频装置8输入的输入声音信号S1的振幅信息的输入信号振幅电平信息S9，并送出到控制部72。控制部72从预先设定在控制部72内部的数据表信息之中选择与在输入信号电平检测部71制作的输入信号振幅电平信息S9一对一地相关联的目标设定电压值信息Vs，将选择的目标设定电压值信息Vs输出到电压可变电源部73，并且将目标设定电压值信息Vs输出到PWM调制部200。
另外，目标设定电压值信息Vs是，为了将电源电力的电压值（+Vdd、－Vdd）降低至被放大的声音信号S14不失真的程度的振幅电平，而对电压可变电源部73设定的目标电压值，是示出预先储存在控制部72的值的信息。电压可变电源部73是，对应于从控制部72输入的目标设定电压值信息Vs，使输出电压（+Vdd、－Vdd）可变为应对功率放大部4设定的电压值的电源，向功率放大部4供给以成为目标设定电压值信息Vs所示的电压值的方式进行控制的电压值（+Vdd、－Vdd）的电源电力。输入信号电平检测部71和控制部72能由数字信号处理器、微控制器等实现。
PWM调制部200具备校正部221和PWM变换器222而构成。校正部221按每个采样周期T算出从音频装置8输入的输入声音信号S1与从负反馈部6输入的反馈信号S15的误差的量α（＝S1－S15），并且使用根据规定的计算式求出的校正系数β，对从电源电压控制部7输入的目标设定电压值信息Vs，算出通过对误差的量α乘以校正系数β从而得到的PWM调制对象值S17（＝α×β），输出到PWM变换器222。
更详细地说，校正部221通过使用从音频装置8输入的输入声音信号S1和从负反馈部6输入的反馈信号S15，按每个采样周期T从输入声音信号S1中减去反馈信号S15，从而求出输入声音信号S1与反馈信号S15的误差值α（＝S1－S15）。误差值α是用于校正PWM调制对象值S17的值。进而，校正部221使用从控制部72输入的目标设定电压值信息Vs，根据规定的计算式算出与目标设定电压值信息Vs一对一地对应的校正系数β，将该校正系数β与误差值α相乘，作为PWM调制对象值S17（＝α×β）输出到PWM变换器222。校正系数β是在校正部221根据规定的计算式求出的值，是以抵消功率放大部4的由电源电力的电压值（+Vdd、－Vdd）的变动造成的放大增益的变化的量的方式算出的值（细节将后述）。
PWM变换器222将从校正部221输入的PWM调制对象值S17与基准波P进行比较，制作具有在规定的采样时间宽度Ｔ的时间重复导通和截止（OFF）的脉冲宽度的校正后PWM信号S2，并向栅极驱动器部3输出。作为PWM生成的方式，已知有Delta－Sigma变换方式、三角波比较方式等，在本实施方式中也可应用这些方式中的任一种方式。
在此，一边参照图7，一边说明对根据PWM调制对象值S17生成校正后PWM信号S2的方式使用三角波比较方式的例子。PWM变换器222按每个规定的采样时间宽度Ｔ，比较输入的PWM调制对象值S17和基准波P。如图7中所示，基准波P是，在与规定的采样时间宽度Ｔ的时间相对应地从最小值Pmin过渡到最大值Pmax后，再次过渡到最小值Pmin的三角波。最小值Pmin是脉冲宽度变换后的校正后PWM信号S2的脉冲宽度相当于100％的值，最大值Pmax是脉冲宽度变换后的校正后PWM信号S2的脉冲宽度相当于0％的值。即，PWM调制对象值S17是在基准波P的最大值Pmax和最小值Pmin之间的范围变化的值。
在规定采样时间宽度Ｔ的时间的期间，从基准波P减去PWM调制对象值S17，如果是进行减法运算后的值（＝P－S17）为正的期间，校正后PWM信号S2的输出就变为导通，如果是进行减法运算后的值（＝P－S17）为负的期间，校正后PWM信号S2的输出就变为截止。如图7所示，从基准波P作为PWM调制对象值S17的一个例子减去S70的值（＝P－S70）为正的期间是从时刻T1至时刻T2，在该期间输出导通作为校正后PWM信号S2。由此，可生成具有与规定的采样时间宽度T中的PWM调制对象值S17对应的导通和截止的脉冲宽度的校正后PWM信号S2，此外，如果值S17小，则校正后PWM信号S2的脉冲宽度会变大，相反，如果值S17大，则校正后PWM信号S2的脉冲宽度会变小。
接着，一边参照图8，一边对通过控制PWM调制对象值S17，从而抵消功率放大部4的由电源电力的电压值（+Vdd、－Vdd）的变动造成的放大增益的变化的量的原理的细节进行说明。在此，虽然放大信号S3A（以及校正后放大信号S3）实际上是交流信号，但是为了简化说明，作为直流信号（只有+Vdd侧）示出。如图8（a）所示，以目标设定电压值信息Vs所示的电源电力的电压值+Vdd（校正后放大信号S3的输出电平）基于输入信号振幅电平信息S9的变化从电压V1过渡到电压V2（>V1）的情况为例进行说明。该功率放大部4的电源电力的两个电压值V1和V2作为放大信号S3A的各自的振幅而生成，放大信号S3A的振幅变得从V1增加到V2。
如图8a所示，在放大信号S3A的振幅为V2的情况下，放大信号S3A具有的电能比振幅为V1的情况大出面积C1（＝（V2－V1）×（T4－T3））的量。即，如图8（b）所示，如果放大信号S3A的振幅从V1增加到V2，就会产生使功率放大部4的放大增益增加面积C2（＝V2×（T1－T3））和面积C3（＝V2×（T4－T2））的量的变化。
于是，为了抵消功率放大部4的由电源电力的电压值的变动造成的放大增益的变化的量，如图8（b）所示，在校正部221中，算出作为输入声音信号S1与从负反馈部6输入的反馈信号S15的差分值α的值α1，利用计算式算出作为与输入的目标电压值信息Vs一对一地对应的校正系数β的值β1，将对差分值α1乘以校正系数β1算出的值S71（＝α1×β1）作为PWM调制对象值S17送出到PWM变换器222。而且，在PWM变换器222中，将该S71与基准波P进行比较，进行脉冲宽度变换，生成校正后PWM信号S2。
算出校正系数β1的式子是按照如下方式求出的。在此，将基准波P为直角等边三角形的情况作为一个例子，一边参照图8一边进行说明。面积的变化的量（＝C2+C3）变得与面积C1相等的条件式如图8（a）、（b）所示，可表示为
（V2－V1）×（T4－T3）
＝V2（（T1－T3）+（T4－T2））。
此外，校正后PWM调制对象值S71与脉冲宽度（T3～T4）、（T1～T4）的各关系式可表示为：
T1－T3＝T4－T2；以及
T－T4＝T3；以及
T1＝α1×β1；以及
T3＝α1。
当整理上述条件式和关系式时，求出下面的式子。
β1＝（（V2－V1）×T+2V1·α1）/2V2·α1
从而，β1可根据规定的采样时间宽度T、电源电力的电压值V2、V1以及电源电力的电压值为V1时的差分值α1求出。另外，即使是直角等边三角形以外，横轴和纵轴的关系也能根据直角三角形的定理容易地求出。
由此，校正后PWM信号S2的导通的脉冲宽度如图8（b）所示，从（T4－T3）减小至(T2－T1)（<（T4－T3）），基于该校正后PWM信号S2放大了的校正后放大信号S3的电能变小将图8（b）所示的面积C2（＝V2×（T1－T3））和面积C3（＝V2×（T4－T2））合起来的面积的量。即，通过使校正后PWM信号S2的导通的脉冲宽度像校正后PWM信号S2那样减少，从而功率放大部4的放大增益变得减少。
可是，作为校正系数β的值β1可根据所述的计算式以如下方式求出：以使将面积C2和面积C3加起来的合计面积相对于面积C1变得相等的方式，即，以变为C1＝C2+C3的方式，生成校正后PWM信号S2的导通和截止的脉冲宽度。即，通过使用PWM调制对象值S17进行脉冲宽度变换，从而能抵消功率放大部4的放大增益的增减变化的量，所述PWM调制对象值S17是通过对差分值α使用校正系数β进行乘法运算从而算出的。
在此，对本发明的实施方式3中的放大装置1b的传递函数G（s）（增益和相位的频率特性）不变地固定地保持环路增益的理由进行说明。放大装置1b中的传递函数G（s）可用式18表示。
G（s）＝G0（s）/（1+G0（s）B（s））　　…式18
在此，B（s）是负反馈部60的传递函数，G0（s）是放大装置1b的开环的传递函数，|G0（s）B（s）|是环路增益。
在本实施方式3中，放大装置1b的开环的传递函数G0（s）可用开环路径中的各电路的传递函数之积求出，即，可用PWM调制部2的传递函数G1（s）、功率放大部4的传递函数G2（s）以及LPF5的传递函数G3（s）之积求出，能用式19表示。
G0（s）＝G1（s）×G2（s）×G3（s）　　…式19
此外，因为对于由供给到功率放大部4的电源电力的电压值（+Vdd、－Vdd ）的增减造成的放大增益的变化的量（＝C2+C3），PWM调制部200通过使用PWM调制对象值S17控制校正后PWM信号S2的导通和截止的脉冲宽度，从而抵消放大增益的变化的量（＝C2+C3），即，只抵消增益，所以PWM调制部200的传递函数G1（s）、功率放大部4的传递函数G2（s）和LPF5中的传递函数G3（s）的相位的频率特性不会产生变化。从而，开环的传递函数G0（s）不变。根据本发明的实施方式3中的放大装置1b，传递函数 G（s）不会改变，此外，还能固定地保持环路增益|G0（s）B（s）|。
另外，因为控制部72和PWM调制部200能由数字信号处理器、微控制器等实现，所以不需要在负反馈部60使用像现有技术那样的电子音量控制电路等电路，所以能减小电路规模，此外，在进行切换时没有像现有技术那样的产生噪声等的问题。
如以上说明的那样，根据本发明的实施方式3，在对应于输入到放大装置1b的输入声音信号S1的振幅电平S9控制供给到功率放大部4的电源电力的电压值（+Vdd、－Vdd）时，基于目标设定电压值信息Vs对PWM调制部200中的PWM变换器222的PWM调制对象值S17进行控制，原来的PWM信号S2A通过由PWM调制对象值S17校正为校正后PWM信号S2进行输出，从而在功率放大部4被放大。
由此，因为能通过控制PWM调制部200的PWM变换器222的PWM调制对象值S17，从而抵消功率放大部4的由电源电力的电压值（+Vdd、－Vdd）的变动造成的放大增益（由功率放大部4的电压放大造成的增益）的变化的量（＝C2+C3），所以能在不使放大装置1b的传递函数（增益和相位的频率特性）变化的情况下固定地保持环路增益，而且，在反馈电路规模小的状态下不产生像现有技术那样的进行切换时的噪声。进而，因为即使对应于输入声音信号S1的振幅电平S9使功率放大部4的电源电力的电压值（+Vdd、－Vdd）下降，环路增益也不会减少，所以能减低放大装置1b的输出信号的失真，能防止叠加在输出信号上的噪声的恶化，能使信噪比提高。
产业上的可利用性
本发明具有能在电路规模不变大且不改变放大装置的传递函数（增益和相位的频率特性）的情况下，一边固定地保持环路增益，一边使叠加在输出信号上的噪声减低的效果，特别是，具有能使小输入声音信号时的信噪比提高的效果，可利用于音频放大装置的设计、制造领域。

Claims (5)

1.一种放大装置，具有：
功率放大部，通过用与输入声音信号的电平相应的脉冲宽度调制信号来转换电源电压，从而对所述输入声音信号进行功率放大；
电源电压控制部，检测所述输入声音信号的振幅电平，将与检测到的输入信号振幅电平相应的目标设定电压作为所述电源电压施加到所述功率放大部；
对所述功率放大部的输出进行负反馈的负反馈部；
脉冲宽度变换部，将所述输入声音信号变换为与其电平相应的脉冲宽度的脉冲宽度调制信号；
基本时钟生成部，生成基本时钟，所述基本时钟是将所述输入声音信号变换为所述脉冲宽度调制信号时的基本的定时信号；
斜波斜率控制部，根据所述基本时钟生成部生成的基本时钟，对应于所述目标设定电压生成斜率不同的斜波；以及
校正部，基于由所述斜波斜率控制部生成的斜波，对由所述脉冲宽度变换部生成的脉冲宽度调制信号的脉冲宽度进行校正。
2.一种放大装置，具有：
功率放大部，通过用与输入声音信号的电平相应的脉冲宽度调制信号来转换电源电压，从而对所述输入声音信号进行功率放大；
电源电压控制部，检测所述输入声音信号的振幅电平，将与检测到的输入信号振幅电平相应的目标设定电压作为所述电源电压施加到所述功率放大部；
检测部，检测施加到所述功率放大部的电源电压；
脉冲宽度变换部，将所述输入声音信号变换为与其电平相应的脉冲宽度的脉冲宽度调制信号；
基本时钟生成部，生成基本时钟，所述基本时钟是将所述输入声音信号变换为所述脉冲宽度调制信号时的基本的定时信号；
斜波斜率控制部，根据所述基本时钟生成部生成的基本时钟，对应于所述检测到的电源电压生成斜率不同的斜波；
对所述功率放大部的输出进行负反馈的负反馈部；以及
校正部，基于由所述斜波斜率控制部生成的斜波，以抵消所述功率放大部的放大增益的变化的量的方式，对由所述脉冲宽度变换部生成的脉冲宽度调制信号的脉冲宽度进行校正并施加到所述功率放大部。
3.一种放大装置，具有：
功率放大部，通过用与输入声音信号的电平相应的脉冲宽度调制信号来转换电源电压，从而对所述输入声音信号进行功率放大；
电源电压控制部，检测所述输入声音信号的振幅电平，将与检测到的输入信号振幅电平相应的目标设定电压作为所述电源电压施加到所述功率放大部；
负反馈部，对所述功率放大部的输出进行负反馈；以及
校正部，根据所述目标设定电压，以抵消所述功率放大部的放大增益的变化的量的方式，对脉冲宽度调制对象的输入声音信号的电平进行校正；以及
脉冲宽度变换部，将校正了的所述输入声音信号变换为与其电平相应的脉冲宽度的脉冲宽度调制信号。
4.根据权利要求3所述的放大装置，其中，
所述校正部算出所述输入声音信号的振幅电平与使所述功率放大部的输出发生了衰减的电平之间的差分值，将所述算出的差分值和与所述目标设定电压相应的校正系数相乘，由此对所述脉冲宽度调制对象的输入声音信号的电平进行校正。
5.根据权利要求4所述的放大装置，其中，
所述脉冲宽度变换部将所述校正了的脉冲宽度调制对象的输入声音信号的电平与规定的基准波进行比较，由此生成所述脉冲宽度调制信号。
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