CN103026618B - 放大装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于提供一种放大装置，能够降低起因于A/D变换电路中的变换精度的量化误差，尤其能够提高小的输入声音信号时的S/N、失真率。在将电压可变电源（73）用作电源并跟随向放大装置（1）的输入声音信号电平（S1）而使向功率放大级（4）供给的电源电压值增减的放大装置（1）中，在使功率放大级（4）的电源功率的电压值变化时，控制向负反馈电路的A/D变换器（62）供给的基准电压值。

Description

放大装置
技术领域
本发明涉及输入数字信号的放大装置，特别涉及通过将输出信号负反馈到数字信号输入部而实现输出信号的S/N提高、失真改善的放大装置。
背景技术
以往，有如下技术：将电压可变电源用作放大装置的电源，使其跟随向放大装置的输入声音信号电平，来使向功率放大级供给的电源电压值增减，实现输出信号上重叠的噪声的降低和电源的功率效率的改善。
通过使向功率放大级供给的电源电压跟随输入声音信号电平，在输入声音信号电平小的情况下，能够使功率放大级的电源电压降低至其被放大的信号不失真的程度的振幅的电压值，所以能够得到放大装置的输出信号上重叠的噪声被降低的效果，并且能够改善电源的功率效率。
另外，通过将输出信号负反馈到信号输入部，从而能够校正输出信号上重叠的噪声、失真。
在该情况下，已知如下技术：在放大装置中，如果降低向功率放大级供给的电源电压，则通过功率放大级的电压放大得到的放大增益也降低，所以通过根据对信号再生装置的开关放大器供给的电压值的增减来调整设置在反馈环中的增益调整单元的增益，从而将负反馈环增益调整为保持恒定（参照专利文献1）。
专利文献1：日本特开2007－110646号公报
发明内容
但是，在以往的放大装置中，存在如下课题：为了向数字信号输入部进行负反馈，在负反馈电路中需要在使被放大的输出信号衰减为规定的电压电平之后将模拟信号变换为数字信号的模拟/数字变换器（以后记载为A/D变换器），但由于起因于该A/D变换器的变换精度的量化误差，通过负反馈而校正的噪声、失真的校正量不能校正与量化误差相应的量。
即，在具有负反馈电路的放大装置中，为了确保放大装置的稳定动作，在***于负反馈电路的A/D变换器中，要求高速的变换动作。但是，存在如下课题：能够进行高速变换动作的A/D变换器由于变换处理能力的理论上的界限，相反无法充分确保变换精度。
本发明是为了解决以往的问题而完成的，其目的在于提供一种放大装置，在将电压可变电源用作电源并使其跟随向放大装置的输入声音信号电平来使向功率放大级供给的电源电压值增减的放大装置中，在使功率放大级的电源功率的电压值变化时，通过控制向负反馈电路的A/D变换器供给的基准电压值，从而能够降低起因于A/D变换电路中的变换精度的量化误差，尤其能够提高小的输入声音信号时的S/N、失真率。
为了达成上述目的，本发明的放大装置具有如下结构，即具备：电源电压控制部，检测所输入的输入声音信号的振幅电平，输出与所检测出的所述振幅电平对应的目标设定电压值信息所表示的电压值的功率；PWM变换部，将所述输入声音信号变换为脉冲宽度调制信号；功率放大级，对从所述PWM变换部输出的所述脉冲宽度调制信号进行功率放大；低通滤波器部，将从所述功率放大级输出的放大PWM信号解调为音响信号（以后记载为LPF部）；负反馈部，在使由所述低通滤波器部解调出的所述音响信号衰减之后通过A/D变换器变换为数字信号而负反馈到所述PWM调制部；以及电压变换部，输出与所述电源电压控制部输出的功率的电压值成比例的电压，其中，将所述电压变换部输出的电压用作所述A/D变换器的基准电压值。
根据本发明，起到如下效果：即使在输入信号小时，也能够将负反馈电路中的A/D变换器的变换精度保持为高的精度，相比于以往技术，尤其即使在小的输入信号时，也通过降低负反馈电路中的变换误差来能够提高输出信号的S/N、失真率。
附图说明
图1是本发明的实施方式中的放大装置1的框图。
图2是本发明的实施方式中的电压变换部10的结构图。
图3是本发明的实施方式中的A/D变换器62的结构图。
图4是说明使本发明的实施方式中的A/D变换器62的基准电压值变化了的状态的图，（a）是示出对功率放大级4供给的电源电压为±20V的情况的图，（b）是示出对功率放大级4供给的电源电压为±2V的情况的图。
图5是说明本发明的实施方式中的量化误差的大小的图。
（符号说明）
1：放大装置；2：PWM变换部；3：栅极驱动器部；4：功率放大级；5：LPF部；6：负反馈部；7：电源电压控制部；8：音频装置；9：扬声器；10：电压变换部；10a：电阻Ra；10b：电阻Rb；10c：电阻Rc；10d：电阻Rd；61：衰减器；62：A/D变换器；62a：基准电阻串；62b：比较器群；62c：逻辑电路群；62d：编码器；63：增益校正部；71：输入信号电平检测部；72：控制部；73：电压可变电源部。
具体实施方式
以下，参照图1的框图，说明本发明的实施方式中的放大装置1。
在图1中，本实施方式的放大装置1与输出数字声音信号的音频装置8连接。
从音频装置8输出的声音信号作为放大装置1的输入声音信号S1而被输入到放大装置1，通过放大装置1被功率放大而输出到扬声器9。扬声器9将从放大装置1输出的功率放大后的声音信号变换为声音而进行放音。
另外，放大装置1和音频装置8与供给为了使它们动作而所需的功率的直流电源（未图示）相连接。但是，为了使各装置动作而所需的电源不限于直流电源，也可以与各装置的特性相配地适当地使用交流电源。
另外，将音频装置8和放大装置1合起来作为音频输出装置，而且将音频输出装置和扬声器9合起来作为音频***装置。
放大装置1构成为具备PWM变换部2、栅极驱动器部3、功率放大级4、LPF部5、负反馈部6、电源电压控制部7、电压变换部10。
如果从音频装置8向放大装置1输入了声音信号，则输入声音信号S1输入到电源电压控制部7，并且输入到PWM变换部2。
电源电压控制部7检测从音频装置8输入的输入声音信号S1的振幅电平，选择与所检测出的输入声音信号S1的振幅电平对应的增益校正值S8和目标设定电压值信息S10，将增益校正值S8输出到负反馈部6，并且控制正侧和负侧的输出电压以使得成为作为目标设定电压值信息S10所表示的电压值的目标电压，并将作为该正侧以及负侧的电压值的电源功率送出到功率放大级4。
PWM变换部2计算包含从负反馈部6输入的校正数字反馈信号S7与从音频装置8输入的输入声音信号S1的误差分量的差分信号，并变换为PWM信号S2之后送出到栅极驱动器部3。
作为PWM变换的方式，已知Δ－Σ（Delta-Sigma）变换方式、三角波比较方式等，在本实施方式中也应用这些方式中的某一个方式。
此处，PWM变换部2能够通过数字信号处理器、微控制器等来实现。
栅极驱动器部3制作在所输入的PWM信号S2中***死区时间（dead time）并且将PWM信号S2的电位偏移到能够对功率放大级4的高侧和低侧的高速开关元件进行驱动的程度的驱动信号，并送出到功率放大级4。
功率放大级4通过半桥电路构成，该半桥电路由配置于高电位电源侧并从电源电压控制部7供给得到正侧电压的高侧高速开关元件、和配置于低电位电源（或者接地）侧并从电源电压控制部7供给得到负侧电压的低侧高速开关元件构成。
功率放大级4根据从栅极驱动器部3输入的驱动信号，以由正侧电压和负侧电压决定的电压振幅进行高速开关动作，对输入到功率放大级4的信号进行功率放大，得到放大PWM信号S3。
所得到的放大PWM信号S3被输入到LPF部5。此处，作为高速开关元件，例如使用MOS场效应晶体管等。
LPF部5是将从由功率放大级4输出的放大PWM信号S3中去除不需要的高频分量而得到的放大模拟声音信号S4输出到扬声器9和负反馈部6的滤波器，例如，由线圈、电容器（condenser）等元件构成。
负反馈部6使从LPF部5输出的放大模拟声音信号S4衰减，使用从电压变换部10输入的正侧基准电压值Vrp和负侧基准电压值Vrn来变换为数字信号，对以规定的比率变换了的数字信号的大小进行校正之后，作为校正数字反馈信号S7负反馈到PWM变换部2。
此处，本实施方式中的放大装置1构成为使从LPF部5输出的放大模拟声音信号S4输入到负反馈部6。这样，不是使从功率放大级4输出的放大PWM信号S3输入到负反馈部6的结构，而是使从LPF部5输出的放大模拟声音信号S4输入到负反馈部6，从而针对在LPF部5中发生的失真也通过负反馈进行校正，能够进一步改善失真率。
电压变换部10输入对功率放大级4供给的电源功率的正侧电压值+Vdd和负侧电压值－Vdd，使所输入的正侧电压值+Vdd和负侧电压值－Vdd以预先设定的规定的比率降压，从而制作正侧基准电压值Vrp和负侧基准电压值Vrn，并向负反馈部6输出所制作出的正侧基准电压值Vrp和负侧基准电压值Vrn。
电压变换部10最简单地如图2所示通过2组串联连接的2个电阻元件实现，以2个电阻元件（10a、10b、以及10c、10d）的电阻值Ra与Rb以及Rc与Rd的比率，使正侧电压值+Vdd以及负侧电压值－Vdd分别降压而制作正侧基准电压值Vrp和负侧基准电压值Vrn，从2个电阻元件的连接点分别将正侧基准电压值Vrp和负侧基准电压值Vrn输出到负反馈部6。
进而，参照图1的框图，说明与电源电压控制部7和负反馈部6相关的详细的结构和动作。
电源电压控制部7构成为具备输入信号电平检测部71、控制部72、以及电压可变电源部73。
输入信号电平检测部71制作包含从音频装置8输入的输入声音信号S1的振幅信息的输入信号振幅电平信息S9，并送出到控制部72。
控制部72从预先设定在控制部72内部的数据表信息中，选择与由输入信号电平检测部71制作出的输入信号振幅电平信息S9对应的目标设定电压值信息S10和增益校正值S8，并将所选择出的目标设定电压值信息S10输出到电压可变电源部73，并且将上述增益校正值S8输出到负反馈部6。
另外，目标设定电压值信息S10是表示应对电压可变电源部73设定的电压值的目标值的信息，增益校正值S8是表示根据应设定的电压值的目标值预先设定的校正常数的信息。
电压可变电源部73是根据从控制部72输入的目标设定电压值信息S10使输出电压可变为应设定的电压值的电源，将根据目标设定电压值信息S10控制的电压值的电源功率供给到功率放大级4。
输入信号电平检测部71和控制部72能够通过数字信号处理器、微控制器等实现。负反馈部6构成为具备衰减器61、A/D变换器62、以及增益校正部63。
衰减器61输入从LPF部5输出的放大模拟声音信号S4，以预先设定的比率衰减而制作衰减模拟反馈信号S5，并向A/D变换器62输出所制作出的衰减模拟反馈信号S5。
衰减器61通过串联连接的2个电阻元件实现，以2个电阻元件的预先设定的电阻值的比率使放大模拟声音信号S4衰减。
A/D变换器62分别输入从衰减器61输出的衰减模拟反馈信号S5和从电压变换部10输出的正侧基准电压值Vrp和负侧基准电压值Vrn，根据对以规定的比例分割正侧基准电压值Vrp和负侧基准电压值Vrn而制作出的参照用电压值（在后面详细说明）与所输入的衰减模拟反馈信号S5进行比较而得到的结果，制作数字反馈信号S6，向增益校正部63输出所制作出的数字反馈信号S6。
此处，A/D变换器62是至少包括连接的多个电阻元件、电容器（capacitor）阵列的结构，被定义为对基准电压值和输入模拟信号进行比较的方式的变换器，已知并联型、串并联型、子区域型等方式。
增益校正部63分别输入从A/D变换器62输出的数字反馈信号S6和从控制部72输出的增益校正值S8，将数字反馈信号S6的大小校正增益校正值S8的量，并将校正了的校正数字反馈信号S7输出到PWM变换部2。增益校正部63能够通过数字信号处理器、微控制器等中设置的乘法器等来实现。
此处，关于A/D变换器62的详细结构和从模拟信号向数字信号的变换动作，作为一个例子，参照图3来说明并联型A/D变换器。
如图3所示，并联型A/D变换器包括：基准电阻串62a，将单位电阻R1~R8串联地连接而成；比较器群62b（在图中将各比较器表示为C1~C7），比较基准电阻串62a的各单位电阻的连接点电位Vr1~Vr7和所输入的衰减模拟反馈信号的电位；逻辑电路群62c（在图中将各逻辑电路表示为D1~D7），输入比较器群62b的比较结果输出；以及编码器62d，将逻辑电路群62c的各输出变换为规定比特数的数据。
基准电阻串62a的一端与从电压变换部10输出的正侧基准电压值Vrp连接，另一端与负侧基准电压值Vrn连接。
向比较器群62b的各比较器C1~C7，从外部的时钟电路（在图中未示出）输入了时钟信号。
在比较器群62b的各比较器C1~C7中，向一端子的输入是基准电阻串62a的各单位电阻的连接点电位Vr1~Vr7，与向另一端子输入的衰减模拟反馈信号S5的电位比较大小，在衰减模拟反馈信号S5的电位大于连接点电位Vr1~Vr7的情况下，输出1，在衰减模拟反馈信号S5的电位小于连接点电位Vr1~Vr7的情况下，输出0。
在时钟信号的上升沿，各比较器C1~C7的输出被锁存，输出状态被固定（保持）。
逻辑电路群62c的各逻辑电路D1~D7从邻接的比较器群62b的各比较器C1~C7输入正转以及反转的各输出，将针对2个端子输入取逻辑积而得到的结果输出到编码器62d。
编码器62d将所输入的各逻辑电路D1~D7的输出变换为规定比特数的数据而输出。
此处，参照图4和图5，来说明通过对作为例子举出的并联型A/D变换器62的正侧基准电压值Vrp和负侧基准电压值Vrn进行可变控制来降低在并联型A/D变换器62中发生的量化误差的瞬时值的动作。
首先，参照图5来说明量化误差的一般性的概念。量化是指将模拟信号变换为数字信号，被定义为将连续的模拟值变换为离散的数字值。在将一个数字值具有的模拟值的宽度设为1LSB的情况下，如图所示，连续的模拟值的1LSB的范围全部作为相同的数字值输出，所以在将从1LSB的中心处于0.5LSB的位置的模拟值变换为数字值的情况下，误差的瞬时值变得最大。
例如，模拟值在4.5~5.5的范围中全部被变换为5的数字值，所以在模拟值是4.5以及5.5时，误差的瞬时值变得最大。
如图5所示，量化误差以1LSB的中心为0而分布在±0.5LSB的范围，如果1LSB大，则量化误差也变大。
接下来，参照图4，说明在并联型A/D变换器62中，使与检测输入声音信号S1的振幅电平而控制的功率放大级4的电源功率的电压值对应地制作出的基准电压值Vrp以及Vrn变化的情况下，1LSB的值发生变化的动作。
图4示出了如下两个情形：情形A，在并联型A/D变换器62中，对功率放大级4供给的电源功率的正侧电压值+Vdd是20V、负侧电压值－Vdd是－20V的情况（图4（a））；情形B，正侧电压值+Vdd是2V、负侧电压值－Vdd是－2V的情况（图4（b））。
此处，将由电压变换部10使电源功率的电压值降压的规定的比率设为1/10。
情形A是对功率放大级4供给的电源功率的正侧电压值+Vdd为20V的情况，作为正侧基准电压值Vrp，从电压变换部10输入使+Vdd以1/10的比率降压得到的电压值的2V。
同样地，作为负侧基准电压值Vrn，从电压变换部10输入使电源功率的负侧电压值－Vdd以1/10的比率降压得到的电压值的－2V。
关于由单位电阻的串联连接构成的基准电阻串62a的连接点电位Vr1~Vr7，由于正侧基准电压值Vrp和负侧基准电压值Vrn是以等间隔的电位被分割，所以邻接的连接点电位为0.5V。将该邻接的连接点电位的值设为1LSB。在情形A的情况下，1LSB为0.5V。
情形B是对功率放大级4供给的电源功率的正侧电压值+Vdd为2V的情况，作为正侧基准电压值Vrp，从电压变换部10输入使+Vdd以1/10的比率降压得到的电压值的0.2V。
同样地，作为负侧基准电压值Vrn，从电压变换部10输入使电源功率的负侧电压值－Vdd以1/10的比率降压得到的电压值的－0.2V。
关于由单位电阻的串联连接构成的基准电阻串62a的连接点电位Vr1~Vr7，由于正侧基准电压值Vrp和负侧基准电压值Vrn是以等间隔的电位被分割，所以邻接的连接点电位为0.05V。在情形B的情况下，1LSB为0.05V。
从以上参照图4和图5说明的结果可知，由于与输入声音信号S1的振幅电平对应地控制的A/D变换器62的基准电压值Vrp和Vrn的变化，与在图4的情形A和情形B的情况下1LSB的值从0.5V变化为0.05V相应地，在情形B的情况下，相比于情形A的情况，量化误差的瞬时值被降低。
另外，在本实施方式中，功率放大级4的低侧高速开关元件配置于低电位电源侧，但也可以将其与地线连接，并且将电压可变电源部73设为单输出电源。在该情况下，优选在功率放大级4与扬声器9之间追加直流隔断（DC cut）用的大容量电容器（condenser）。
另外，也可以将电压可变电源部73设为单输出电源，并且用全桥电路构成功率放大级4。
而且，在将电压可变电源部73设为单输出电源的情况下，可以将电压变换器10的电阻元件的组变更为1个，可以将A/D变换器62的模拟基准电压也设为1个。
如以上说明，根据本发明的实施方式，在将电压可变电源73用作电源并跟随向放大装置1的输入声音信号电平S1来使向功率放大级4供给的电源电压值增减的放大装置1中，在使功率放大级4的电源功率的电压值变化时，通过控制向负反馈电路的A/D变换器62供给的基准电压值，从而能够降低起因于A/D变换电路62中的变换精度的量化误差，尤其能够提高小的输入声音信号时的S/N、失真率。
产业上的可利用性
本发明的放大装置作为通过将被放大的输出信号负反馈到数字信号输入部而实现输出信号的S/N提高和失真改善的放大装置是有用的。

Claims (4)

1.一种放大装置，其特征在于，具备：
电源电压控制部，检测所输入的输入声音信号的振幅电平，输出与所检测出的所述振幅电平对应的目标设定电压值信息所表示的电压值的功率；
PWM变换部，将所述输入声音信号变换为脉冲宽度调制信号；
功率放大级，对从所述PWM变换部输出的所述脉冲宽度调制信号进行功率放大；
低通滤波器部，将从所述功率放大级输出的放大PWM信号解调为音响信号；
负反馈部，在使由所述低通滤波器部解调出的所述音响信号衰减之后通过A/D变换器变换为数字信号而负反馈到所述PWM变换部；以及
电压变换部，被输入所述电源电压控制部向所述功率放大级输出的功率的电压值，输出与该电压值成比例的电压，
将所述电压变换部输出的电压用作所述A/D变换器的基准电压值。
2.根据权利要求1所述的放大装置，其特征在于，
所述电压变换部由2组串联地连接的2个电阻元件构成。
3.一种音频输出装置，其特征在于，具有：
音频装置，生成输入声音信号并输出；
权利要求1所述的放大装置，被输入所述输入声音信号。
4.一种音频***装置，其特征在于，具有：
权利要求3所述的音频输出装置；以及
扬声器，被输入从所述音频输出装置输出的所述音响信号。
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