CN102946197B - 用于电源变换***的电压和电流控制的***和方法 - Google Patents

用于电源变换***的电压和电流控制的***和方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了用于电源变换***的电压和电流控制的***和方法。公开了用于调整电源变换***的***和方法。一种用于调整电源变换***的***控制器包括操作模式选择组件和驱动组件。操作模式选择组件被配置来接收与电源变换***的输出负载相关的第一信号和与电源变换***接收的输入信号相关的第二信号，并且至少基于与第一信号和第二信号相关联的信息输出模式选择信号。驱动组件被配置来接收模式选择信号并且至少基于与模式选择信号相关联的信息生成驱动信号，驱动信号对应于开关频率。

Description

用于电源变换***的电压和电流控制的***和方法
技术领域
本发明涉及集成电路。更具体地，本发明提供了用于电压调整和电流调整的***和方法。仅仅作为示例，本发明已应用于电源变换***。但是将认识到，本发明具有更广泛的应用范围。
背景技术
图1是示出传统的反激式电源变换***的简化示图。该电源变换***100包括初级绕组102、次级绕组104、辅助绕组114、电源开关106、电流感测电阻器108、两个整流二极管110和116、两个电容器112和118、三个电阻器120、122和124、以及***控制器160。例如，电源开关106是双极型晶体管。在另一示例中，电源开关106是MOS晶体管。
如图1所示，电源变换***100使用包括初级绕组102和次级绕组104的变压器来将电源变换***100的初级侧和次级侧相隔离。可通过辅助绕组114来提取与次级侧上的输出电压126有关的信息，并且基于与输出电压126相关的信息来生成反馈信号154。控制器160接收反馈信号154，并且生成用以接通和关断开关106以便调整输出电压126的驱动信号156。
当电源开关106被闭合（例如，导通）时，能量被存储在包括初级绕组102和次级绕组104的变压器中。然后，当电源开关106断开（例如，关断）时，所存储的能量被释放到输出端，并且辅助绕组114的电压如下这样映射输出电压126。
V FB = R 2 R 1 + R 1 × V aux = k × n × ( V O + V F + I O × R eq ) （式1）
其中，VFB表示反馈信号154，Vaux表示辅助绕组114的电压158，R1和R2分别表示电阻器122和124的电阻值。另外，k表示反馈系数，n表示次级绕组104与辅助绕组114的匝数比，并且Req表示线缆电阻120。此外，VO表示输出电压126，IO表示输出电流128，并且VF表示整流二极管110的正向导通电压。
开关106的开关周期包括开关106在其期间闭合（例如，导通）的导通时间段和开关106在其期间断开（例如，关断）的关断时间段。例如，在断续传导模式（DCM）中，直到与包括初级绕组102和次级绕组104的变压器相关联的退磁过程完成之后的一时间段为止下一开关周期才开始。在另一示例中，在连续传导模式（CCM）中，下一开关周期在退磁过程完成之前开始。因此，下一开关周期之前的退磁过程的实际长度受限于开关106的关断时间段。在又一示例中，在准谐振（QR）模式或临界传导模式（CRM）中，下一开关周期在退磁过程完成之后很快开始。图2（A）、图2（B）和图2（C）分别是在DCM模式、CCM模式以及QR模式（例如，CRM模式）中操作的电源变换***100的简化传统时序图。
图2（A）是在断续传导模式（DCM）中操作的反激式电源变换***100的简化传统时序图。波形170表示作为时间的函数的辅助绕组114的电压158，并且波形172表示作为时间的函数的流经次级绕组104的次级电流162。图2（A）示出了包括导通时间段Ton、关断时间段Toff和退磁时段TDemag的三个时间段。例如，Ton开始于时刻t0并结束于时刻t1，TDemag开始于时刻t1并结束于时刻t3，并Toff开始于时刻t3并结束于时刻t4。在另一示例中，t0≤t1≤t2≤t3≤t4。
控制器160通常实施采样和保持机制。当电源变换***100的次级侧上的退磁过程几乎完成时（例如，t3处），次级电流162变得几乎为零（例如，如波形172所示）。辅助绕组114的电压158通常在t2处（例如，点A）被采样。采样到的电压值通常被保持直到电压158在下一退磁时段期间再次被采样为止。通过负反馈换路，采样到的电压值可变得等于参考电压Vref，如下：
VFB=Vref    (式2)
因此，输出电压126可被确定为如下：
V O = V ref k × n - V F - I O × R eq (式3)
如图2（A）所示，作为一个示例，在退磁过程结束（例如，t3处）之后，在下一开关周期开始之前在辅助绕组114的电压158中出现了一个或多个波谷（例如，波谷180、181和182）（例如，如波形170所示）。在另一示例中，电源变换***100在波谷跳跃（valley skipping）模式中操作。即，下一开关周期由第一波谷（例如，波谷180）之外的波谷来触发。
图2（B）是在连续传导模式（CCM）中操作的反激式电源变换***100的简化传统时序图。波形202表示作为时间的函数的辅助绕组114的电压158，波形204表示作为时间的函数的流经次级绕组104的次级电流162，并且波形206表示作为时间的函数的流经初级绕组102的初级电流164。图2（B）示出了包括导通时间段Ton、关断时间段Toff和退磁时段TDemag的三个时间段。例如，Ton开始于时刻t5并结束于时刻t6，TDemag开始于时刻t6并结束于时刻t8，并Toff开始于时刻t6并结束于时刻t8。在另一示例中，t5≤t6≤t7≤t8。
图2（C）是在准谐振（QR）模式（例如，CRM模式）中操作的反激式电源变换***100的简化传统时序图。波形208表示作为时间的函数的辅助绕组114的电压158，波形210表示作为时间的函数的流经次级绕组104的次级电流162，并且波形212表示作为时间的函数的流经初级绕组102的初级电流164。另外，波形214表示作为时间的函数的与退磁过程相关联的控制器160的内部信号，并且波形216表示作为时间的函数的驱动信号156。
图2（C）示出了包括导通时间段Ton、关断时间段Toff和退磁时段TDemag的三个时间段。例如，Ton开始于时刻t9并结束于时刻t10，TDemag开始于时刻t10并结束于时刻t12，并Toff开始于时刻t10并结束于时刻t13。在另一示例中，t9≤t10≤t11≤t12≤t13。
例如，电源变换***100在波谷切换模式中操作。即，在退磁过程结束（例如，t12处）之后，下一开关周期在电源变换***100检测到辅助绕组114的电压158中的第一波谷（例如，波谷220）（例如，如波形208所示）时被触发。
如上面讨论的，电源变换***100可以在DCM模式、CCM模式或QR模式（例如，CRM模式和/或波谷切换模式）中操作。然而，当在单个模式中操作时，电源变换***100在某些状况下通常不具有满意的效率。因此，改善用于电源变换***的电压调整和电流调整的技术变得非常重要。
发明内容
本发明涉及集成电路。更具体地，本发明提供了用于电压调整和电流调整的***和方法。仅仅作为示例，本发明已应用于电源变换***。但是将认识到，本发明具有更广泛的应用范围。
根据一个实施例，一种用于调整电源变换***的***控制器包括操作模式选择组件和驱动组件。操作模式选择组件被配置来接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号，并且至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息输出模式选择信号。驱动组件被配置来接收所述模式选择信号并且至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成驱动信号，所述驱动信号对应于开关频率。所述操作模式选择组件还被配置来：如果所述输出负载被确定为在大小上大于第一负载阈值并且所述输入信号被确定为大于输入阈值，则当所述开关频率被确定为小于第一频率阈值且大于第二频率阈值时，生成与准谐振模式相对应的所述模式选择信号。另外，所述操作模式选择组件还被配置来：如果所述输出负载被确定为在大小上大于所述第一负载阈值并且所述输入信号被确定为小于所述输入阈值，则当所述开关频率被确定为等于所述第二频率阈值时，生成与连续传导模式相对应的所述模式选择信号。
根据另一实施例，一种用于调整电源变换***的***控制器包括驱动组件、第一采样和保持组件、第二采样和保持组件、第一开关、第二开关和信号处理组件。驱动组件被配置来输出驱动信号以便影响所述电源变换***的输出信号，所述驱动信号与开关周期所对应的开关频率相关联，所述开关周期包括导通时间段和退磁时段。第一采样和保持组件包括第一电容器，并被配置为在所述导通时间段期间至少在第一时间处采样并保持与流经所述电源变换***的初级绕组的初级电流相关联的电流感测信号，并且至少基于与所述电流感测信号相关联的信息生成第一所保持采样信号。第二采样和保持组件包括第二电容器，并被配置为在所述导通时间段期间至少在第二时间处采样并保持所述电流感测信号，并且至少基于与所述电流感测信号相关联的信息生成第二所保持采样信号，所述第二时间晚于所述第一时间。第一开关包括第一开关端子和第二开关端子，所述第一开关端子被耦合到所述第一电容器，所述第二开关端子被耦合到所述第二电容器，所述第一开关还被配置为在所述退磁时段期间闭合并且在所述导通时段期间断开。第二开关包括第三开关端子和第四开关端子，所述第三开关端子被耦合到所述第一开关端子，所述第二开关还被配置为在所述退磁时段期间闭合并且在所述导通时间段期间断开。信号处理组件被配置为如果所述第一开关和所述第二开关闭合则从所述第四开关端子接收组合信号，并且至少基于与所述组合信号相关联的信息向所述驱动组件输出经处理信号。
根据又一实施例，一种用于调整电源变换***的***控制器包括驱动组件、采样和保持组件、开关、信号处理组件和操作模式选择组件。驱动组件被配置来输出驱动信号以便影响所述电源变换***的输出信号，所述驱动信号与开关周期所对应的开关频率相关联，所述开关周期包括导通时间段和退磁时段。采样和保持组件包括第一电容器，并被配置为在所述导通时间段的中点处采样并保持与流经所述电源变换***的初级绕组的初级电流相关联的电流感测信号，并且至少基于与所述电流感测信号相关联的信息生成所保持采样信号。开关，包括第一开关端子和第二开关端子，所述第一开关端子被耦合到所述第一电容器，所述开关还被配置为在所述退磁时段期间闭合并且在所述导通时段期间断开。信号处理组件，被配置为如果所述开关闭合则从所述第二开关端子接收第三信号，并且至少基于与所述第三信号相关联的信息向所述驱动组件输出经处理信号。操作模式选择组件，被配置为接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号，并且至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息输出模式选择信号。所述驱动组件还被配置为接收所述模式选择信号并且至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成所述驱动信号。
在一个实施例中，一种用于调整电源变换***的方法包括：接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号；处理与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息；并且至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息生成模式选择信号。另外，该方法包括：接收所述模式选择信号；处理与所述模式选择信号相关联的信息；并且至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成驱动信号。用于至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息生成模式选择信号的处理包括：如果所述输出负载被确定为在大小上大于第一负载阈值并且所述输入信号被确定为大于输入阈值，则当所述开关频率被确定为小于第一频率阈值且大于第二频率阈值时生成与准谐振模式相对应的所述模式选择信号。用于至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息生成模式选择信号的处理包括：如果所述输出负载被确定为在大小上大于所述第一负载阈值并且所述输入信号被确定为小于所述输入阈值，则当所述开关频率被确定为等于所述第二频率阈值时生成与连续传导模式相对应的所述模式选择信号。
在另一实施例中，一种用于调整电源变换***的方法包括：生成驱动信号以便影响所述电源变换***的输出信号，所述驱动信号与开关周期所对应的开关频率相关联，所述开关周期包括导通时间段和退磁时段；并且至少由第一采样和保持组件在所述导通时间段期间至少在第一时间处采样并保持电流感测信号以生成第一所保持采样信号，所述电流感测信号与流经所述电源变换***的初级绕组的初级电流相关联，所述第一采样和保持组件包括第一电容器。该方法还包括至少由第二采样和保持组件在所述导通时间段期间至少在第二时间处采样并保持所述电流感测信号以生成第二所保持采样信号，所述第二采样和保持组件包括第二电容器，所述第二时间晚于所述第一时间。另外，该方法包括：至少由第一开关在所述退磁时段期间生成组合信号，所述第一开关包括耦合到所述第一电容器的第一开关端子和耦合到所述第二电容器的第二开关端子；至少由第二开关接收所述组合信号，所述第二开关包括第三开关端子和第四开关端子，所述第三开关端子被耦合到所述第一开关端子；以及在所述退磁时段期间至少基于与所述组合信号相关联的信息输出经处理信号。
在又一实施例中，一种用于调整电源变换***的方法包括：接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号；处理与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息；并且至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息生成模式选择信号。该方法还包括：接收所述模式选择信号；处理与所述模式选择信号相关联的信息；并且至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成所述驱动信号以便影响所述电源变换***的输出信号，所述驱动信号与开关周期所对应的开关频率相关联，所述开关周期包括导通时间段和退磁时段。另外，该方法包括：至少由采样和保持组件在所述导通时间段的中点处采样并保持电流感测信号以生成所保持的采样信号，所述电流感测信号与流经所述电源变换***的初级绕组的初级电流相关联，所述采样和保持组件包括电容器；在所述退磁时段期间至少通过耦合到所述电容器的开关接收第三信号；以及在所述退磁时段期间至少基于与所述第三信号相关联的信息输出经处理信号。
相比于传统技术，通过本发明获得了许多益处。本发明的某些实施例提供了如下***和方法，所述***和方法采用多种操作模式以使得电源变换***在无/轻负载条件下时在断续传导模式中操作，在中等负载条件下时在准谐振模式中操作，并且在满/重负载条件下时，对于低压线输入电压在连续传导模式中操作，或者对于高压线输入电压在准谐振模式中操作，从而提高电源变换***的整体效率。本发明的一些实施例提供了对于高压线输入电压在波谷切换模式中来操作电源变换***以减小切换损失并提高***效率的***和方法。本发明的某些实施例提供了对于低压线输入电压在连续传导模式中来操作电源变换***以减小传导损失并提高***效率的***和方法。本发明的一些实施例提供了如下***和方法，所述***和方法在无/轻负载条件下在频率降低模式（例如，断续传导模式或波谷跳跃模式）中来操作电源变换***，以减小传导损失并提高***效率。本发明的某些实施例提供了在中高输入电压时和/或在轻负载条件下在准谐振模式中操作电源变换***以减小切换损失的***和方法。本发明的一些实施例提供了在低输入电压时和/或在满/重负载条件下在固定频率模式（例如，CCM）中操作电源变换***以减小传导损失并提高***效率的***和方法。
取决于实施例，可以获得一个或多个益处。参考下面的详细描述和附图可以全面地理解本发明的这些益处以及各个另外的目的、特征和优点。
附图说明
图1是示出传统的反激式电源变换***的简化示图。
图2（A）是在断续传导模式（DCM）中操作的如图1所示的反激式电源变换***的简化传统时序图。
图2（B）是在连续传导模式（CCM）中操作的如图1所示的反激式电源变换***的简化传统时序图。
图2（C）是在准谐振（QR）模式中操作的如图1所示的反激式电源变换***的简化传统时序图。
图3（A）是示出具有根据本发明一个实施例的控制器的电源变换***的简化示图。
图3（B）是示出根据本发明一个实施例的如图3（A）所示的电源变换***的开关频率和流经如图3（A）所示的电源变换***的初级绕组的初级电流的简化示图。
图3（C）是示出根据本发明另一实施例的如图3（A）所示的电源变换***的开关频率和流经如图3（A）所示的电源变换***的初级绕组的初级电流的简化示图。
图3（D）是示出根据本发明一个实施例的基于如图3（B）所示的输出负载和输入电压确定的如图3（A）所示的电源变换***的多种操作模式的简化示图。
图4（A）是示出根据本发明一个实施例的作为如图3（A）所示的电源变换***一部分的控制器的某些组件的简化示图。
图4（B）是示出根据本发明一个实施例的作为如图3（A）所示的控制器一部分的多模式控制器的某些组件的简化示图。
图5是示出根据本发明另一实施例的作为如图3（A）所示的电源变换***一部分的控制器的某些组件的简化示图。
图6是示出根据本发明又一实施例的作为如图3（A）所示的电源变换***一部分的控制器的某些组件的简化示图。
图7是根据本发明一个实施例的在连续传导模式（CCM）中操作的包括如图6所示的控制器的电源变换***的简化时序图。
图8是示出根据本发明又一实施例的作为如图3（A）所示的电源变换***一部分的控制器的某些组件的简化示图。
图9是示出根据本发明又一实施例的作为如图3（A）所示的电源变换***一部分的控制器的某些组件的简化示图。
图10是根据本发明一个实施例的在连续传导模式（CCM）中操作的包括如图9所示的控制器的电源变换***的简化时序图。
具体实施方式
本发明涉及集成电路。更具体地，本发明提供了用于电压调整和电流调整的***和方法。仅仅作为示例，本发明已应用于电源变换***。但是将认识到，本发明具有更广泛的应用范围。
参考图1，电源变换***100中的功率损失通常包括切换损失和传导损失。传导损失通常与电源开关106的导通电阻相关联。例如，当电源变换***100接收高压线输入电压时，构成功率损失的切换损失比传导损失要多。在另一示例中，当电源变换***100接收低压线输入电压时，如果为满的/重的输出负载，则构成功率损失的传导损失比切换损失要多。因此，多种操作模式可被实现以便减少各种负载条件和/或输入电压下的电源变换***的功率损失。
图3（A）是示出具有根据本发明一个实施例的控制器的电源变换***的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。该电源变换***300包括初级绕组302、次级绕组304、辅助绕组314、电源开关306、电流感测电阻器308、两个整流二极管310和316、两个电容器312和318、三个电阻器320、322和324、以及***控制器360。例如，电源开关306是双极型晶体管。在另一示例中，电源开关306是MOS晶体管。
根据一个实施例，电源变换系300使用包括初级绕组302和次级绕组304的变压器来将电源变换***300的初级侧和次级侧相隔离。例如，电源变换***300在初级侧上接收输入电压370。在另一示例中，可通过辅助绕组314来提取与次级侧上的输出电压326有关的信息，并且基于与输出电压326相关的信息来生成反馈信号354。在另一示例中，控制器360接收反馈信号354，并且生成用以接通和关断开关306以便调整输出电压326的驱动信号356。在又一示例中，电源变换***300的操作模式（例如，DCM、CCM、QR）受控制器360的影响。
图3（B）是示出根据本发明一个实施例的电源变换***300的开关频率和流经电源变换***300的初级绕组302的初级电流364的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。波形382表示当输入电压370为电压线输入电压（例如，接近264V AC）时作为输出负载的函数的电源变换***300的开关频率，并且波形388表示当输入电压370为高压线输入电压时作为输出负载的函数的电源变换***300的初级电流364。
图3（B）示出了包括区域I、区域II、区域III、区域IV和区域V的五个区域。例如，如图3（B）所示，区域I表示L0和L1的输出负载范围，区域II表示L1和L2的输出负载范围，并且区域III表示L2和L6的输出负载范围。在另一示例中，区域IV表示L6和L8的输出负载范围，并且区域V表示L8和L9的输出负载范围。在又一示例中，在大小上，L0≤L 1≤L2≤L3≤L4≤L6≤L7≤L8≤L9。
根据一个实施例，如图3（B）所示，如果电源变换***300在无/轻/中等负载条件下（例如，在区域I、II和/或III中），则***300在DCM模式中操作。例如，如果输出负载在区域I内（例如，无/极轻负载），则初级电流364保持在低的大小394（例如，ISmin），如波形388所示。例如，开关频率随着输出负载的增大而增大（例如，如波形382所示）。在一些实施例中，***300在脉冲-频率调制（PFM）模式中，例如，频率降低模式中操作。例如，如果输出负载在区域II内（例如，轻负载），则开关频率保持在大小390（例如，如波形382所示）。在另一示例中，初级电流364的大小随着输出负载的增大而增大（例如，如波形388所示）。在又一示例中，开关306的接通时间对于给定输入电压而增加。在某些实施例中，***300在脉宽调制（PWM）模式中操作。例如，如图3（B）所示，如果输出负载在区域III（例如，中等负载）中，则在输出负载的大小小于L3时，初级电流364的大小随着输出负载的增大而持续增大，并且然后，保持在L3与L4之间的负载范围内的大小392处（例如，如波形388所示）。在另一示例中，如果输出负载的大小大于L4，则初级电流364的大小随着输出负载的增大而增大（例如，如波形388所示）。在又一示例中，开关频率随着输出负载的增大而增大直到达到最大频率值396为止（例如，如波形382所示）。根据某些实施例，***300在波谷跳跃模式中操作，在该模式中，当***300在辅助绕组314的电压358中检测到第一波谷之外的波谷时开关周期就被触发。
根据另一实施例，如图3（B）所示，如果输出负载在区域IV内，则初级电流364的大小随着输出负载的增大而增大（例如，如波形388所示）。例如，开关频率达到并保持在最大频率值396（例如，在L6和L7的输出负载范围中），则电源变换***300在DCM模式中操作。在另一示例中，如果开关频率随着输出负载的增大而从最大频率值396下降（例如，在L7和L8的输出负载范围中），则电源变换***300在QR模式或波谷切换模式中操作。即，当***300在辅助绕组314的电压358中检测到波谷（例如，第一波谷）时，开关周期就被触发。根据又一实施例，如果输出负载在区域V内，则初级电流364的大小随着输出负载的增大继续增加（例如，如波形388所示）。例如，开关频率随着输出负载的增大而减小（例如，如波形382所示），并且***300在QR模式或波谷切换模式中操作。
图3（C）是示出根据本发明一个实施例的电源变换***300的开关频率和流经电源变换***300的初级绕组302的初级电流364的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。波形382表示当输入电压370为高压线输入电压（例如，接近264V AC）时作为输出负载的函数的电源变换***300的开关频率，波形384表示当输入电压370为低压线输入电压（例如，接近90V AC）时作为输出负载的函数的电源变换***300的开关频率，波形386表示当输入电压为低压线输入电压时作为输出负载的函数的电源变换***300的初级电流364，并且波形388表示当输入电压370为高压线输入电压时作为输出负载的函数的电源变换***300的初级电流364。
图3（D）是示出根据本发明一个实施例的基于输出负载和输入电压370确定的电源变换***300的多种操作模式的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，如图3（D）所示，由***300接收的输入电压370在高压线输入电压（例如，V2）与低压线输入电压（例如，V0）之间。在又一示例中，V0≤V1≤V2。
根据一个实施例，如图3（B）和图3（C）所示，如果电源变换***300在无/轻负载条件下（例如，在区域I和/或II中），则***300在DCM模式中操作而不管输入电压370的大小如何。例如，如果输出负载在区域I内（例如，无/极轻负载），则初级电流364保持在低的大小394（例如，IS_min），如波形386和388所示。例如，开关频率随着输出负载的增大而增大（例如，如波形382和384所示）。在一些实施例中，***300在脉冲-频率调制（PFM）模式中，例如，频率降低模式中操作。例如，如果输出负载在区域II内（例如，轻负载），则开关频率保持在大小390（例如，如波形382和384所示）。在另一示例中，初级电流364的大小随着输出负载的增大而增大（例如，如波形386和388所示）。在又一示例中，开关306的接通时间对于给定输入电压而增加。在某些实施例中，***300在脉宽调制（PWM）模式中操作。
根据另一实施例，如图3（C）所示，如果输出负载在区域III中（例如，中等负载），则在输出负载的大小小于L3时，初级电流364的大小随着输出负载的增大而持续增大，并且然后，保持在L3与L4之间的负载范围内的大小392处（例如，如波形386和388所示）。例如，如果输出负载的大小大于L4，则初级电流364的大小随着输出负载的增大而增大，并且在输入电压接近低压线输入电压（例如，V0）时比在输入电压370接近高压线输入电压（例如，V2）时增加得更快，如波形386和388所示。在另一示例中，当输入电压370处于高压线输入电压（例如，V2）时，开关频率的大小增大直到达到最大频率值396为止（例如，L6处），电源变换***300在DCM模式中操作。在另一示例中，当输入电压370处于低压线输入电压（例如，V0）时，开关频率的大小增大直到达到最大频率值397（例如，L5处）为止，并且电源变换***在DCM模式中操作。在一些实施例中，区域III与区域IV之间的边界根据输入电压370的大小而变化。例如，当输入电压370处于高压线输入电压（例如，V2）时，区域III与区域IV之间的边界在输出负载L6处。在另一示例中，当输入电压370处于低压线输入电压（例如，V0）时，区域III与区域IV之间的边界在输出负载L5处。
根据又一实施例，如图3（C）所示，如果输出负载在区域IV内，则初级电流364的大小随着输出负载的增加继续增大，并且在输入电压370接近低压线输入电压时比在输入电压370接近高压线输入电压时增大得更快（例如，如波形386和388所示）。例如，当输入电压370处于高压线输入电压（例如，V2）时，开关频率保持在最大频率值396（例如，在L6和L7的输出负载范围中），并且电源变换***300在DCM模式中操作。然后，根据某些实施例，开关频率随着输出负载的增加从最大频率值396减小（例如，在L7和L8的输出负载范围中），并且电源变换***300在QR模式或波谷切换模式中操作。例如，当输入电压370处于低压线输入电压（例如，V0）时，开关频率的大小减小（例如，在L5和L8的输出负载范围中）直到达到最小频率值398（例如，L8处）为止，并且电源变换***300在QR模式中操作。
根据又一实施例，如图3（C）所示，如果输出负载在区域V内，则初级电流364的大小随着输出负载的增加继续增大，并且在输入电压370接近低压线输入电压时比在输入电压370接近高压线输入电压时增大得更快（例如，如波形386和388所示）。例如，当输入电压370接近高压线输入电压（例如，V1与V2之间）时，开关频率随着输出负载的增大继续减小（例如，如波形382所示）。在另一示例中，如图3（C）和图3（D）所示，***300在QR模式或波谷切换模式中操作。另一方面，在一些实施例中，当输入电压370接近低压线输入电压（例如，V0与V1之间）时，开关频率保持在最小频率值398（例如，FSW_fix）。例如，如图3（C）和图3（D）所示，***300在CCM模式中操作。在某些实施例中，区域IV与区域V之间的边界根据输入电压370的大小而变化。
如上面讨论并在此进一步强调的，图3（B）、图3（C）和图3（D）仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，如图3（D）所示，区域I/II/III与区域IV之间的边界（例如，L6）以及区域IV与区域V之间的边界（例如，L8）针对高压线输入电压被示出。在某些实施例中，这些边界可随着输入电压370的大小而变化。在另一示例中，当输出负载在L6与L8的范围内时，电源变换***300是否在QR模式中操作取决于开关频率。在又一示例中，当输出负载在L8与L9的范围内时，电源变换***300是否在QR模式或CCM模式中操作取决于开关频率。
图4（A）是示出根据本发明一个实施例的作为电源变换***300一部分的控制器360的某些组件的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。控制器360包括误差放大器402、缓冲器404、采样和保持组件406、退磁检测器408、线电压检测器410、多模式控制器412、信号调节组件414、滤波和补偿组件416、峰值电流控制器418、两个比较器420和426、信号处理组件422、触发器组件424、驱动器428、信号生成器430、斜坡补偿组件432、前沿消隐（LEB）组件434、线缆压降补偿组件436、电容器438以及电阻器440,442,444和446。另外，控制器360包括端子460、462、464、466和468。
根据一个实施例，通过辅助绕组314来提取与次级侧上的输出电压326有关的信息，并且基于与输出电压326有关的信息生成反馈信号354。例如，控制器360在端子460（例如，端子FB）处接收反馈信号354。在另一示例中，反馈信号354由采样和保持组件406采样并保持。在又一示例中，经采样并保持的信号439至少通过缓冲器404和电阻器440被提供给误差放大器402并被与参考信号448相比较，并且作为响应，误差放大器402生成信号450。在又一示例中，退磁组件408也接收反馈信号354，并向多模式控制器412输出信号483。在又一示例中，如果信号356（例如，PWM）处于逻辑高电平，则线电压检测器410被加电并从端子460（例如，端子FB）接收电流信号411。在又一示例中，线电压检测器410向多模式控制器412输出信号484。
根据另一实施例，误差放大器402向信号调节组件414输出信号450，信号调节组件414向多模式控制器412输出控制信号452（例如，EA_ctrl）以便影响（例如，选择）电源变换***300的操作模式（例如，QR模式、CCM模式或DCM模式）。例如，误差放大器402向至少包括滤波和补偿组件416的补偿网络输出信号450，滤波和补偿组件416向峰值电流控制器418输出信号454以影响初级绕组302的初级电流364。在另一示例中，峰值电流控制器418向比较器420生成信号456，比较器420接收与初级电流364有关的信号470。在又一示例中，比较器420基于信号470和信号456的比较向信号处理组件422输出信号472。因此，在一些实施例中，初级电流364的峰值被限制。
例如，比较器426至少通过LEB组件434接收与初级电流364有关的电流感测信号，并基于信号458与参考信号476的比较向信号处理组件422输出信号474。在另一示例中，信号处理组件422将信号472与474相组合并向触发器组件424输出信号478，触发器组件424还从多模式控制器412接收信号480。在又一示例中，触发器组件424向信号生成器430输出信号482以影响***300的开关频率。在又一示例中，驱动器428接收信号482并且向开关306输出信号356。在又一示例中，信号480指示电源变换***300的操作模式（例如，QR模式、CCM模式或DCM模式）。
图4（B）是示出根据本发明一个实施例的作为控制器360一部分的多模式控制器412的某些组件的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，多模式控制器412包括电流比较器502、两个比较器504和506、两个逻辑组件508和518、QR模式（例如，CRM模式）组件510、CCM模式组件512、波谷跳跃模式组件514、频率降低组件516、DCM和PWM模式组件517以及驱动组件520。在另一示例中，电流比较器502被包括在线电压检测器410中。
根据一个实施例，电流比较器502响应于信号356而被激活。例如，如果信号356处于逻辑高电平，则电流比较器502从端子460（例如，端子FB）接收与收入电压370有关的电流信号522，将电流信号522与参考电流信号524相比较，并且输出包括输入电压370的信号526。例如，控制信号452（例如，EA_ctrl）由比较器504和比较器506接收，并被分别与参考信号530和532相比较。在另一示例中，参考信号530与***300的输出负载的上限阈值相关联，并且参考信号532与***300的输出负载的下限阈值相关联。在又一示例中，逻辑组件508输出指示电源变换***300的输出负载的信号528。
根据另一实施例，QR模式（例如，CRM模式）组件510、CCM模式组件512、波谷跳跃模式组件514接收信号526、信号528和信号452，而频率降低组件516与DCM和PWM模式组件517接收信号528。例如，QR模式（例如，CRM模式）组件510、CCM模式组件512、波谷跳跃模式组件514、频率降低组件516与DCM和PWM模式组件517中的至少一个至少基于与信号526、信号528和/或信号452相关联的信息被激活。在另一示例中，当电源变换***300处于无/极轻负载条件下时（例如，图3（B）和图3（C）所示的区域I），频率降低组件516被激活（例如，被选择）并且***300在DCM模式和PFM模式中操作。在又一示例中，如果电源变换***300处于轻负载条件下（例如，图3（B）和图3（C）所示的区域II），则DCM和PWM模式组件517被激活（例如，被选择）并且***300在DCM模式和PWM模式中操作。在又一示例中，如果电源变换***300处于中等负载条件下（例如，图3（B）和图3（C）所示的区域III），则波谷跳跃模式组件514被激活（例如，被选择）并且***300在DCM模式或波谷跳跃模式中操作。在又一示例中，当电源变换***300处于中高负载条件下和/或具有高压线输入电压时（例如，如图3（B）和图3（C）所示的区域IV或区域V的顶部），则QR模式组件510被激活（例如，被选择）并且***300在QR模式（例如，CRM模式或波谷切换模式）中操作。在又一示例中，当电源变换***300处于具有低压线输入电压的高负载条件下时（例如，如图3（B）和图3（C）所示的区域V的底部），CCM模式组件512被激活（例如，被选择）并且***300在CCM模式或固定频率模式中操作。
图5是示出根据本发明另一实施例的作为电源变换***300一部分的控制器360的某些组件的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。控制器360包括误差放大器602、采样和保持组件606、退磁检测器608、多模式控制器612、信号调节组件614、补偿组件616、峰值电流控制器618、两个比较器620和626、信号处理组件622、触发器组件624、驱动器628、信号生成器630、斜坡补偿组件632、前沿消隐（LEB）组件634、线缆压降补偿组件636、以及电容器638。另外，控制器360包括端子660、662、664、666、668和670。例如，补偿电容器672被连接到端子670。
根据一个实施例，控制器360在端子660（例如，端子FB）处接收反馈信号354。在另一示例中，反馈信号354由采样和保持组件606采样并保持。在又一示例中，经采样并保持的信号639被提供给误差放大器602并被与参考信号648相比较，并且作为响应，误差放大器602至少与接收信号639和648的补偿组件616一起生成信号650。在又一示例中，退磁组件608也接收反馈信号354，并向多模式控制器612输出信号684。
根据另一实施例，信号调节组件614接收信号650并向多模式控制器612输出控制信号652以影响电源变换***300的操作模式（例如，例如，QR模式、CCM模式、DCM模式）。例如，信号650被提供给电流峰值控制器618以便影响初级绕组302的初级电流364。在另一示例中，峰值电流控制器618向比较器620生成信号656，比较器620接收与初级电流364有关的信号670。在又一示例中，比较器620基于对信号670和信号656的比较向信号处理组件622输出信号672。因此，在一些实施例中，初级电流364的峰值被限制。
例如，比较器626至少通过LEB组件634接收与初级电流364有关的电流感测信号658，并且基于对信号658和参考信号676的比较而向信号处理组件622输出信号674。在另一示例中，信号处理组件622将信号672和674相组合并向触发器组件624输出信号678，触发器组件624还接收来自多模式控制器612的信号680。在又一示例中，触发器组件624向信号生成器630输出信号682以便影响***300的开关频率。在又一示例中，驱动器628接收信号682并向开关306输出信号356。
在一些实施例中，除了上面讨论的电压调整之外，控制器360还被实现用于电流调整。图6是示出根据本发明又一实施例的作为电源变换***300一部分的控制器360的某些组件的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。控制器360包括误差放大器702、缓冲器704、采样和保持组件701、703和706、退磁检测器708、多模式控制器712、信号调节组件714和798、滤波和补偿组件716、峰值电流控制器718、比较器720、722和726、逻辑组件724、驱动器728、信号生成器730、斜坡补偿组件732、前沿消隐（LEB）组件734、线缆压降补偿组件736、电容器738、电阻器740、742、744和746、放大器790、开关792、794和796。采样和保持组件701包括采样组件795和电容器705，并且采样和保持组件703包括采样组件797和电容器707。另外，控制器360包括端子760、762、764、766、768和770。例如，补偿电容器771被连接到端子770。
根据一个实施例，控制器360在端子760（例如，端子FB）处接收反馈信号354。在另一示例中，反馈信号354由采样和保持组件706采样并保持。在又一示例中，经采样并保持的信号739至少通过缓冲器704和电阻器740被提供给误差放大器702并被与参考信号748相比较，并且作为响应，误差放大器702生成信号750。在又一示例中，退磁组件708接收反馈信号354，并向多模式控制器712输出退磁信号778。
根据另一实施例，误差放大器702向信号调节组件714输出信号750，信号调节组件714向多模式控制器712输出控制信号752以便影响电源变换***300的操作模式（例如，例如，QR模式、CCM模式、DCM模式）。例如，误差放大器702向至少包括滤波和补偿组件71 6的补偿网络输出信号750，滤波和补偿组件716向峰值电流控制器718输出信号754以便影响初级绕组302的初级电流364。在另一示例中，峰值电流控制器718向比较器720生成信号756，比较器720接收与初级电流364有关的信号770。在又一示例中，比较器720基于对信号770和信号756的比较向逻辑组件724输出信号772。因此，在一些实施例中，初级电流364的峰值被限制。
例如，比较器726至少通过LEB组件734接收与初级电流364有关的电流感测信号758，并且基于对信号758和参考信号776的比较向逻辑组件724输出信号774。在另一示例中，逻辑组件724还从比较器722接收信号775并从多模式控制器712接收信号780，并且向信号生成器730输出信号782以便影响***300的开关频率。在又一示例中，驱动器728接收信号782并向开关306输出信号356。
在一个实施例中，采样和保持组件701和703在不同的时间对电流感测信号758进行采样和保持。例如，开关792和794响应于指示退磁过程的退磁信号778而闭合或断开，并且开关796响应于退磁信号778的互补信号（complementary signal）而闭合或断开。在另一示例中，如果信号778指示***300在退磁过程中操作，则开关792和794闭合而开关796断开。在又一示例中，由于电容器705和707上的电荷的重分布而产生的电压信号719在退磁过程期间被提供给放大器790。在又一示例中，电压信号719被确定为如下：
V in = V s 1 × C 1 + V s 2 × C 2 C 1 + C 2 (式4)
其中，Vin表示电压信号719，Vs1表示来自采样和保持组件701的经采样和保持的信号709，并且Vs2表示来自采样和保持组件703的经采样和保持的信号711。另外，C1表示电容器705的电容，并且C2表示电容器707的电容。作为一个示例，如果电容器705的电容等于电容器707的电容，则电压信号719被确定为如下。
V in = V s 1 + V s 2 2 (式5)
在另一实施例中，如果信号778指示***300未在退磁过程中操作，则开关792和794断开，而开关796闭合。例如，地电压721（例如，零）被提供给放大器790。在另一示例中，放大器790向信号调节组件798输出信号715，信号调节组件798向比较器722生成信号717以便影响开关306的状态和初级电流364。
图7是根据本发明一个实施例的在连续传导模式（CCM）中操作的包括如图6所示的控制器360的电源变换***300的简化时序图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。波形802表示作为时间的函数的辅助绕组314的电压358，波形804表示作为时间的函数的流经次级绕组304的次级电流362，并且波形806表示作为时间的函数的电流感测信号758。另外，波形808表示作为时间的函数的采样和保持组件701的内部采样信号，波形810表示作为时间的函数的信号356，并且波形812表示作为时间的函数的信号709。此外，波形814表示作为时间的函数的信号711，并且波形816表示补偿电容器771所生成的电压799。
图7示出了三个时间段，包括导通时间段Ton、退磁时段TDemag和关断时间段Toff。在CCM模式中，退磁时段TDemag在持续时间上近似等于关断时间段Toff。例如，Ton开始于时刻t15并结束于时刻t16，TDemag开始于时刻t16并结束于时刻t18，并且Toff开始于时刻t16并结束于时刻t18。在另一示例中，t15≤t16≤t17≤t18。
根据一个实施例，在导通时间段的开始处（例如，t15处），信号356从逻辑低电平变为逻辑高电平（例如，波形810所示的上升沿）。例如，作为响应，在采样和保持组件701的内部采样信号中生成采样脉冲818（例如，如波形808所示）。在另一示例中，在采样脉冲818的脉冲时段期间，采样和保持组件701对大小增大的电流感测信号758进行采样，并且保持接近导通时间段的开始的电流感测信号758的大小820。在又一示例中，采样和保持组件703在导通时间段Ton期间对电流感测信号758采样并且保持导通时间段结束时（例如，t16处）的电流感测信号758的大小828。
根据另一实施例，在退磁时段期间，响应于退磁信号778，开关792和794闭合并且开关796断开。例如，放大器790接收参考信号713和电压信号719（例如，分别如波形812和814所示），并且输出信号715。在另一示例中，满足下式：
∫(Vcs_p(i)+Vcs_0(i))×(U(t-Ts(i))-U(t-Ts(i)-Tdemag(i))dt-∫Vrefdt<a  (式6)
其中，i表示第i个开关周期，Vcs_p(i)表示当开关306关断时的电流感测信号758的峰值大小，并且Vcs_0(i)表示当开关306接通时的电流感测信号758的大小。另外，Ts(i)表示开关时段的持续时间，Tdemag(i)表示退磁时段的持续时间，Vref表示参考信号713，U(t)是单位阶跃函数，并且a表示阈值。
在另一示例中，基于式6可获得下式：
Limi t N - > &infin; ( &Sigma; i = 0 N ( V cs _ p ( i ) + V cs _ 0 ( i ) ) &times; T demag ( i ) - &Sigma; i = 0 N V ref &times; T s ( i ) ) < a (式7)
其中，Vcs_p=IS_P×RS,Vcs_0=IS_0×RS，IS_P表示当开关306关断时初级绕组302的初级电流364的峰值大小，IS_0表示当开关306接通时初级绕组302的初级电流364的峰值大小，并且RS表示电阻器308的电阻。因此，在一些实施例中，传递到输出负载的功率被控制为使得输出电流近似保持恒定。
图8是根据本发明又一实施例的作为电源变换***300一部分的控制器360的某些组件的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。控制器360包括误差放大器902、采样和保持组件906、退磁检测器908、多模式控制器912、信号调节组件914、补偿组件916、峰值电流控制器918、比较器920、922和926、逻辑组件924、驱动器928、信号生成器930、斜坡补偿组件932、前沿消隐（LEB）组件934、线缆压降补偿组件936、以及电容器938。此外，控制器360包括采样和保持组件901和903、开关992、994和996、放大器990以及信号调节组件998。采样和保持组件901包括采样组件995和电容器905，并且采样和保持组件903包括采样组件997和电容器907。另外，控制器360包括端子960、962、964、966、968和970。例如，补偿电容器972被连接到端子970。
根据一个实施例，控制器360在端子960（例如，端子FB）处接收反馈信号354。在另一示例中，反馈信号354由采样和保持组件906采样并保持。在又一示例中，经采样并保持的信号939被提供给误差放大器902并被与参考信号948相比较，并且作为响应，误差放大器902至少与接收信号939和948的补偿组件916一起生成信号950。在又一示例中，退磁组件908也接收反馈信号354，并向多模式控制器912输出信号984。
根据另一实施例，信号调节组件914接收信号950并向多模式控制器912输出控制信号952以便影响电源变换***300的操作模式（例如，例如，QR模式、CCM模式、DCM模式）。例如，信号950被提供给电流峰值控制器918以便影响初级绕组302的初级电流364。在另一示例中，峰值电流控制器918向比较器920生成信号956，比较器920接收与初级电流364有关的信号970。在又一示例中，比较器920基于对信号970和信号956的比较向逻辑组件924输出信号972。因此，在一些实施例中，初级电流364的峰值被限制。
例如，比较器926至少通过LEB组件934接收与初级电流364有关的电流感测信号958，并且基于对信号958和参考信号976的比较向逻辑组件924输出信号974。在另一示例中，逻辑组件924还从比较器922接收信号975并从多模式控制器912接收信号980，并且向信号生成器930输出信号982以便影响***300的开关频率。在又一示例中，驱动器928接收信号982并向开关306输出信号356。
在一个实施例中，采样和保持组件901和903在不同的时间对电流感测信号958进行采样和保持。例如，开关992和994响应于指示退磁过程的退磁信号984而闭合或断开，并且开关996响应于退磁信号984的互补信号而闭合或断开。在另一示例中，如果信号984指示***300在退磁过程中操作，则开关992和994闭合而开关996断开。在又一示例中，由于电容器905和907上的电荷的重分布而产生的电压信号919在退磁过程期间被提供给放大器990。在又一示例中，电压信号919被确定为如下：
V in = V s 1 &times; C 1 + V s 2 &times; C 2 C 1 + C 2 (式8)
其中，Vin表示电压信号919，Vs1表示来自采样和保持组件901的经采样和保持的信号909，并且Vs2表示来自采样和保持组件903的经采样和保持的信号911。另外，C1表示电容器905的电容，并且C2表示电容器907的电容。作为一个示例，如果电容器905的电容等于电容器907的电容，则电压信号919被确定为如下。
V in = V s 1 + V s 2 2 (式9)
在另一实施例中，如果信号984指示退磁过程已完成，则开关992和994断开，而开关996闭合。例如，地电压921（例如，零）被提供给放大器990。在另一示例中，放大器990向信号调节组件998输出信号915，信号调节组件998向比较器922生成信号917以便影响开关306的状态和初级电流364。
如上面讨论并在此进一步强调的，图6、图7和图8仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，图7所示的波形也适用于具有如图8所示的控制器306的电源变换***300。在另一示例中，图7和图6和/或图8所示的方案还适用于在各种模式（包括DCM模式和QR模式（例如，CRM模式））中操作的电源变换***300。
图9是根据本发明又一实施例的作为电源变换***300一部分的控制器360的某些组件的简化时序图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。控制器360包括误差放大器1002、采样和保持组件1006、退磁检测器1008、多模式控制器1012、信号调节组件1014、补偿组件1016、峰值电流控制器1018、比较器1020、1022和1026、逻辑组件1024、驱动器1028、信号生成器1030、斜坡补偿组件1032、前沿消隐（LEB）组件1034、线缆压降补偿组件1036、以及电容器1038。此外，控制器360包括采样和保持组件1001、信号生成器1003、开关1092和1096、增益级1094、放大器1090以及信号调节组件1098。采样和保持组件1001包括采样组件1093和电容器1005。另外，控制器360包括端子1060、1062、1064、1066、1068和1070。例如，补偿电容器1072被连接到端子1070。
根据一个实施例，误差放大器902、采样和保持组件906、退磁检测器908、多模式控制器912、信号调节组件914、补偿组件916、峰值电流控制器918、比较器920、922和926、逻辑组件924、驱动器928、信号生成器930、斜坡补偿组件932、前沿消隐（LEB）组件934、线缆压降补偿组件936、电容器938、开关992和996、放大器990以及信号调节组件998分别与误差放大器1002、采样和保持组件1006、退磁检测器1008、多模式控制器1012、信号调节组件1014、补偿组件1016、峰值电流控制器1018、比较器1020、1022和1026、逻辑组件1024、驱动器1028、信号生成器1030、斜坡补偿组件1032、前沿消隐（LEB）组件1034、线缆压降补偿组件1036、电容器1038、开关1092和1096、放大器1090以及信号调节组件1098相同。
根据一个实施例，控制器360在端子1060（例如，端子FB）处接收反馈信号354。在另一示例中，反馈信号354由采样和保持组件1006采样并保持。在又一示例中，经采样并保持的信号1039被提供给误差放大器1002并被与参考信号1048相比较，并且作为响应，误差放大器1002至少与接收信号1039和1048的补偿组件1016一起生成信号1050。在又一示例中，退磁组件1008也接收反馈信号354，并向多模式控制器1012输出信号1084。
根据另一实施例，信号调节组件1014接收信号1050并向多模式控制器1012输出控制信号1052以便影响电源变换***300的操作模式（例如，例如，QR模式、CCM模式、DCM模式）。例如，信号1050被提供给电流峰值控制器1018以便影响初级绕组302的初级电流364。在另一示例中，峰值电流控制器1018向比较器1020生成信号1056，比较器1020接收与初级电流364有关的信号1070。在又一示例中，比较器1020基于对信号1070和信号1056的比较向逻辑组件1024输出信号1072。因此，在一些实施例中，初级电流364的峰值被限制。
例如，比较器1026至少通过LEB组件1034接收与初级电流364有关的电流感测信号1058，并且基于对信号1058和参考信号1076的比较向逻辑组件1024输出信号1074。在另一示例中，逻辑组件1024还从比较器1022接收信号1075并从多模式控制器1012接收信号1080，并且向信号生成器1030输出信号1082以便影响***300的开关频率。在又一示例中，驱动器1028接收信号1082并向开关306输出信号356。
在一个实施例中，信号生成器1003接收信号356并且向采样和保持组件1001输出采样信号1097。例如，作为响应，采样和保持组件1001采样电流感测信号1058并且保持开关306的导通时间段的中点处的电流感测信号1058的大小。例如，经采样和保持的信号1009被提供给增益级1094。在另一示例中，开关1092响应于指示退磁过程的退磁信号1084而闭合或断开，并且开关1096响应于退磁信号1084的互补信号而闭合或断开。在又一示例中，如果信号1084指示***300在退磁过程期间操作，则开关1092闭合而开关1096断开。在又一示例中，增益级1094通过开关1092向放大器1090输出信号1095。在又一示例中，另一方面，如果信号1084指示退磁过程已完成，则开关1092断开并且开关1096闭合。在又一示例中，地电压1021（例如，零）被提供给放大器1090。在另一示例中，放大器1090向信号调节组件1098输出信号1015，信号调节组件1098向比较器1022生成信号1017以便影响开关306的状态和初级电流364。
图10是根据本发明一个实施例的在连续传导模式（CCM）中操作的包括如图9所示的控制器360的电源变换***300的简化时序图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。波形1102表示作为时间的函数的辅助绕组314的电压358，波形1104表示作为时间的函数的流经次级绕组304的次级电流362，并且波形1106表示作为时间的函数的电流感测信号1058。另外，波形1108表示作为时间的函数的采样和保持组件1001的内部采样信号，波形1110表示作为时间的函数的信号356，并且波形1112表示作为时间的函数的信号1009。此外，波形1114表示作为时间的函数的退磁信号1084，并且波形1116表示补偿电容器1072所生成的电压1099。
图10示出了三个时间段，包括导通时间段Ton、退磁时段TDemag和关断时间段Toff。在CCM模式中，退磁时段TDemag在持续时间上近似等于关断时间段Toff。例如，Ton开始于时刻t19并结束于时刻t21，TDemag开始于时刻t21并结束于时刻t22，并且Toff开始于时刻t21并结束于时刻t22。在另一示例中，t19≤t20≤t21≤t22。
根据一个实施例，在导通时间段的开始处（例如，t19处），采样信号1097从逻辑低电平变为逻辑高电平。例如，在导通时间段的中点处（例如，t20处），采样信号1097从逻辑高电平变为逻辑低电平（例如，如波形1108所示的下降沿）。在另一示例中，作为响应，采样和保持组件1001采样电流感测信号1158并且保持电流感测信号1158的大小1118（例如，如波形1108和1112所示）。在又一示例中，大小1118被确定为如下：
V cs _ 1 2 T on = I S _ 1 2 Ton &times; R S = V cs _ p + V cs _ 0 2 (式10)
其中，Vcs_p表示在开关周期期间当开关306关断时的电流感测信号1058的峰值大小，并且Vcs_0表示在该开关周期期间当开关306接通时的电流感测信号1058的大小。
根据另一实施例，在退磁时段期间，响应于退磁信号1084，开关1092闭合并且开关1096断开。例如，增益级1094通过开关1092向放大器1090输出信号1095，并且放大器1090输出信号1015。在另一示例中，满足下式：
G &times; &Integral; V cs _ 1 2 T on ( i ) &times; ( U ( t - T s ( i ) ) - U ( t - T s ( i ) - T demag ( i ) ) dt - &Integral; V ref dt < a ) (式11)
其中，i表示第i个开关周期，
Figure BDA00002139685500263
表示在第i个开关周期期间在导通时间段的中点处的电流感测信号1058的大小，并且Ts(i)表示开关时段的持续时间。另外，Tdemag(i)表示退磁时段的持续时间，Vref表示参考信号1013，并且G表示比率。
在另一示例中，基于式11可获得下式：
Limit N - > &infin; ( &Sigma; i = 0 N G &times; V cs _ 1 2 T on ( i ) &times; T demag ( i ) - &Sigma; i = 0 N V ref &times; T s ( i ) ) < a (式12)
因此，在一些实施例中，传递到输出负载的功率被控制为使得输出电流近似保持恒定。例如，如果G=2，则式7变得与式（4）相同，并且式8变得与式（5）相同。
根据另一实施例，一种用于调整电源变换***的***控制器包括操作模式选择组件和驱动组件。操作模式选择组件被配置来接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号，并且至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息输出模式选择信号。驱动组件被配置来接收所述模式选择信号并且至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成驱动信号，所述驱动信号对应于开关频率。所述操作模式选择组件还被配置来：如果所述输出负载被确定为在大小上大于第一负载阈值并且所述输入信号被确定为大于输入阈值，则当所述开关频率被确定为小于第一频率阈值且大于第二频率阈值时，生成与准谐振模式相对应的所述模式选择信号。另外，所述操作模式选择组件还被配置来：如果所述输出负载被确定为在大小上大于所述第一负载阈值并且所述输入信号被确定为小于所述输入阈值，则当所述开关频率被确定为等于所述第二频率阈值时，生成与连续传导模式相对应的所述模式选择信号。例如，该***控制器至少根据图3（A）、图3（B）、图3（C）、图4（A）、图4（B）和/或图5来实现。
根据又一实施例，一种用于调整电源变换***的***控制器包括驱动组件、第一采样和保持组件、第二采样和保持组件、第一开关、第二开关和信号处理组件。驱动组件被配置来输出驱动信号以便影响所述电源变换***的输出信号，所述驱动信号与开关周期所对应的开关频率相关联，所述开关周期包括导通时间段和退磁时段。第一采样和保持组件包括第一电容器，并被配置为在所述导通时间段期间至少在第一时间处采样并保持与流经所述电源变换***的初级绕组的初级电流相关联的电流感测信号，并且至少基于与所述电流感测信号相关联的信息生成第一所保持采样信号。第二采样和保持组件包括第二电容器，并被配置为在所述导通时间段期间至少在第二时间处采样并保持所述电流感测信号，并且至少基于与所述电流感测信号相关联的信息生成第二所保持采样信号，所述第二时间晚于所述第一时间。第一开关包括第一开关端子和第二开关端子，所述第一开关端子被耦合到所述第一电容器，所述第二开关端子被耦合到所述第二电容器，所述第一开关还被配置为在所述退磁时段期间闭合并且在所述导通时段期间断开。第二开关包括第三开关端子和第四开关端子，所述第三开关端子被耦合到所述第一开关端子，所述第二开关还被配置为在所述退磁时段期间闭合并且在所述导通时间段期间断开。信号处理组件被配置为如果所述第一开关和所述第二开关闭合则从所述第四开关端子接收组合信号，并且至少基于与所述组合信号相关联的信息向所述驱动组件输出经处理信号。例如，该***控制器至少根据图6、图7和/或图8来实现。
根据又一实施例，一种用于调整电源变换***的***控制器包括驱动组件、采样和保持组件、开关、信号处理组件和操作模式选择组件。驱动组件被配置来输出驱动信号以便影响所述电源变换***的输出信号，所述驱动信号与开关周期所对应的开关频率相关联，所述开关周期包括导通时间段和退磁时段。采样和保持组件包括第一电容器，并被配置为在所述导通时间段的中点处采样并保持与流经所述电源变换***的初级绕组的初级电流相关联的电流感测信号，并且至少基于与所述电流感测信号相关联的信息生成所保持采样信号。开关，包括第一开关端子和第二开关端子，所述第一开关端子被耦合到所述第一电容器，所述开关还被配置为在所述退磁时段期间闭合并且在所述导通时段期间断开。信号处理组件，被配置为如果所述开关闭合则从所述第二开关端子接收第三信号，并且至少基于与所述第三信号相关联的信息向所述驱动组件输出经处理信号。操作模式选择组件，被配置为接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号，并且至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息输出模式选择信号。所述驱动组件还被配置为接收所述模式选择信号并且至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成所述驱动信号。例如，该***控制器至少根据图9和/或图10来实现。
在一个实施例中，一种用于调整电源变换***的方法包括：接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号；处理与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息；并且至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息生成模式选择信号。另外，该方法包括：接收所述模式选择信号；处理与所述模式选择信号相关联的信息；并且至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成驱动信号。用于至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息生成模式选择信号的处理包括：如果所述输出负载被确定为在大小上大于第一负载阈值并且所述输入信号被确定为大于输入阈值，则当所述开关频率被确定为小于第一频率阈值且大于第二频率阈值时生成与准谐振模式相对应的所述模式选择信号。用于至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息生成模式选择信号的处理包括：如果所述输出负载被确定为在大小上大于所述第一负载阈值并且所述输入信号被确定为小于所述输入阈值，则当所述开关频率被确定为等于所述第二频率阈值时生成与连续传导模式相对应的所述模式选择信号。例如，该方法至少根据图3（A）、图3（B）、图3（C）、图4（A）、图4（B）和/或图5来实现。
在另一实施例中，一种用于调整电源变换***的方法包括：生成驱动信号以便影响所述电源变换***的输出信号，所述驱动信号与开关周期所对应的开关频率相关联，所述开关周期包括导通时间段和退磁时段；并且至少由第一采样和保持组件在所述导通时间段期间至少在第一时间处采样并保持电流感测信号以生成第一所保持采样信号，所述电流感测信号与流经所述电源变换***的初级绕组的初级电流相关联，所述第一采样和保持组件包括第一电容器。该方法还包括至少由第二采样和保持组件在所述导通时间段期间至少在第二时间处采样并保持所述电流感测信号以生成第二所保持采样信号，所述第二采样和保持组件包括第二电容器，所述第二时间晚于所述第一时间。另外，该方法包括：至少由第一开关在所述退磁时段期间生成组合信号，所述第一开关包括耦合到所述第一电容器的第一开关端子和耦合到所述第二电容器的第二开关端子；至少由第二开关接收所述组合信号，所述第二开关包括第三开关端子和第四开关端子，所述第三开关端子被耦合到所述第一开关端子；以及在所述退磁时段期间至少基于与所述组合信号相关联的信息输出经处理信号。例如，该方法至少根据图6、图7和/或图8来实现。
在又一实施例中，一种用于调整电源变换***的方法包括：接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号；处理与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息；并且至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息生成模式选择信号。该方法还包括：接收所述模式选择信号；处理与所述模式选择信号相关联的信息；并且至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成所述驱动信号以便影响所述电源变换***的输出信号，所述驱动信号与开关周期所对应的开关频率相关联，所述开关周期包括导通时间段和退磁时段。另外，该方法包括：至少由采样和保持组件在所述导通时间段的中点处采样并保持电流感测信号以生成所保持的采样信号，所述电流感测信号与流经所述电源变换***的初级绕组的初级电流相关联，所述采样和保持组件包括电容器；在所述退磁时段期间至少通过耦合到所述电容器的开关接收第三信号；以及在所述退磁时段期间至少基于与所述第三信号相关联的信息输出经处理信号。例如，该方法至少根据图9和/或图10来实现。
例如，本发明各个实施例中的一些或所有组件单独地和/或与至少另一组件相组合地是利用一个或多个软件组件、一个或多个硬件组件和/或软件与硬件组件的一种或多种组合来实现的。在另一示例中，本发明各个实施例中的一些或所有组件单独地和/或与至少另一组件相组合地在一个或多个电路中实现，例如在一个或多个模拟电路和/或一个或多个数字电路中实现。在又一示例中，本发明的各个实施例和/或示例可以相组合。
虽然已描述了本发明的具体实施例，然而本领域技术人员将明白，还存在与所述实施例等同的其它实施例。因此，将明白，本发明不受所示具体实施例的限制，而是仅由权利要求的范围来限定。

Claims (52)

1.一种用于调整电源变换***的***控制器，该***控制器包括：
操作模式选择组件，被配置来接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号，并且至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息输出模式选择信号；以及
驱动组件，被配置来接收所述模式选择信号并且至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成驱动信号，所述驱动信号对应于开关频率；
其中，所述操作模式选择组件还被配置来：
如果所述输出负载被确定为在大小上大于第一负载阈值并且所述输入信号被确定为大于输入阈值，则当所述开关频率被确定为小于第一频率阈值且大于第二频率阈值时生成与准谐振模式相对应的所述模式选择信号；并且如果所述输出负载被确定为在大小上大于所述第一负载阈值并且所述输入信号被确定为小于所述输入阈值，则当所述开关频率被确定为等于所述第二频率阈值时生成与连续传导模式相对应的所述模式选择信号，
其中，所述***控制器还包括信号处理组件，被配置来接收反馈信号并且至少基于与所述反馈信号相关联的信息生成所述第一信号，并且
所述信号处理组件包括：
采样组件，被配置来接收所述反馈信号并且至少基于与所述反馈信号相关联的信息输出经采样信号；以及
误差放大器，被配置来接收所述经采样信号并且至少基于与所述经采样信号相关联的信息输出与所述第一信号相关的误差信号。
2.如权利要求1所述的***控制器，其中，所述操作模式选择组件还被配置来在第一时间段期间从一端子接收所述第一信号并且在第二时间段期间从该端子接收所述第二信号。
3.如权利要求2所述的***控制器，其中，所述第一时间段和所述第二时间段不同。
4.如权利要求2所述的***控制器，其中：
所述第一信号是电压信号；以及
所述第二信号是电流信号。
5.如权利要求2所述的***控制器，还包括：
信号检测器，被配置来至少基于与所述输入信号相关联的信息生成所述第二信号。
6.如权利要求1所述的***控制器，其中，所述操作模式选择组件还被配置为：如果所述输出负载被确定为在大小上小于所述第一负载阈值且大于第二负载阈值，则当所述开关频率被确定为小于所述第一频率阈值且大于所述第二频率阈值时生成与所述准谐振模式相对应的所述模式选择信号。
7.如权利要求6所述的***控制器，其中，所述操作模式选择组件还被配置为：如果所述输出负载被确定为在大小上小于所述第一负载阈值且大于所述第二负载阈值，则当所述开关频率被确定为等于所述第一频率阈值时生成与断续传导模式相对应的所述模式选择信号。
8.如权利要求6所述的***控制器，其中，所述操作模式选择组件还被配置为：如果所述输出负载被确定为在大小上小于所述第二负载阈值，则生成与断续传导模式相对应的所述模式选择信号。
9.如权利要求8所述的***控制器，其中，所述断续传导模式是从由如下模式组成的组中选出的一个模式：波谷跳跃模式、频率调制模式和脉宽调制模式。
10.如权利要求9所述的***控制器，其中，所述操作模式选择组件还包括断续传导模式选择器，该断续传导模式选择器被配置为接收所述第一信号，并且如果所述输出负载被确定为在大小上小于所述第二负载阈值，则生成与所述断续传导模式相对应的所述模式选择信号。
11.如权利要求6所述的***控制器，其中，所述第二负载阈值在大小上随着所述输入信号而变化。
12.如权利要求1所述的***控制器，其中，所述操作模式选择组件包括比较器，该比较器被配置为接收所述第二信号和参考信号，并且至少基于与所述第二信号和所述参考信号相关联的信息输出比较信号。
13.如权利要求12所述的***控制器，其中，所述操作模式选择组件包括连续传导模式选择器，该连续传导模式选择器被配置为接收所述第一信号和所述比较信号，并且如果所述输出负载被确定为在大小上大于所述第一负载阈值并且所述输入信号被确定为小于所述输入阈值，则生成与所述连续传导模式相对应的所述模式选择信号。
14.如权利要求12所述的***控制器，其中，所述操作模式选择组件包括准谐振模式选择器，该准谐振模式选择器被配置为：
接收所述第一信号和所述比较信号；
如果所述输出负载被确定为在大小上大于所述第一负载阈值并且所述输入信号被确定为大于所述输入阈值，则生成与所述准谐振模式相对应的所述模式选择信号；并且
如果所述输出负载被确定为在大小上小于所述第一负载阈值且大于第二负载阈值，则生成与所述准谐振模式相对应的所述模式选择信号。
15.如权利要求1所述的***控制器，其中，所述输入信号是输入线电压。
16.如权利要求1所述的***控制器，其中，所述驱动组件包括：
触发器组件，被配置来接收所述模式选择信号并且至少基于与所述模式选择信号相关联的信息向所述操作模式选择组件输出频率调制信号；以及
驱动器，被配置来接收所述频率调制信号并且至少基于与所述频率调制信号相关联的信息输出所述驱动信号。
17.如权利要求1所述的***控制器，其中，所述准谐振模式是从由如下模式组成的组中选出的一个模式：波谷切换模式和临界传导模式。
18.如权利要求1所述的***控制器，还包括初级侧感测组件，该初级侧感测组件被配置为接收来自所述电源变换***的辅助绕组的反馈信号。
19.如权利要求1所述的***控制器，其中，所述第一负载阈值在大小上随着所述输入信号而变化。
20.如权利要求1所述的***控制器，其中，
所述输入信号在大小上大于第三阈值且在大小上小于第四阈值；以及
所述输入阈值大于所述第三阈值且小于所述第四阈值。
21.一种用于调整电源变换***的***控制器，该***控制器包括：
驱动组件，被配置来输出驱动信号以便影响所述电源变换***的输出信号，所述驱动信号与开关周期所对应的开关频率相关联，所述开关周期包括导通时间段和退磁时段；
第一采样和保持组件，包括第一电容器，并被配置为在所述导通时间段期间至少在第一时间处采样并保持与流经所述电源变换***的初级绕组的初级电流相关联的电流感测信号，并且至少基于与所述电流感测信号相关联的信息生成第一保持采样信号；
第二采样和保持组件，包括第二电容器，并被配置为在所述导通时间段期间至少在第二时间处采样并保持所述电流感测信号，并且至少基于与所述电流感测信号相关联的信息生成第二保持采样信号，所述第二时间晚于所述第一时间；
第一开关，包括第一开关端子和第二开关端子，所述第一开关端子被耦合到所述第一电容器，所述第二开关端子被耦合到所述第二电容器，所述第一开关还被配置为在所述退磁时段期间闭合并且在所述导通时间段期间断开；
第二开关，包括第三开关端子和第四开关端子，所述第三开关端子被耦合到所述第一开关端子，所述第二开关还被配置为在所述退磁时段期间闭合并且在所述导通时间段期间断开；以及
信号处理组件，被配置为如果所述第一开关和所述第二开关闭合则从所述第四开关端子接收组合信号，并且至少基于与所述组合信号相关联的信息向所述驱动组件输出经处理信号。
22.如权利要求21所述的***控制器，还包括：
操作模式选择组件，被配置为接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号，并且至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息输出模式选择信号；
其中，所述驱动组件还被配置为接收所述模式选择信号并且至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成所述驱动信号。
23.如权利要求22所述的***控制器，其中，所述操作模式选择组件还被配置为：
如果所述输出负载被确定为在大小上大于第一负载阈值并且所述输入信号被确定为大于输入阈值，则当所述开关频率被确定为小于第一频率阈值且大于第二频率阈值时生成与准谐振模式相对应的所述模式选择信号；并且
如果所述输出负载被确定为在大小上大于所述第一负载阈值并且所述输入信号被确定为小于所述输入阈值，则当所述开关频率被确定为等于所述第二频率阈值时生成与连续传导模式相对应的所述模式选择信号。
24.如权利要求22所述的***控制器，还包括：
信号生成器，被配置为接收与所述输出信号相关联的反馈信号并且至少基于与所述反馈信号相关联的信息生成所述第一信号；以及
信号检测器，被配置为至少基于与所述输入信号相关联的信息生成所述第二信号。
25.如权利要求24所述的***控制器，其中，所述信号生成器包括：
采样组件，被配置为接收所述反馈信号并且至少基于与所述反馈信号相关联的信息输出经采样信号；以及
误差放大器，被配置为接收所述经采样信号并且至少基于与所述经采样信号相关联的信息输出与所述第一信号相关的误差信号。
26.如权利要求25所述的***控制器，还包括：
斜坡补偿组件，被配置为接收所述电流感测信号并且至少基于与所述电流感测信号相关联的信息输出斜坡补偿信号；以及
第一比较器，被配置为接收所述斜坡补偿信号并且至少基于与所述斜坡补偿信号相关联的信息向所述驱动组件输出第一比较信号。
27.如权利要求26所述的***控制器，还包括：
低通滤波和补偿组件，被配置为接收所述经采样信号和所述误差信号，并且至少基于与所述经采样信号和所述误差信号相关联的信息输出补偿信号；
电流峰值控制器，被配置为接收所述补偿信号并且至少基于与所述补偿信号相关联的信息生成电流峰值控制信号；以及
第二比较器，被配置为接收所述电流峰值控制信号并且至少基于与所述电流峰值控制信号和所述电流感测信号相关联的信息向所述驱动组件输出第二比较信号。
28.如权利要求26所述的***控制器，还包括：
补偿部件，被配置为接收所述经采样信号并且至少基于与所述经采样信号相关联的信息输出补偿信号；
电流峰值控制器，被配置为至少接收所述补偿信号并且至少基于与所述补偿信号相关联的信息生成电流峰值控制信号；以及
第二比较器，被配置为接收所述补偿信号并且至少基于与所述电流峰值控制信号和所述电流感测信号相关联的信息向所述驱动组件输出第二比较信号。
29.如权利要求21所述的***控制器，其中，与所述第一电容器相关联的第一电容等于与所述第二电容器相关联的第二电容。
30.如权利要求29所述的***控制器，其中，所述组合信号的大小等于所述第一保持采样信号与所述第二保持采样信号之和的一半。
31.如权利要求21所述的***控制器，其中，所述信号处理组件包括：
放大器，被配置为在所述退磁时段期间接收所述组合信号并且至少基于与所述组合信号相关联的信息与第三电容器一起生成放大信号；以及
比较器，被配置为至少基于与所述放大信号和所述电流感测信号相关联的信息生成经处理信号。
32.如权利要求21所述的***控制器，其中，所述信号处理组件还被配置为在所述导通时间段期间接收地电压并且至少基于与所述地电压相关联的信息向所述驱动组件输出所述经处理信号。
33.如权利要求21所述的***控制器，其中，所述第一时间在所述导通时间段的开始处，并且所述第二时间在所述导通时间段的结束处。
34.如权利要求21所述的***控制器，其中，所述输出信号包括电流信号。
35.如权利要求21所述的***控制器，其中，所述第一开关端子通过第一组件被耦合到所述第一电容器。
36.如权利要求21所述的***控制器，其中，所述第二开关端子通过第二组件被耦合到所述第二电容器。
37.如权利要求21所述的***控制器，还包括初级侧感测组件，该初级侧感测组件被配置为从所述电源变换***的辅助绕组接收与输出信号相关联的反馈信号。
38.一种用于调整电源变换***的***控制器，该***控制器包括：
驱动组件，被配置来输出驱动信号以便影响所述电源变换***的输出信号，所述驱动信号与开关周期所对应的开关频率相关联，所述开关周期包括导通时间段和退磁时段；
采样和保持组件，包括第一电容器，并被配置为在所述导通时间段的中点处采样并保持与流经所述电源变换***的初级绕组的初级电流相关联的电流感测信号，并且至少基于与所述电流感测信号相关联的信息生成保持采样信号；
开关，包括第一开关端子和第二开关端子，所述第一开关端子被耦合到所述第一电容器，所述开关还被配置为在所述退磁时段期间闭合并且在所述导通时间段期间断开；
信号处理组件，被配置为如果所述开关闭合则从所述第二开关端子接收第三信号，并且至少基于与所述第三信号相关联的信息向所述驱动组件输出经处理信号；以及
操作模式选择组件，被配置为接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号，并且至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息输出模式选择信号；
其中，所述驱动组件还被配置为接收所述模式选择信号并且至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成所述驱动信号。
39.如权利要求38所述的***控制器，其中，所述操作模式选择组件还被配置为：
如果所述输出负载被确定为在大小上大于第一负载阈值并且所述输入信号被确定为大于输入阈值，则当所述开关频率被确定为小于第一频率阈值且大于第二频率阈值时生成与准谐振模式相对应的所述模式选择信号；并且
如果所述输出负载被确定为在大小上大于所述第一负载阈值并且所述输入信号被确定为小于所述输入阈值，则当所述开关频率被确定为等于所述第二频率阈值时生成与连续传导模式相对应的所述模式选择信号。
40.如权利要求38所述的***控制器，其中，所述第一开关端子通过一组件被耦合到所述第一电容器。
41.如权利要求38所述的***控制器，还包括：
斜坡补偿组件，被配置为接收所述电流感测信号并且至少基于与所述电流感测信号相关联的信息输出斜坡补偿信号；以及
第一比较器，被配置为接收所述斜坡补偿信号并且至少基于与所述斜坡补偿信号相关联的信息向所述驱动组件输出第一比较信号。
42.如权利要求38所述的***控制器，其中，所述第一开关端子通过增益级被耦合到所述第一电容器，所述增益级被配置为接收所述保持采样信号并且向所述开关输出放大信号。
43.如权利要求38所述的***控制器，其中，所述信号处理组件包括：
放大器，被配置为在所述退磁时段期间接收所述第三信号并且至少基于与所述第三信号相关联的信息与第二电容器一起生成放大信号；以及
比较器，被配置为至少基于与所述放大信号和所述电流感测信号相关联的信息生成所述经处理信号。
44.如权利要求38所述的***控制器，其中，所述信号处理组件还被配置为在所述导通时间段期间接收地电压并且至少基于与所述地电压相关联的信息向所述驱动组件输出所述经处理信号。
45.如权利要求38所述的***控制器，还包括初级侧感测组件，该初级侧感测组件被配置为从所述电源变换***的辅助绕组接收与所述输出信号相关联的反馈信号。
46.一种用于调整电源变换***的方法，该方法包括：
接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号；
处理与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息；
至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息生成模式选择信号；
接收所述模式选择信号；
处理与所述模式选择信号相关联的信息；并且
至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成驱动信号；
其中，用于至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息生成模式选择信号的处理包括：
如果所述输出负载被确定为在大小上大于第一负载阈值并且所述输入信号被确定为大于输入阈值，则当开关频率被确定为小于第一频率阈值且大于第二频率阈值时生成与准谐振模式相对应的所述模式选择信号；并且
如果所述输出负载被确定为在大小上大于所述第一负载阈值并且所述输入信号被确定为小于所述输入阈值，则当所述开关频率被确定为等于所述第二频率阈值时生成与连续传导模式相对应的所述模式选择信号，
其中，该方法还包括由信号处理组件来接收反馈信号并且至少基于与所述反馈信号相关联的信息生成所述第一信号，并且
生成所述第一信号的处理包括：
接收所述反馈信号并且至少基于与所述反馈信号相关联的信息输出经采样信号；以及
接收所述经采样信号并且至少基于与所述经采样信号相关联的信息输出与所述第一信号相关的误差信号。
47.如权利要求46所述的方法，还包括：
由初级侧感测组件从所述电源变换***的辅助绕组接收反馈信号。
48.如权利要求46所述的方法，其中，用于生成模式选择信号的处理还包括：
如果所述输出负载被确定为在大小上小于所述第一负载阈值且大于第二负载阈值，则
当所述开关频率被确定为小于所述第一频率阈值且大于所述第二频率阈值时，生成与所述准谐振模式相对应的所述模式选择信号；并且
当所述开关频率被确定为等于所述第一频率阈值时，生成与断续传导模式相对应的所述模式选择信号。
49.一种用于调整电源变换***的方法，该方法包括：
生成驱动信号以便影响所述电源变换***的输出信号，所述驱动信号与开关周期所对应的开关频率相关联，所述开关周期包括导通时间段和退磁时段；
至少由第一采样和保持组件在所述导通时间段期间至少在第一时间处采样并保持电流感测信号以生成第一保持采样信号，所述电流感测信号与流经所述电源变换***的初级绕组的初级电流相关联，所述第一采样和保持组件包括第一电容器；
至少由第二采样和保持组件在所述导通时间段期间至少在第二时间处采样并保持所述电流感测信号以生成第二保持采样信号，所述第二采样和保持组件包括第二电容器，所述第二时间晚于所述第一时间；
至少由第一开关在所述退磁时段期间生成组合信号，所述第一开关包括耦合到所述第一电容器的第一开关端子和耦合到所述第二电容器的第二开关端子；
至少由第二开关接收所述组合信号，所述第二开关包括第三开关端子和第四开关端子，所述第三开关端子被耦合到所述第一开关端子；以及
在所述退磁时段期间至少基于与所述组合信号相关联的信息输出经处理信号。
50.如权利要求49所述的方法，还包括：
由初级侧感测组件从所述电源变换***的辅助绕组接收与所述输出信号相关联的反馈信号。
51.一种用于调整电源变换***的方法，该方法包括：
接收与所述电源变换***的输出负载相关的第一信号和与所述电源变换***接收的输入信号相关的第二信号；
处理与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息；
至少基于与所述第一信号和所述第二信号相关联的信息生成模式选择信号；
接收所述模式选择信号；
处理与所述模式选择信号相关联的信息；
至少基于与所述模式选择信号相关联的信息生成驱动信号以便影响所述电源变换***的输出信号，所述驱动信号与开关周期所对应的开关频率相关联，所述开关周期包括导通时间段和退磁时段；
至少由采样和保持组件在所述导通时间段的中点处采样并保持电流感测信号以生成保持采样信号，所述电流感测信号与流经所述电源变换***的初级绕组的初级电流相关联，所述采样和保持组件包括电容器；
在所述退磁时段期间至少通过耦合到所述电容器的开关接收第三信号；以及
在所述退磁时段期间至少基于与所述第三信号相关联的信息输出经处理信号。
52.如权利要求51所述的方法，还包括：
由初级侧感测组件从所述电源变换***的辅助绕组接收与所述输出信号相关联的反馈信号。
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US13/646,268 US9871451B2 (en) 2012-09-14 2012-10-05 Systems and methods for voltage control and current control of power conversion systems with multiple operation modes
TW102116550A TWI524637B (zh) 2012-09-14 2013-05-09 System and method for voltage and current control of a power conversion system
US15/835,344 US10270350B2 (en) 2012-09-14 2017-12-07 Systems and methods for voltage control and current control of power conversion systems with multiple operation modes
US15/835,337 US10069424B2 (en) 2012-09-14 2017-12-07 Systems and methods for voltage control and current control of power conversion systems with multiple operation modes
US16/014,685 US10454378B2 (en) 2012-09-14 2018-06-21 Systems and methods for voltage control and current control of power conversion systems with multiple operation modes
US16/281,404 US10742122B2 (en) 2012-09-14 2019-02-21 Systems and methods for voltage control and current control of power conversion systems with multiple operation modes

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Families Citing this family (71)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8305776B2 (en) 2008-07-30 2012-11-06 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for primary-side regulation in off-line switching-mode flyback power conversion system
US8488342B2 (en) 2008-10-21 2013-07-16 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converters with primary-side sensing and regulation
US9350252B2 (en) 2008-10-21 2016-05-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for protecting power conversion systems based on at least feedback signals
US8526203B2 (en) 2008-10-21 2013-09-03 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converter with primary-side sensing and regulation
US9088217B2 (en) * 2009-08-20 2015-07-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for load compensation with primary-side sensing and regulation for flyback power converters
CN102624237B (zh) 2011-02-01 2015-09-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器的动态阈值调节的***和方法
CN102791054B (zh) 2011-04-22 2016-05-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于电容性负载下的调光控制的***和方法
CN102801325B (zh) 2011-05-23 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于电源变换器的开关频率和峰值电流调节的***和方法
CN102916586B (zh) 2011-08-04 2014-04-02 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的***和方法
CN103368400B (zh) 2012-03-31 2015-02-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于恒压控制和恒流控制的***和方法
CN104768285B (zh) 2012-05-17 2017-06-13 昂宝电子（上海）有限公司 用于利用***控制器进行调光控制的***和方法
US9203292B2 (en) 2012-06-11 2015-12-01 Power Systems Technologies Ltd. Electromagnetic interference emission suppressor
US9203293B2 (en) 2012-06-11 2015-12-01 Power Systems Technologies Ltd. Method of suppressing electromagnetic interference emission
JP5983172B2 (ja) * 2012-08-10 2016-08-31 富士電機株式会社 スイッチング電源装置及びスイッチング電源装置の制御回路
US9287792B2 (en) 2012-08-13 2016-03-15 Flextronics Ap, Llc Control method to reduce switching loss on MOSFET
CN102946197B (zh) 2012-09-14 2014-06-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换***的电压和电流控制的***和方法
US9136769B2 (en) * 2012-10-10 2015-09-15 Flextronics Ap, Llc Load change detection for switched mode power supply with low no load power
CN103024994B (zh) * 2012-11-12 2016-06-01 昂宝电子（上海）有限公司 使用triac调光器的调光控制***和方法
US8907736B2 (en) * 2012-12-05 2014-12-09 Inno-Tech Co., Ltd. Digital pulse width modulation controller
CN103036438B (zh) 2012-12-10 2014-09-10 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换***中的峰值电流调节的***和方法
TWI474590B (zh) * 2012-12-26 2015-02-21 Univ Nat Taiwan 減少電源轉換器輸出電流誤差之控制電路與其控制方法
US9136765B2 (en) * 2013-03-08 2015-09-15 Power Integrations, Inc. Techniques for controlling a power converter using multiple controllers
US9627915B2 (en) 2013-03-15 2017-04-18 Flextronics Ap, Llc Sweep frequency mode for multiple magnetic resonant power transmission
US8947894B2 (en) * 2013-04-05 2015-02-03 Infineon Technologies Austria Ag Switched mode power supply including a flyback converter with primary side control
CN103346536B (zh) 2013-06-08 2016-02-17 昂宝电子（上海）有限公司 用于对电源变换***进行两级保护的***和方法
CN103414350B (zh) * 2013-08-29 2016-08-17 昂宝电子（上海）有限公司 基于负载条件调节频率和电流的***和方法
US10958176B2 (en) * 2013-10-14 2021-03-23 Texas Instruments Incorporated Systems and methods of CCM primary-side regulation
CN103618292B (zh) 2013-12-06 2017-01-11 昂宝电子（上海）有限公司 用于保护电源变换***免受热失控的***和方法
US9698695B1 (en) 2014-03-27 2017-07-04 Infineon Technologies Austria Ag Peak power limitation and overpower protection for switched-mode power supplies
TWI568159B (zh) * 2014-04-24 2017-01-21 立錡科技股份有限公司 返馳式電源供應器及其控制電路與控制方法
CN103957634B (zh) 2014-04-25 2017-07-07 广州昂宝电子有限公司 照明***及其控制方法
CN104066254B (zh) 2014-07-08 2017-01-04 昂宝电子（上海）有限公司 使用triac调光器进行智能调光控制的***和方法
US9621053B1 (en) * 2014-08-05 2017-04-11 Flextronics Ap, Llc Peak power control technique for primary side controller operation in continuous conduction mode
CN105450052B (zh) * 2014-08-20 2018-03-30 台达电子工业股份有限公司 变换器、控制器与控制方法
US9899866B2 (en) * 2014-12-11 2018-02-20 Flash Electronics (India) Private Limited Regulator rectifier device and a method for regulating an output voltage of the same
CN104617792B (zh) * 2014-12-24 2017-12-15 昂宝电子（上海）有限公司 用于初级侧调节的电源变换***的电压调节的***和方法
US9742289B2 (en) 2015-06-23 2017-08-22 Sanken Electric Co., Ltd. Integrated circuit and switching power-supply device
CN105099207B (zh) * 2015-08-20 2017-12-15 昂宝电子（上海）有限公司 用于调节准谐振模式下运行的电源变换***的***和方法
JP6726737B2 (ja) * 2015-09-03 2020-07-22 エアロジェット ロケットダイン インコーポレイテッド スイッチング電力変換器のための短絡保護
US10122259B2 (en) * 2015-09-16 2018-11-06 Semiconductor Components Industries, Llc Over power protection for power converter
CN106803666B (zh) * 2015-11-26 2019-04-19 比亚迪股份有限公司 开关电源控制装置及开关电源
US9985534B2 (en) * 2016-02-05 2018-05-29 Texas Instruments Incorporated Method and circuitry for controlling a power supply
CN105846682B (zh) * 2016-03-21 2020-02-14 南京航空航天大学 一种正反激变换器的新型混合控制方式
US9991812B2 (en) * 2016-07-12 2018-06-05 Semiconductor Components Industries, Llc Variable blanking frequency for resonant converters
US10742118B2 (en) * 2016-08-03 2020-08-11 Apple Inc. Quasi-resonant power converter with reduced dynamic switching losses
US10505445B2 (en) 2016-08-08 2019-12-10 Apple Inc. Power converter with output voltage control
US11121573B1 (en) 2016-09-22 2021-09-14 Apple Inc. Low-profile power converter
US10148178B2 (en) 2016-09-23 2018-12-04 Apple Inc. Synchronous buck converter with current sensing
CN106413189B (zh) 2016-10-17 2018-12-28 广州昂宝电子有限公司 使用调制信号的与triac调光器相关的智能控制***和方法
US10554134B2 (en) * 2017-06-02 2020-02-04 Power Integrations, Inc. Idle ring detection for a multi-output power converter
CN107645804A (zh) 2017-07-10 2018-01-30 昂宝电子（上海）有限公司 用于led开关控制的***
CN107682953A (zh) 2017-09-14 2018-02-09 昂宝电子（上海）有限公司 Led照明***及其控制方法
US10566904B2 (en) 2017-10-16 2020-02-18 Texas Instruments Incorporated Multimode PWM converter with smooth mode transition
JP6991832B2 (ja) * 2017-10-30 2022-01-13 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
CN107995730B (zh) 2017-11-30 2020-01-07 昂宝电子（上海）有限公司 用于与triac调光器有关的基于阶段的控制的***和方法
US10784785B2 (en) * 2017-12-21 2020-09-22 Texas Instruments Incorporated Monitoring SMPS power switch voltage via switch drain source capacitance
CN108200685B (zh) 2017-12-28 2020-01-07 昂宝电子（上海）有限公司 用于可控硅开关控制的led照明***
WO2019155379A1 (en) * 2018-02-12 2019-08-15 Silanna Asia Pte Ltd Quasi-resonant flyback converter controller
US10218284B1 (en) * 2018-05-24 2019-02-26 Astec International Limited DC-DC power converters including a valley skipping mode and methods of operating DC-DC power converters
US10367422B1 (en) * 2018-10-26 2019-07-30 Infineon Technologies Austria Ag Valley mode switching with fixed frequency for switching mode power supply
CN109768709B (zh) 2018-12-29 2021-03-19 昂宝电子（上海）有限公司 基于功率变换器中的负载条件的电压补偿***和方法
CN109922564B (zh) 2019-02-19 2023-08-29 昂宝电子（上海）有限公司 用于triac驱动的电压转换***和方法
CN110493913B (zh) 2019-08-06 2022-02-01 昂宝电子（上海）有限公司 用于可控硅调光的led照明***的控制***和方法
CN110831295B (zh) 2019-11-20 2022-02-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于可调光led照明***的调光控制方法和***
CN110831289B (zh) 2019-12-19 2022-02-15 昂宝电子（上海）有限公司 Led驱动电路及其操作方法和供电控制模块
CN111031635B (zh) 2019-12-27 2021-11-30 昂宝电子（上海）有限公司 用于led照明***的调光***及方法
US11682961B2 (en) * 2020-03-02 2023-06-20 Texas Instruments Incorporated Current regulator system
CN111432526B (zh) 2020-04-13 2023-02-21 昂宝电子（上海）有限公司 用于led照明***的功率因子优化的控制***和方法
TWI730801B (zh) * 2020-06-05 2021-06-11 產晶積體電路股份有限公司 變頻電源控制器
CN111884522A (zh) * 2020-08-17 2020-11-03 苏州力生美半导体有限公司 基于连续导通模式的反激式开关电源电路及控制方法
TWI758924B (zh) * 2020-10-28 2022-03-21 產晶積體電路股份有限公司 調適性導通時間控制的電源控制系統

Family Cites Families (134)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3912340A (en) 1972-01-17 1975-10-14 Kelsey Hayes Co Vehicle brake control system
US5247241A (en) 1991-10-21 1993-09-21 Silicon Systems, Inc. Frequency and capacitor based constant current source
US5497119A (en) 1994-06-01 1996-03-05 Intel Corporation High precision voltage regulation circuit for programming multilevel flash memory
US5568044A (en) 1994-09-27 1996-10-22 Micrel, Inc. Voltage regulator that operates in either PWM or PFM mode
US5729448A (en) 1996-10-31 1998-03-17 Hewlett-Packard Company Low cost highly manufacturable DC-to-DC power converter
US6134060A (en) 1997-06-10 2000-10-17 Stmicroelectronics, Inc. Current bias, current sense for magneto-resistive preamplifier, preamplifying integrated circuit, and related methods
US6127815A (en) 1999-03-01 2000-10-03 Linear Technology Corp. Circuit and method for reducing quiescent current in a switching regulator
US6418056B1 (en) 1999-06-02 2002-07-09 Bae Systems, Inc. Method and apparatus for a voltage responsive reset for EEPROM
JP3365402B2 (ja) 1999-09-02 2003-01-14 横河電機株式会社 スイッチング電源装置
KR100342590B1 (ko) 1999-10-06 2002-07-04 김덕중 펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이
JP2002051459A (ja) 2000-05-24 2002-02-15 Sii Rd Center:Kk 電子機器
FR2815790B1 (fr) 2000-10-24 2003-02-07 St Microelectronics Sa Convertisseur de tension a circuit de commande autooscillant
EP1217720A1 (en) 2000-12-21 2002-06-26 Semiconductor Components Industries, LLC Apparatus and method for controlling the power output of a power supply using comparators
JP2002199708A (ja) 2000-12-22 2002-07-12 Hitachi Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6545513B2 (en) 2001-05-17 2003-04-08 Denso Corporation Electric load drive apparatus
US6366070B1 (en) 2001-07-12 2002-04-02 Analog Devices, Inc. Switching voltage regulator with dual modulation control scheme
KR100418197B1 (ko) 2001-08-28 2004-02-11 페어차일드코리아반도체 주식회사 버스트모드 동작의 스위치모드 파워서플라이
US6947298B2 (en) 2002-02-25 2005-09-20 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power source apparatus
TWI275232B (en) 2002-04-25 2007-03-01 Quanta Comp Inc Dual frequency pulse-width-modulation voltage regulation device
JP4110926B2 (ja) 2002-07-11 2008-07-02 富士電機デバイステクノロジー株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US7035119B2 (en) 2002-08-30 2006-04-25 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power source device
US7151679B2 (en) 2002-09-20 2006-12-19 Koninklijke Philips Electronics N.V. Adaptive leading edge blanking circuit
US6809678B2 (en) 2002-10-16 2004-10-26 Perkinelmer Inc. Data processor controlled DC to DC converter system and method of operation
JP3688676B2 (ja) 2002-11-14 2005-08-31 ローム株式会社 スイッチング電源装置及びそのコントローラｉｃ
DE10330605A1 (de) 2003-07-07 2005-01-27 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Schaltnetzteil
US6958920B2 (en) 2003-10-02 2005-10-25 Supertex, Inc. Switching power converter and method of controlling output voltage thereof using predictive sensing of magnetic flux
US6972528B2 (en) 2003-11-21 2005-12-06 Chiliang Shao Structure for LED lighting chain
US6972548B2 (en) 2003-11-25 2005-12-06 Aimtron Technology Corp. Pulse frequency modulated voltage regulator capable of prolonging a minimum off-time
JP4387170B2 (ja) 2003-11-27 2009-12-16 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
US20050222646A1 (en) 2004-04-06 2005-10-06 Kai Kroll Method and device for treating cancer with modified output electrical therapy
JP4652726B2 (ja) 2004-06-11 2011-03-16 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ及び電子機器
US6977824B1 (en) 2004-08-09 2005-12-20 System General Corp. Control circuit for controlling output current at the primary side of a power converter
US7173404B2 (en) 2004-08-11 2007-02-06 Niko Semiconductor Co., Ltd. Auto-switching converter with PWM and PFM selection
US7016204B2 (en) 2004-08-12 2006-03-21 System General Corp. Close-loop PWM controller for primary-side controlled power converters
US7376182B2 (en) 2004-08-23 2008-05-20 Microchip Technology Incorporated Digital processor with pulse width modulation module having dynamically adjustable phase offset capability, high speed operation and simultaneous update of multiple pulse width modulation duty cycle registers
CN1975622B (zh) 2004-08-30 2011-02-02 美国芯源***股份有限公司 脉冲调频方法和电路
US7061780B2 (en) 2004-09-09 2006-06-13 System General Corp. Switching control circuit with variable switching frequency for primary-side-controlled power converters
JP2006080262A (ja) 2004-09-09 2006-03-23 Hitachi Kokusai Electric Inc 光変調回路の自動電力制御方法
US7362593B2 (en) 2004-09-16 2008-04-22 System General Corp. Switching control circuit having off-time modulation to improve efficiency of primary-side controlled power supply
US7239119B2 (en) * 2004-11-05 2007-07-03 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to provide temporary peak power from a switching regulator
US20060146895A1 (en) 2005-01-06 2006-07-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus for controlling laser output
CN100442620C (zh) 2005-02-03 2008-12-10 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的多阈值过流保护的***和方法
CN100413191C (zh) 2005-03-30 2008-08-20 昂宝电子（上海）有限公司 用于控制电源变换器中的开关频率变化的***和方法
US7265999B2 (en) 2005-04-06 2007-09-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Power supply regulator circuit and semiconductor device
US7382114B2 (en) 2005-06-07 2008-06-03 Intersil Americas Inc. PFM-PWM DC-DC converter providing DC offset correction to PWM error amplifier and equalizing regulated voltage conditions when transitioning between PFM and PWM modes
CN101295872B (zh) 2007-04-28 2010-04-14 昂宝电子（上海）有限公司 为功率转换器提供过电流和过功率保护的***和方法
CN100559678C (zh) 2005-08-18 2009-11-11 昂宝电子（上海）有限公司 具有恒定最大电流的电源变换器保护控制***与方法
JP4421536B2 (ja) 2005-09-09 2010-02-24 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
TWI273761B (en) 2005-10-21 2007-02-11 Richtek Technology Corp Control circuit and method of DC-DC converter
US7116089B1 (en) 2005-10-28 2006-10-03 Monolithic Power Systems, Inc. Constant-peak-current minimum-off-time pulse frequency modulator for switching regulators
US7777461B2 (en) 2005-10-31 2010-08-17 Chil Semiconductor Corporation Power supply and controller circuits
CN100514814C (zh) 2005-11-09 2009-07-15 崇贸科技股份有限公司 一种输出功率补偿的切换式控制装置
US7414865B2 (en) 2005-11-17 2008-08-19 System General Corp. Controller having output current control for a power converter
DE102005055160B4 (de) 2005-11-18 2011-12-29 Power Systems Technologies Gmbh Regelschaltung zur Strom- und Spannungregelung in einem Schaltnetzteil
US7616459B2 (en) 2005-12-07 2009-11-10 Active-Semi, Inc. System and method for a primary feedback switched mode power supply
US7208927B1 (en) 2005-12-09 2007-04-24 Monolithic Power Systems, Inc. Soft start system and method for switching regulator
CN100495881C (zh) 2005-12-21 2009-06-03 昂宝电子（上海）有限公司 用于驱动双极晶体管的***和用于控制电源变换器的***
JP4850540B2 (ja) 2005-12-26 2012-01-11 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路
US7635956B2 (en) 2006-01-06 2009-12-22 Active-Semi, Inc. Primary side constant output voltage controller
CN100454740C (zh) 2006-02-24 2009-01-21 崇贸科技股份有限公司 具有适应性偏压的电源转换器的控制电路
CN101079576B (zh) 2006-05-24 2010-04-07 昂宝电子（上海）有限公司 用于提供对电源调节器的开关的***
CN101127495B (zh) 2006-08-16 2010-04-21 昂宝电子（上海）有限公司 用于为开关式电源提供控制的***和方法
JP4910575B2 (ja) 2006-08-31 2012-04-04 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 スイッチング電源装置
JP4916824B2 (ja) 2006-09-07 2012-04-18 ルネサスエレクトロニクス株式会社 スイッチング電源装置およびスイッチング電源装置における制御方法
US7443700B2 (en) 2006-11-09 2008-10-28 Iwatt Inc. On-time control for constant current mode in a flyback power supply
US7911808B2 (en) 2007-02-10 2011-03-22 Active-Semi, Inc. Primary side constant output current controller with highly improved accuracy
JP2008206214A (ja) 2007-02-16 2008-09-04 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータ
KR101176179B1 (ko) 2007-03-14 2012-08-22 삼성전자주식회사 전압 변환 모드 제어 장치 및 그 제어 방법
US7986536B2 (en) 2007-03-19 2011-07-26 Semiconductor Components Industries, Llc Method of forming a power supply controller and structure therefor
US7831855B2 (en) 2007-04-12 2010-11-09 Harris Corporation System and method for generating a reset signal for synchronization of a signal
CN100459392C (zh) 2007-04-28 2009-02-04 电子科技大学 具有电压纹波检测电路的稳流开关电源
US8242742B2 (en) 2007-06-06 2012-08-14 O2Micro, Inc Chargers, systems and methods for detecting a power source
US7848126B2 (en) 2007-08-21 2010-12-07 Infineon Technologies Ag Integrating current regulator and method for regulating current
US7834601B2 (en) 2007-11-09 2010-11-16 Freescale Semiconductor, Inc. Circuit and method for reducing output noise of regulator
TWI356410B (en) 2007-11-15 2012-01-11 Ind Tech Res Inst Light transmitter and an automatic power control c
ITTO20070859A1 (it) 2007-11-29 2009-05-30 St Microelectronics Srl Convertitore di tensione isolato con retroazione al primario, e relativo metodo di controllo della tensione di uscita
CN101515756B (zh) 2008-02-18 2011-11-23 昂宝电子（上海）有限公司 具有多种模式的用于高效功率控制的方法和***
US7764516B2 (en) 2008-02-21 2010-07-27 System General Corporation Method and apparatus of providing synchronous regulation circuit for offline power converter
US9148060B2 (en) 2008-03-03 2015-09-29 System General Corp. Switching controller with burst mode management circuit to reduce power loss and acoustic noise of power converter
US7898825B2 (en) 2008-03-24 2011-03-01 Akros Silicon, Inc. Adaptive ramp compensation for current mode-DC-DC converters
EP2109216B1 (en) 2008-04-08 2011-11-16 austriamicrosystems AG Amplifier arrangement and signal generation method
CN101577468B (zh) 2008-05-05 2011-01-19 贵州航天林泉电机有限公司 一种外转子复式永磁电机的磁钢粘接方法及装置
JP5735732B2 (ja) 2008-06-09 2015-06-17 スパンション エルエルシー Ｄｃ／ｄｃコンバータ制御回路、およびｄｃ／ｄｃコンバータ制御方法
US8228692B2 (en) 2008-07-29 2012-07-24 On-Bright Electronic (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for adaptive switching frequency control in switching-mode power conversion systems
US8305776B2 (en) 2008-07-30 2012-11-06 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for primary-side regulation in off-line switching-mode flyback power conversion system
US8525498B2 (en) 2008-07-31 2013-09-03 Monolithic Power Systems, Inc. Average input current limit method and apparatus thereof
US8488342B2 (en) 2008-10-21 2013-07-16 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converters with primary-side sensing and regulation
US9350252B2 (en) 2008-10-21 2016-05-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for protecting power conversion systems based on at least feedback signals
US8526203B2 (en) 2008-10-21 2013-09-03 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converter with primary-side sensing and regulation
CN102651613B (zh) 2011-02-28 2014-06-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器中的恒压和恒流模式的***和方法
CN103166198B (zh) 2013-03-12 2014-04-23 昂宝电子（上海）有限公司 用于至少基于反馈信号保护电源变换***的***和方法
US8013544B2 (en) 2008-12-10 2011-09-06 Linear Technology Corporation Dimmer control leakage pull down using main power device in flyback converter
CN101552560B (zh) 2009-01-13 2011-06-22 成都芯源***有限公司 一种开关稳压电路及其控制方法
CN101826796B (zh) * 2009-03-02 2015-10-21 昂宝电子（上海）有限公司 利用多模控制的准谐振***和方法
US8018743B2 (en) 2009-03-05 2011-09-13 Iwatt Inc. Adaptive control for transition between multiple modulation modes in a switching power converter
CN101552563B (zh) 2009-03-20 2011-09-14 Bcd半导体制造有限公司 一种开关电源中控制恒流输出的装置及方法
CN101577488B (zh) 2009-06-05 2011-11-16 西安交通大学 高效宽电压转换范围多模dc-dc变换器
TWI431918B (zh) 2009-06-19 2014-03-21 Leadtrend Tech Corp 控制方法、定電流控制方法、產生一實際電流源以代表一繞組之平均電流之方法、定電流定電壓電源轉換器、開關控制器、以及平均電壓偵測器
DE102009036861B4 (de) 2009-08-10 2012-05-10 Osram Ag Verfahren zur Regelung eines Spannungswandlers, Spannungswandler sowie Betriebsgerät mit einem Spannungswandler
US9088217B2 (en) 2009-08-20 2015-07-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for load compensation with primary-side sensing and regulation for flyback power converters
CN102055357B (zh) 2009-10-27 2013-01-09 聚辰半导体(上海)有限公司 开关电源控制器电路及开关电源***
US8879283B2 (en) 2009-11-05 2014-11-04 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method providing protection in the event of current sensing failure for power converter
IT1397599B1 (it) 2009-12-21 2013-01-16 St Microelectronics Srl Convertitore flyback dual mode e metodo di controllo della modalita' di funzionamento.
US8787043B2 (en) 2010-01-22 2014-07-22 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for a power converter and method of operating the same
CN102332826B (zh) 2010-07-13 2013-11-13 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器的初级侧感测和调整的***和方法
CN102545567B (zh) 2010-12-08 2014-07-30 昂宝电子（上海）有限公司 为电源变换器提供过电流保护的***和方法
US20120153919A1 (en) * 2010-12-17 2012-06-21 Cristian Garbossa Switching Mode Power Supply Control
CN102624237B (zh) * 2011-02-01 2015-09-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器的动态阈值调节的***和方法
TWI429175B (zh) * 2011-03-04 2014-03-01 Wen Chung Yeh 電源管理器、控制方法與積體電路
CN102368662B (zh) 2011-03-10 2013-11-27 杭州士兰微电子股份有限公司 电流基准发生电路、恒流开关电源的控制电路及方法
CN102769383B (zh) 2011-05-05 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于利用初级侧感测和调整进行恒流控制的***和方法
CN102801325B (zh) 2011-05-23 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于电源变换器的开关频率和峰值电流调节的***和方法
US8630103B2 (en) 2011-06-15 2014-01-14 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for programming a power converter controller with an external programming terminal having multiple functions
CN102916586B (zh) 2011-08-04 2014-04-02 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的***和方法
EP2568588A1 (en) * 2011-09-07 2013-03-13 Nxp B.V. Switched mode converter and methods of controlling switched mode converters
TWI434167B (zh) 2011-09-27 2014-04-11 Nat Chi Nan Cuniversity Automatic power control system, device, compensation voltage operation module and detection module
US20130182462A1 (en) 2012-01-13 2013-07-18 Murata Manufacturing Co., Ltd. Linear synchronous rectifier drive circuit
US9344002B2 (en) 2012-01-17 2016-05-17 System General Corp. Adaptive sampling circuit for detecting the demagnetized voltage of the transformer
CN103296904B (zh) 2012-02-29 2015-05-13 上海莱狮半导体科技有限公司 功率因数校正恒流控制器及控制方法
CN103368400B (zh) 2012-03-31 2015-02-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于恒压控制和恒流控制的***和方法
CN102709880B (zh) 2012-06-07 2015-03-11 无锡市晶源微电子有限公司 一种具有光耦保护功能的模块
CN102723945B (zh) 2012-06-21 2014-11-19 大连连顺电子有限公司 一种比例定时采样电路及应用该电路的开关电源
CN102983760B (zh) 2012-07-18 2014-11-05 无锡莱士电子科技有限公司 反激式开关电源***及其恒流控制器
JP6315834B2 (ja) 2012-08-10 2018-04-25 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 スイッチトモードアシストリニアレギュレータ
CN102946197B (zh) 2012-09-14 2014-06-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换***的电压和电流控制的***和方法
TW201414167A (zh) * 2012-09-26 2014-04-01 Phihong Technology Co Ltd 結合準諧振運作模式及連續導通運作模式之控制器及其運作方法
TWI446137B (zh) 2012-10-09 2014-07-21 Delta Electronics Inc 功率控制電路及其所適用之電源供應系統
EP2728969B1 (en) 2012-10-30 2017-08-16 Dialog Semiconductor GmbH PSRR control loop with configurable voltage feed forward compensation
US9287798B2 (en) 2012-12-06 2016-03-15 Stmicroelectronics, Inc. High power factor primary regulated offline LED driver
CN103036438B (zh) 2012-12-10 2014-09-10 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换***中的峰值电流调节的***和方法
CN103312200B (zh) 2013-06-28 2016-08-10 成都芯源***有限公司 功率变换器、限流单元、控制电路及相关控制方法
CN103618292B (zh) 2013-12-06 2017-01-11 昂宝电子（上海）有限公司 用于保护电源变换***免受热失控的***和方法
CN103956900B (zh) 2014-04-23 2017-08-11 广州昂宝电子有限公司 用于电源变换***中的输出电流调节的***和方法
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