TWI431918B - 控制方法、定電流控制方法、產生一實際電流源以代表一繞組之平均電流之方法、定電流定電壓電源轉換器、開關控制器、以及平均電壓偵測器 - Google Patents

控制方法、定電流控制方法、產生一實際電流源以代表一繞組之平均電流之方法、定電流定電壓電源轉換器、開關控制器、以及平均電壓偵測器 Download PDF

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Description

控制方法、定電流控制方法、產生一實際電流源以代表一繞組之平均電流之方法、定電流定電壓電源轉換器、開關控制器、以及平均電壓偵測器
本發明係有關開關式電源供應器(switching-mode power supply，SMPS)以及相關之操作方法。
SMPS已經是大多數消費性電子裝置所採用的電源供應器，其透過一功率開關的切換，控制繞組中的儲能與釋能，來提供符合規格要求的輸出電源。譬如說，在輕載(light load)或是無載(no load)時，SMPS可能需要操作於定電壓模式(constant voltage mode)，提供大致跟輸出電流大小無關的定電壓源；而在重載(heavy load)時，則操作於定電流模式，提供大致跟輸出電壓高低無關的定電流源。
第1圖為一習知的SMPS 10，可以用一次側控制(primary side control)的方式，提供定電壓模式與定電流模式。SMPS 10為一返馳式(flyback)架構。橋式整流器(bridge rectifier)12大約地將交流電源VAC 整流為一輸入電源VIN ，變壓器20的一次側繞組(primary winding)24、功率開關15、以及電流偵測電阻36串聯於輸入電源VIN 與一接地線之間。開關控制器18使功率開關15開啟(ON)時，一次側繞組24開始增加其中的儲能；當開關控制器18使功率開關15關閉(OFF)時，變壓器20透過其二次側繞組(secondary winding)22以及輔助繞組(auxiliary winding)25釋能。整流器16與電容13大略地把二次側繞組22所釋放的電能整流後，提供一輸出電源VOUT 至輸出負載38。整流器28與電容34大略地把輔助繞組25所釋放的電能整流後，提供一操作電源VCC 至開關控制器18。啟動電阻(startup resistor)26提供開關控制器18剛開始時所需要的電流；分壓電阻30與32則將輔助繞組25上的反射電壓(reflective voltage)經過分壓後，提供給開關控制器18。輔助繞組25上的反射電壓大約對應二次側繞組22的跨壓，所以透過分壓電阻30與32，開關控制器18可以得知二次側繞組22的跨壓，並據以控制功率開關15。
第2圖顯示一種習知的開關控制器18a中關於定電壓模式之部分電路。取樣電路(sample/hold circuit)42於功率開關15關閉時取樣了從FB接腳來的電壓，產生了回饋電壓VFB 。誤差放大器(error amplifier)44比較回饋電壓VFB 與參考電壓VREF1 後，產生補償電壓VCOM 。比較器50比較補償電壓VCOM 以及偵測電壓VCS ，比較器52比較電流限制電壓VCS-LIMIT 以及偵測電壓VCS 。比較器50與52的結果輸出以及震盪器46之時脈輸出，則都耦接到閘邏輯控制電路(gate logic controller)48，藉以透過GATE接腳，控制功率開關15。藉由負回授迴圈，第2圖的回饋電壓VFB 大約會被控制於等於參考電壓VREF1 。
雖然第2圖中沒有顯示關於定電流模式之電路，但習知技術中，已經有許多教導定電流模式之SMPS以及其控制方法。譬如美國專利編號US7016204-Close-loop PWM controller for primary-side controlled power converters、US7388764-Primary side constant output current controller、US7110270-Method and apparatus for maintaining a constant load current with line voltage in a switch mode power supply、US7505287-On-time control for constant current mode in a flyback powersupply等。
本發明之一實施例提供一種控制方法，適用於控制一開關式電源供應器(switching powersupply)。該開關式電源供應器包含有一變壓器(transformer)，耦接至一輸入電源。該變壓器被一開關控制以儲能或是釋能，以產生一輸出電源。該控制方法包含有：提供一電容；以該電容存放一實際電荷量以及一預估電荷量之差值，其中，該實際電荷量對應於該開關之一開關週期中流經該變壓器的總電荷量，該預估電荷量為該實際電荷量於該開關週期中的總預估量；以及，依據該電容之電壓，變化一後續開關週期中，該實際電荷量以及該預估電荷量其中之一，因而使該後續開關週期中，該實際電荷量大約等於該預估電荷量。
本發明之一實施例提供一種定電流控制方法，適用於一開關式電源供應器。該開關式電源供應器包含有一開關以及一繞組，相串聯且連接至一輸入電源。該開關式電源供應器提供一輸出電源。該定電流控制方法包含有：提供一第一負回授迴圈，以偵測流經該繞組的繞組電流，並產生一預估平均電流，其大約對應流經該繞組的平均電流；以及，提供一第二負回授迴圈，依據該預估平均電流，以使該輸出電源之平均輸出電流大約為一預設平均輸出電流值。
本發明之一實施例提供一種產生一實際電流源以代表一繞組之平均電流之方法，適用於一開關式電源供應器(switching power supply)，其包含有該繞組。該方法包含有：偵測流經該繞組之繞組電流，以產生一偵測電壓；比較該偵測電壓與一電壓平均值；當該偵測電壓大於該電壓平均值時，以一第一電流源對一電容充電或放電；當該偵測電壓小於該電壓平均值時，以一第二電流源對該電容放電或充電；依據該電容之電壓，變化該電壓平均值；以及，依據該電壓平均值，對應產生該實際電流源。
本發明之一實施例提供一種控制方法，適用於控制一開關式電源供應器(switching power supply)提供定電流之一輸出電源。該開關式電源供應器包含有一繞組耦接至一輸入電源。該繞組被一開關控制以儲能或是釋能。該控制方法包含有：使流經該繞組之最大電流峰值為一預設值；偵測該繞組於一開關週期內之一放電時間；以及，控制該開關之開關週期，以使該放電時間與該開關之開關週期的比例大約等於一個定值。
本發明之一實施例提供一種定電流定電壓電源轉換器，包含有一定電流回授迴圈以及一定電壓回授迴圈。其中該定電流回授迴圈與該定電壓回授迴圈共用一補償電容。
本發明之一實施例提供一種開關控制器，適用於一開關式電源供應器(switching power supply)。該開關式電源供應器包含有一變壓器(transformer)，耦接至一輸入電源。該變壓器被一開關控制以儲能或是釋能，以產生一輸出電源，該開關控制器包含有一電容、一實際電流源、一預估電流源、以及一回饋裝置。該實際電流源對應流經該變壓器之一實際電流，對該電容充電，於一開關周期中，產生一實際電荷量。該預估電流源，對應一預估電流，對該電容放電，於該開關週期中，產生一預估電荷量。該回饋裝置，依據該電容之電壓，變化該實際電荷量或該預估電荷量，以使一之後開關週期中，該預估電荷量接近該實際電荷量。
本發明之一實施例提供一開關控制器，適用於一開關式電源供應器。該開關式電源供應器包含有一開關以及一繞組，相串聯且連接至一輸入電源。該開關式電源供應器提供一輸出電源。該開關控制器包含有一第一負回授迴圈以及一定電流控制器。該第一負回授迴圈，偵測流經該繞組的繞組電流，並產生一預估平均電流，其大約對應流經該繞組的平均電流。該定電流控制器，用以構成一第二負回授迴圈，依據該預估平均電流，使該輸出電源之平均輸出電流大約為一預設平均輸出電流值。
本發明之一實施例提供一種平均電壓偵測器，適用於一開關式電源供應器(switching power supply)，其包含有一繞組以及一電流偵測器。該電流偵測器偵測流經該繞組之電流，以產生相對應之一偵測電壓。該平均電壓偵測器包含有一電容、一充電電流源、一放電電流源、以及一更新裝置。該充電電流源對該電容充電。該放電電流源對該電容放電。該更新裝置以該電容的電壓，調整一電壓平均值。當該偵測電壓高於該電壓平均值時，該電容被充電。當該偵測電壓低於該電壓平均值時，該電容被放電。
為讓本發明之上述和其他目的、特徵、和優點能更明顯易懂，下文特舉出較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下。
為了說明上的方便，具有等同的或是類似的功能將會以相同的元件符號表示。所以，不同實施例中相同的符號之元件不表示兩元件必然相同。本發明之範圍應以依據申請專利範圍來決定。
第3圖為依據本發明實施的一開關控制器18b，可以取代於第1圖中的開關控制器18，來實現定電流與定電壓控制。以下解說是假定第3圖的開關控制器18b使用於第1圖中，且第1圖的SMPS 10是操作於非連續導通模式(dis-continuous conduction mode，DCM)，也就是每個開關週期內，變壓器20的電能都會完全放電完畢。
開關控制器18b中的定電壓控制操作，跟第2圖中的開關控制器18a類似，可由此業界中具有通常知識者可以由第2圖類推得知，在此不再重述。
第3圖跟第2圖所不同的地方有，第3圖具有CS峰值控制器108、放電時間偵測器102、定電流控制器104、以及電壓控制震盪器(voltage-controlled oscillator，VCO)106，而這些裝置可以適用於定電流控制操作，使輸出負載38所獲得的電流大約為預訂之定電流IOUT-SET 。CS峰值控制器108有效地使流經二次側繞組22的最高峰值電流為一預設值ISFC-SFT 。放電時間偵測器102透過FB接腳以及輔助繞組25的感應電壓VAUX ，以產生放電信號SDIS ，作為偵測二次側繞組22的放電時間TDIS 的結果。定電流控制器104依據放電信號SDIS 所提供的放電時間TDIS ，以及Gate接腳所提供的開關週期T，就可以得知當下此開關週期T中由二次側繞組22輸出的二次側電荷量，是否等於此開關週期T中所預訂之定電流IOUT-SET 所產生的總預估電荷量。如果有差異，控制電壓VCTL 就會被改變，進而改變電壓控制震盪器106所輸出之時脈頻率。被改變的時脈頻率影響了下次的開關週期T，進而影響了下一開關週期中的總預估電荷量，形成一負回授迴圈，目的是使之後的總預估電荷量收歛到等於二次側電荷量。這樣的負回授迴圈可以使二次側繞組22的平均輸出電流收斂至大約等於所預訂之定電流IOUT-SET ，達到定電流控制的目的。
CS峰值控制器108可以使流經第1圖中之電流偵測電阻36的最高峰值電流為預設值IPRI-SET ，也等同地使流經一次側繞組24的最高峰值電流為預設值IPRI-SET 。因為一次側繞組24的最高峰值電流對二次側繞組22的最高峰值電流之比例，會等於二次側繞組22對一次側繞組24的圈數比，所以CS峰值控制器108等同地使流經二次側繞組22的最高峰值電流為預設值ISEC-SET 。舉例來說，CS峰值控制器108可以使偵測電壓VCS 的峰值不大於電流限制電壓VCS-LIMIT ，譬如0.85伏特。一種CS峰值控制器108的實施方式已經揭示於相同發明人之美國專利申請編號12/275,201、台灣專利申請案編號097129355、以及中國專利申請編號200810131240。在以上的申請案中，CS峰值控制器108以一當下偵測電壓VCS 之峰值電壓與電流限制電壓VCS-LIMIT 的差異，然後把此差異用來調整跟偵測電壓VCS 比較的比較電壓VCS -USE ，讓之後開關週期中的偵測電壓VCS 峰值越來越接近電流限制電壓VCS-LIMIT 。於重載時，經過幾個開關週期後，偵測電壓VCS 峰值會收斂至大約等於電流限制電壓VCS-LIMIT 。也因此，二次側繞組22的最高峰值電流也會相對應地大約等於預設值ISEC-SET 。
第4圖顯示一種放電時間偵測器102a。放電信號SDIS 為邏輯上的高準位時，表示第1圖中的變壓器20還在透過整流器16，對輸出負載38放電。當變壓器20放電結束時，FB接腳上的感應電壓會突然的下降，所以，可以以此突然的下降來偵測放電結束，以決定放電時間TDIS 。因此，第4圖中，比較器110比較FB接腳上的電壓和一臨界電壓VTH 。而放電時間TDIS 也僅僅會出現於功率開關15關閉時，所以第4圖中，及閘114的兩個輸入端分別連接到比較器110的輸出端，以及反向器112的輸出端。反向器112的輸入端連接至GATE接腳。
第5圖顯示一種定電流控制器104a。實際電流源118與預估電流源120的電流值比例(IREAL /IEXP )為一預設比例值NRATIO 。實際電流源118在放電信號SDIS 為邏輯上高準位時，也就是放電時間TDIS 中，對電容122充電。於放電時間TDIS 內，實際電流源118對電容122的充電電荷，稱為實際電荷量QREAL 。於開關週期T內，預估電流源120持續對電容122放電，其放電電荷，稱為預估電荷量QEST 。脈衝產生器116在GATE接腳之電壓上升緣時，觸發送出一脈衝信號SSMP ，使電容124透過開關126，來取樣電容122的電壓VCC-CAP ，以產生控制電壓VCTL 。
第3圖中之電壓控制震盪器(voltage-controlled oscillator，VCO)106，譬如說，可以設計的隨著控制電壓VCTL 升高而降低其震盪頻率，同時也增加了開關週期T。
因為第3圖中的CS峰值控制器108已經使流經二次側繞組22的最高峰值電流為預設值ISEC-SET ，所以，可以假定當定電流控制需要作用時，二次側繞組22的最高峰電流值就是預設值ISEC-SET 。在開關週期T中，二次側繞組22所輸出的二次側電荷量QSEC ，可以以下列公式(1)計算
QSEC =0.5*ISEC-SET *TDIS ..........(1)
而所希望達成的定電流IOUT-SET ，在開關週期T中，所輸出的總預估電荷量QOUT ，可以以下列公式(2)計算
QOUT =IOUT-SET *T..........(2)
而定電流控制操作的結果，就是希望達到二次側電荷量QSEC 等於總預估電荷量QOUT ，也就是0.5*ISEC-SET *TDIS 等於IOUT-SET *T。
第5圖中，實際電流源118與預估電流源120的電流值比例NRATIO (=IREAL /IEXP )設計為等於(0.5*ISEC-SET /IOUT-SET )，那電壓VCC-CAP 在開關週期T後的變化(定義為△VCC-CAP )可由以下公式推導得知：
△VCC-CAP =(QREAL -QEST )/CCC-CAP =(IREAL *TDIS -IEXP *T)*K1 =(0.5*ISEC-SET *TDIS -IOUT-SET *T)*K2 ------(3)=(QSEC -QOUT )*K2 ------(4)
其中，K1 與K2 為二常數(constant)，CCC-CAP 為電容122的電容值。
假定在當下開關週期T後，電壓VCC-CAP 上升，也就是△VCC-CAP 大於零，那依據公式(4)可推論，當下這開關週期T中，所產生的二次側電荷量QSEC 超過總預估電荷量QOUT ，也就是實際的輸出電流是大於所希望達成的定電流IOUT-SET 。當下之開關週期T後，電壓VCC-CAP 的上升將會導致控制電壓VCTL 的上升，並導致下一次開關週期T的增加。如此，形成了一個負回授迴圈。只要適當的設計此負回授迴圈，就可以使公式(4)與(5)的結果，隨著時間過去，而逼近零。換言之，這負回授迴圈借由調整開關週期T，使T/TDIS 大約維持等於NRATIO (=IREAL /IEXP )，以使QSEC -QOUT =0，進而達到定電流輸出的目的。
第6圖顯示依據第1圖與第3圖之實施例的一時序圖，其中，由上到下，分別是GATE接腳上的閘電壓VGATE 、CS接腳上的偵測電壓VCS 、感應電壓VAUX 、流過二次側繞組22的電流ISEC 、放電信號SDIS 、脈衝信號SSMP 、控制電壓VCTL 、以及電容122的電壓VCC-CAP 。在時間t1 時，閘電壓VGATE 上升，開啟了功率開關15，變壓器20開始充電，所以偵測電壓VCS 開始上升。閘電壓VGATE 的上升緣也觸發了脈衝信號SSMP 的脈衝，產生由取樣電壓VCC-CAP 而產生的控制電壓VCTL 。此時，電容122被慢慢地放電所以電壓VCC-CAP 逐漸下降。在時間t2 時，閘電壓VGATE 的下降，會使得偵測電壓VCS 等於電流限制電壓VCS-LIMIT ，對應的使得流經一次側繞組24的最高峰值電流為預設值IPRI-SET 。此時，對應一次側繞組24的最高峰值電流IPRI-SET ，流經二次側繞組22的電流ISEC 為預設值ISEC-SET 。在時間t2 到時間t3 之間的放電時間TDIS ，變壓器20放電，所以放電信號SDIS 為高邏輯準位。在放電時間TDIS 中，因電容122的充電電流大於放電電流，所以電壓VCC-CAP 逐漸上升。在時間t3 時，電流ISEC 的放電完畢導致感應電壓VAUX 的突然下降，所以定義出放電時間TDIS ，且電容122停止被電流充電。在時間t3 開始到下次放電時間之前，電容122被慢慢地放電所以電壓VCC-CAP 逐漸下降。在時間t4 時，進入下一開關循環，閘電壓VGATE 上升，進行與時間t1 一樣的動作。由第6圖以及先前之解說可知，控制電壓VCTL 的上升，會增加下一次的開關週期T，讓下一開關循環後之控制電壓VCTL 上升的比較少或是減少。這樣的負回授迴圈最後會使控制電壓VCTL 大致穩定於一穩定值。
第7圖顯示另一種定電流控制器104b，其與第5圖類似，可以達到與第5圖類似的目的。與第5圖不同的，第7圖具有比較器140，其主要目的是在由脈衝信號SSMP 所定義的脈衝時間內，比較電容122的電壓VCC-CAP 與參考電壓VREF-CC ，並具以產生充電或是放電電流，而調整控制電壓VCTL 。譬如說，如果在脈衝信號SSMP 所定義的脈衝時間時，發現了電壓VCC-CAP 高於參考電壓VREF-CC ，那比較器140就在脈衝時間內對電容124充電，使控制電壓VCTL 些許的升高，進而些許地增加下一次的開關週期T。
第8圖顯示另一種定電流控制器104c，其與第7圖類似，可以達到與第7圖類似的目的。與第7圖不同的，第8圖具有比較器142、計數器144、以及數位類比轉換器146。計數器144由閘電壓VGATE 的上升緣所觸發，且依照當時比較器142的輸出上數或是下數。數位類比轉換器146則將計數器144的數位輸出轉成類比輸出，作為控制電壓VCTL 。譬如說，如果在閘電壓VGATE 的上升緣時，發現了電壓VCC-CAP 高於參考電壓VREF-CC ，那計數器144就上數1，所以使控制電壓VCTL 些許的升高，進而些許地增加下一次的開關週期T。
以上第5圖、第7圖與第8圖之實施例中，使用單一個電容122來記錄實際電荷量QREAL 以及預估電荷量QEST 的差，至少有一個好處：電容122的電容值變化並不會影響控制電壓VCTL 上升或是下降趨勢。所以，第5圖、第7圖與第8圖之實施例可容許電容122的電容值變化。
第9圖為依據本發明實施的一開關控制器18c，可以取代於第1圖中的開關控制器18，來實現定電流與定電壓控制操作。以下解說是假定第9圖的開關控制器18c使用於第1圖中，且第1圖的SMPS 10是操作於非連續導通模式(dis-continuous conduction mode，DCM)。
第9圖跟第3圖不同的地方有下列幾點。1)第9圖沒有CS峰值控制器108，而是採用跟第2圖一樣的比較器52，來大略的限定偵測電壓VCS 的峰值。因為信號延遲與偵測電壓VCS 變化速率等等的問題，當比較器52作用導致功率開關15被關閉時，無法使偵測電壓VCS 之電壓峰值VCS-PEAK 剛好等於電流限制電壓VCS-LIMIT 。2)第9圖多了一個電壓峰值偵測器206，用來偵測當功率開關15被關閉的瞬間，偵測電壓VCS 之電壓峰值VCS-PEAK 。以及3)第9圖的定電流控制器202依據放電信號SDIS 以及電壓峰值VCS-PEAK ，來調整控制信號VCTL 。
第10圖為依據本發明實施的電壓峰值偵測器206a，可適用於第9圖之實施例。第10圖中，脈衝產生器與開關使得電容在閘電壓VGATE 之上升緣時歸零。當偵測電壓VCS 隨著功率開關15的開啟時間增加而增大時，電容的電壓會追隨著偵測電壓VCS 。第10圖之電壓峰值偵測器206a為此技術領域有一般知識者可瞭解，於此不再多述。
第11圖為依據本發明實施的定電流控制器202a，可適用於第9圖中之實施例。第11圖之定電流控制器202a，以電壓電流轉換器204，取代第5圖之定電流控制器104a中的實際電流源118。電壓電流轉換器204將電壓峰值VCS-PEAK 轉換成相對應的具有值為ICSS-PEAK 之電流。ICSS-PEAK 對應電壓峰值VCS-PEAK ，其對應當下開關週期通過二次側繞組22的電流峰值ISEC-PEAK 。換言之，ICSS-PEAK 會與電流峰值ISEC-PEAK 成一定比例關係。第11圖的時序操作，可以依據第5圖之解說，讓此技術領域有一般知識者瞭解，於此不再多述。
第11圖的設計上，可以使ICSS-PEAK /ISEC-PEAK =IEXP /IOUT-SET 。如此，△VCC-CAP (為電壓VCC-CAP 在開關週期T後的變化)可由以下公式推導得知：
△VCC-CAP =(QREAL -QEST )/CCC-CAP =(0.5*ICSS-PEAK *TDIS -IEXP *T)*K3 =(0.5*ISEC-PEAK *TDIS -IOUT-SET *T)*K4 ------(5)=(QSEC- QOUT )*K4 　------(6)
其中，K3 與K4 為二常數。由公式(5)與(6)類似於公式(3)與(4)之結果可以發現，只要適當的設計一負回授迴圈，在第9圖中，控制電壓VCTL 控制電壓控制震盪器106，可以使得公式(5)與(6)的結果漸漸逼近0，而達到定電流操作的目的。
第12圖為一電壓電流轉換器204a，可由此技術領域有一般知識者可瞭解，於此不再多述。
如同第5圖之定電流控制器104a可以有第7圖與第8圖之變化，第11圖之定電流控制器202a也可以有類似的變化。譬如說，一種適用於第9圖之定電流控制器202的實施例可以跟第7圖或第8圖一樣，只是第7圖或第8圖中的實際電流源118以第11圖之電壓電流轉換器204取代。
在第9圖中，定電流控制器202是藉由調整電壓控制震盪器106的震盪頻率，也就是變化公式(5)中的開關週期T，希望使下次開關週期後公式(5)的結果逼近0。
除了改變震盪頻率這種方法之外，也可以大約地固定震盪頻率，然後藉由改變下一開關周期中之流經一次側繞組24的電流峰值，也就是改變電壓峰值VCS-PEAK 的方法，達到定電流操作。而改變電壓峰值VCS-PEAK 的定電流控制方法，舉例於第13圖與第14圖中之開關控制器18d與18e。
第13圖與第9圖類似。與第9圖不同的，第13圖的定電流控制器202之控制電壓VCTL 是送到誤差放大器302的一個輸入端。控制電壓VCTL 與回饋電壓VFB 中比較高的一個，會跟參考電壓VREF1 比較。當定電流控制器202判斷出當下二次側繞組22的平均輸出電流過高時，控制電壓VcTL 上升，進而降低誤差放大器302所輸出的補償電壓VCOM 。比較低的補償電壓VCOM ，會限制或是降低了下一開關週期的電壓峰值VCS-PEAK 。第13圖的定電流控制器202提供了一負回授迴圈，可以達到定電流控制操作。定電流控制操作的負回授迴圈，依據信號的先後順序，包含有定電流控制器202、誤差放大器302、比較器50、閘邏輯控制電路48、功率開關15、以及電壓峰值偵測器206。而第13圖中所提供的定電壓控制操作之負回授迴圈，依據信號的先後順序，包含有取樣電路42、誤差放大器302、比較器50、閘邏輯控制電路48、功率開關15、以及輔助繞組25。一般而言，第13圖中的誤差放大器302的輸出有連接一補償電容(compensation capacitor)(如圖所示)。在第13圖的實施例中，定電流控制操作的負回授迴圈，與定電壓控制操作的負回授迴圈共用這補償電容。這補償電容可以是內建於實現開關控制器18d之積體電路之中，或是外接於積體電路之外。定電流操作時，回饋電壓VFB 低於控制電壓VCTL ，所以控制電壓VCTL 掌控了補償電容。換言之，定電流操作時，定電流控制操作之負回授迴圈控制了補償電容，而定電壓控制操作之負回授迴圈則沒有。在定電壓操作時，控制電壓VCTL 低於回饋電壓VFB ，所以回饋電壓VFB 掌控了補償電容。
第14圖與第9圖類似。與第9圖不同的，第14圖的定電流控制器202之控制電壓VCTL 送到一加法器。控制電壓VCTL 跟偵測電壓VCS 相加的結果，作為比較器52的一輸入，跟電流限制電壓VCS-LIMIT 相比較。當定電流控制器202判斷出當下二次側繞組22的平均輸出電流過高時，控制電壓VCTL 上升，進而拉高了比較器52的一輸入端之起始電壓值，也降低了下一開關週期的電壓峰值VCS-PEAK 。所以，下一週期的二次側繞組22的平均輸出電流就會被降低。
以上的實施例是第1圖的SMPS 10操作於非連續導通模式(dis-continuous conduction mode，DCM)下，達到定電流控制之操作。以下的實施例將介紹如何使第1圖的SMPS 10操作於連續導通模式(continuous conduction mode，CCM)下，也能達到定電流控制之操作。
第15圖為依據本發明實施的一開關控制器18f，可以取代於第1圖中的開關控制器18，來實現CCM下，定電流與定電壓控制操作。
第15圖與第13圖類似。與第13圖不同的，第15圖沒有第13圖中的放電時間偵測器102；第15圖中的定電流控制器310有些許地改變；以及，第15圖以平均電壓偵測器306取代第13圖中的電壓峰值偵測器206。
第15圖並不需要一個放電時間偵測器來決定放電時間TDIS ，因為在CCM下，功率開關15的關閉時間TOFF 就是放電時間TDIS 。
在CCM下，透過二次側繞組22輸出之二次側電荷量QSEC 應為0.5(ISEC-PEAK +ISEC-VALLEY )*TDIS =ISEC-AVG *TOFF ，其中ISEC-PEAK 、ISEC-VALLEY 與ISEC-AVG 分別是當下開關週期中二次側繞組22的電流峰值、電流谷值與電流平均值。從公式(5)與(6)的推導中可以發現，電流峰值ISEc-PEAK 對應到電壓峰值VCS-PEAK ，所以電流平均值ISEC-AVG 將會對應到電壓平均值VCS-AVG 。因此，第15圖中的平均電壓偵測器306找出電壓平均值VCS-AVG ，送給定電流控制器310來達成定電流控制操作。
第16圖為依據本發明實施的定電流控制器310a，可適用於第15圖之實施例。在第16圖中，電壓平均值VCS-AVG 透過電壓電流轉換器360轉換成具有值為ICSS-AVG 之電流。電壓電流轉換器360可以以類似第12圖之電壓電流轉換器204a實施。第16圖的設計上，應使ICSS-AVG /ISEC-AVG =IEXP /IOUT-SET 。類似第13圖的定電流控制操作，只要可以找到電壓平均值VCS-AVG ，第15圖提供了一負回授迴圈，達到定電流控制操作。
如同第5圖中的定電流控制器104a有第7圖與第8圖的變化，第16圖中的定電流控制器310a可以類似的變化。雖然沒有以圖示顯示，但此變化可由先前之解說類推而得知，不再重述。
第17圖顯示了一平均電壓偵測器306a，可適用於第15圖中之開關控制器18f中。平均電壓偵測器306a自己提供了一負回授迴圈，使電壓平均值VCS-AVG 大約等於一次側繞組24於功率開關15開啟時的平均電壓。電容368記憶了電壓平均值VCS-AVG ，也是電容366在功率開關15開啟時的電壓起始值。當功率開關15開啟，也就是閘電壓VGATE 為邏輯上的高準位時，如果偵測電壓VCS 低於電壓平均值VCS-AVG ，則定電流源364以預設電流值ICON 對電容366放電；如果偵測電壓VCS 高於電壓平均值VCS-AVG ，則定電流源362以預設電流值ICON 對電容366充電。換言之，在功率開關15開啟時間內，如果偵測電壓VCS (對應流經一次側繞組24的電流)高於電壓平均值VCS-AVG (對應目前猜測的一次側繞組24平均電流)的時間，大於低於電壓平均值VCS-AVG 的時間，那電容366的電壓就會升高。所以，當功率開關15一關閉時，因為電荷分享的效應，電容368的電壓平均值VCS-AVG 會被些許的拉高。電壓平均值VCS-AVG 的變化會使得下一週期中，偵測電壓VCS 高於電壓平均值VCC-AVG 的時間接近低於電壓平均值VCS-AVG 的時間。電容368所記憶的電壓平均值VCS-AVG 如果不再改變，便意味著偵測電壓VCS 高於電壓平均值VCS-AVG 的時間跟低於電壓平均值VCS-AVG 的時間一樣。此時，電壓平均值VCS-AVG 便真的代表了偵測電壓VCS 的平均值。
第18圖顯示了另一平均電壓偵測器306b，可適用於第15圖中之開關控制器18f中。平均電壓偵測器306b也提供了一負回授迴圈，使電壓平均值VCS-AVG 大約等於一次側繞組24於功率功率開關15開啟時的平均電壓。類似的，電容382記憶了電壓平均值VCS-AVG 。電壓電流轉換器386與電容384的作用，是計算出偵測電壓VCS 在功率開關15開啟時的的積分值SVCS 。此積分值SVCS 可以對應到在一開關週期中，流經一次側繞組24的實際電荷量。電壓電流轉換器388與電容384的作用，是計算出電壓平均值VCS-AVG 在功率開關15開啟時的的積分值SVCSAVG 。此積分值SVCSAVG 可以視為實際電荷量的預估電荷量。如果積分值SVCS 大於積分值SVCSAVG ，電容384的電壓將會被升高，同時也表示電壓平均值VCS-AVG 偏低。如此，當功率開關15關閉時，因為電荷分享(charge sharing)的原理，電壓平均值VCS-AVG 被些許的增加。所以，使下一週期內，積分值SVCSAVG 向積分值SVCS 接近。電壓平均值VCS-AVG 大略地被鎖某個值，使得積分值SVCS 大約等於積分值SVCSAVG ，也意味著電壓平均值VCS-AVG 大約等於偵測電壓VCS 的平均值。
第17圖與第18圖中調整電壓平均值VCS-AVG 的方式，類似第5圖中調整控制電壓VCTL 的方式。類比第7圖中調整控制電壓VCTL 的方式，第17圖與第18圖也可以將電容366或384的電壓，跟一參考電壓VREF-AVG 比較，然後用其比較結果，以電流對電容368或382充放電來微調電壓平均值VCS-AVG 。這樣的負回授迴圈也可以一樣地達到找到大約的電壓平均值VCS-AVG 之效果。
類比於第8圖中調整控制電壓VCTL 的方式，第17圖與第18圖也可以將電容366或384的電壓，跟一參考電壓VREF-AVG 比較，然後用其比較結果，使一計數器上數或下數，來微調一數位類比轉換器所輸出的電壓平均值VCS-AVG 。如此，電容368或382便可以省略。這樣的負回授迴圈也可以一樣地達到找到大約的電壓平均值VCS-AVG 之效果。
以上的實施例雖然都以返馳式架構實施，但是本發明並非限定於適用返馳式架構，也可以適用於booster或是buck等其他類型的電源轉換器架構。
雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何在本發明所屬技術領域具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與氵閏飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
10．．．開關式電源供應器
12．．．橋式整流器
13、34．．．電容
15．．．功率開關
16、28．．．整流器
18、18a、18b、18c、18d、18e、18f．．．開關控制器
20．．．變壓器
22．．．二次側繞組
24．．．一次側繞組
25．．．輔助繞組
26．．．啟動電阻
30、32．．．分壓電阻
36．．．電流偵測電阻
38．．．輸出負載
42．．．取樣電路
44．．．誤差放大器
46．．．震盪器
48．．．閘邏輯控制電路
50、52．．．比較器
102、102a．．．放電時間偵測器
104、104a、104b、104c、310、310a．．．定電流控制器
106．．．電壓控制震盪器
108．．．CS峰值控制器
110．．．比較器
112．．．反向器
114．．．及閘
116．．．脈衝產生器
118．．．實際電流源
120．．．預估電流源
122、124．．．電容
126．．．開關
140、142．．．比較器
144．．．計數器
146．．．數位類比轉換器
202、202a．．．定電流控制器
204、204a．．．電壓電流轉換器
206、206a．．．電壓峰值偵測器
302．．．誤差放大器
306、306a、306b．．．平均電壓偵測器
364、366．．．定電流源
366、368、382、384．．．電容
386、388．．．電壓電流轉換器
ISEC ．．．電流
ICON ．．．預設電流值
VAC ．．．交流電源
VCS-AVG ．．．電壓平均值
VIN ．．．輸入電源
VOUT ．．．輸出電源
VCC ．．．操作電源
VFB ．．．回饋電壓
VREF1 、VREF-CC ．．．參考電壓
VCOM ．．．補償電壓
VCS ．．．偵測電壓
VCS-LIMIT ．．．電流限制電壓
VAUX ．．．感應電壓
VTH ．．．臨界電壓
VCC-CAP ．．．電壓
VGATE ．．．閘電壓
SDIS ．．．放電信號
SSMP ．．．脈衝信號
TDIS ．．．放電時間
VCTL ．．．控制電壓
T．．．開關週期
第1圖為一習知的開關式電源供應器。
第2圖顯示一種習知的開關控制器中關於定電壓模式之部分電路。
第3圖為依據本發明實施的一開關控制器。
第4圖顯示一種放電時間偵測器。
第5圖顯示一種定電流控制器。
第6圖顯示依據第1圖與第3圖之實施例的一時序圖。
第7圖與第8圖顯示另兩種定電流控制器。
第9圖為依據本發明實施的一開關控制器。
第10圖為依據本發明實施的電壓峰值偵測器。
第11圖為依據本發明實施的定電流控制器。
第12圖為一電壓電流轉換器。
第13圖與第14圖為依據本發明實施之二開關控制器。
第15圖為依據本發明實施的一開關控制器。
第16圖為依據本發明實施的定電流控制器。
第17圖與第18圖顯示了二平均電壓偵測器。
18b．．．開關控制器
102．．．放電時間偵測器
104．．．定電流控制器
106．．．電壓控制震盪器
48．．．閘邏輯控制電路
44．．．誤差放大器
50．．．比較器
108．．．CS峰值控制器
SDIS ．．．放電信號
VCTL ．．．控制電壓
VFB ．．．回饋電壓
VREF1 ．．．參考電壓
VCS-LIMIT ．．．電流限制電壓

Claims (33)

  1. 一種控制方法，適用於控制一開關式電源供應器(switching power supply)，該開關式電源供應器包含有一變壓器(transformer)，耦接至一輸入電源，該變壓器被一開關控制以儲能或是釋能，以產生一輸出電源，該控制方法包含有：提供一電容；以該電容存放一實際電荷量以及一預估電荷量之差值，其中，該實際電荷量對應於該開關之一開關週期中流經該變壓器的總電荷量，該預估電荷量為該實際電荷量於該開關週期中的總預估量；以及依據該電容之電壓，變化一後續開關週期中，該實際電荷量以及該預估電荷量其中之一，因而使該後續開關週期中，該實際電荷量大約等於該預估電荷量。
  2. 如請求項1所述之控制方法，其中，該變壓器具有一一次側繞組以及一二次側繞組，該實際電荷量對應於該開關週期內流經該二次側繞組的二次側電荷量。
  3. 如請求項2所述之控制方法，其中，該控制方法另包含有：使流經該二次側繞組之最高峰值電流為一預設值；提供一實際電流源以及一預估電流源，其中該實際電流源與該預估電流源的電流值為一預設比例值；偵測該二次側繞組於一開關週期內之一放電時間；以該實際電流源於該放電時間內對該電容充電所累積產生的第一電 荷，作為該實際電荷量；以及以該預估電流源於該開關週期內對該電容放電所累積的第二電荷，作為該預估電荷量。
  4. 如請求項3所述之控制方法，其中，該開關式電源供應器另包含有一震盪器，提供一震盪頻率，且該變化步驟為：依據該電容之該電壓，變化該震盪頻率，以變化該後續開關週期之週期時間。
  5. 如請求項2所述之控制方法，其中，該控制方法另包含有：提供一實際電流源以及一預估電流源，其中該實際電流源之電流值大約對應流經該一次側繞組之電流峰值或電流平均值；以該電容累積該實際電流源於一放電時間內所產生的第一電荷，作為該實際電荷量；以及以該電容累積該預估電流源於一開關週期內之所產生的第二電荷，作為該預估電荷量。
  6. 如請求項5所述之控制方法，其中，該開關式電源供應器另包含有一震盪器，提供一震盪頻率，該變化步驟包含有：依據該電容之該電壓，變化該震盪頻率，藉此改變該後續開關週期中之該預估電荷量。
  7. 如請求項5所述之控制方法，其中，該變化步驟包含有；依據該電容之該電壓，變化一控制信號； 比較該控制信號與一參考信號，以產生一補償信號；以及以該補償信號，限制流經該一次側繞組之該一次側電流峰值。
  8. 如請求項5所述之控制方法，另包含有：依據該電容之該電壓，變化一控制信號；以及依據該控制信號，限制流經該一次側繞組之該一次側電流峰值。
  9. 如請求項5所述之控制方法，另包含有：偵測該二次側繞組於一開關週期內之該放電時間。
  10. 如請求項1所述之控制方法，該變化步驟包含有：比較該電容之該電壓與一參考電壓，以產生一比較結果；以及依據該比較結果，於一開關週期中的一預定時段中，變化一控制信號，以及於該開關週期中的該預定時段外，維持該控制信號。
  11. 如請求項10所述之控制方法，其中，該預定時段由一時脈信號所定義。
  12. 如請求項1所述之控制方法，其中，該實際電荷量對應於該開關週期內流經該一次側繞組的一次側電荷量。
  13. 如請求項12所述之控制方法，其中，該控制方法另包含有：提供一實際電流源以及一預估電流源，其中該實際電流源之電流對應流經該一次側繞組之電流； 以該電容累積該實際電流源於該開關開起(ON)時所產生的第一電荷，作為該實際電荷量；以及以該電容累積該預估電流源於該開關開起(ON)時所產生的第二電荷，作為該預估電荷量；其中，該變化步驟包含有：依據該電容之該電壓，變化該預估電流源，以變化該後續開關週期中之該預估電荷量。
  14. 一種定電流控制方法，適用於一開關式電源供應器，該開關式電源供應器包含有一開關以及一繞組，相串聯且連接至一輸入電源，該開關式電源供應器提供一輸出電源，該定電流控制方法包含有：提供一第一負回授迴圈，以偵測流經該繞組的繞組電流，並產生一預估平均電流，其大約對應流經該繞組的平均電流；以及提供一第二負回授迴圈，依據該預估平均電流，以使該輸出電源之平均輸出電流大約為一預設平均輸出電流值。
  15. 如請求項14所述之定電流控制方法，提供該第一負回授迴圈之步驟，包含有：比較該繞組電流與該預估平均電流；當該繞組電流大於該預估平均電流時，以一第一電流源對一電容充電或放電；當該繞組電流小於該預估平均電流時，以一第二電流源對該電容放電或充電；以及 依據該電容之電壓，變化該預估平均電流。
  16. 如請求項15所述之定電流控制方法，其中，該第一電流源以及該第二電流源之電流值，均隨著該繞組電流與該預估平均電流的差變化而變化。
  17. 如請求項15所述之定電流控制方法，其中，該第一電流源以及該第二電流源之電流值，相等且均為一定值。
  18. 如請求項14所述之定電流控制方法，其中，該提供該第二負回授迴圈之步驟，包含有：以一電容存放一實際電荷量以及一預估電荷量之差值，其中，該實際電荷量對應於該預估平均電流所導致的由該開關式電源供應器於一開關週期中所輸出之總電荷量，該預估電荷量為該預設平均輸出電流值所可期望之於該開關週期中的總輸出量；依據該電容之電壓，變化一後續開關週期中，該實際電荷量以及該預估電荷量其中之一。
  19. 如請求項18所述之定電流控制方法，其中，該開關式電源供應器包含有一震盪器，該變化步驟係變化該震盪器之震盪頻率，以變化該預估電荷量。
  20. 如請求項18所述之定電流控制方法，其中，該變化步驟係變化該繞組電流之電流峰值，以變化該平均電流以及該實際電荷量。
  21. 一種控制方法，適用於控制一開關式電源供應器(switching power supply)提供定電流之一輸出電源，該開關式電源供應器包含有一繞組耦接至一輸入電源，該繞組被一開關控制以儲能或是釋能，該控制方法包含有：使流經該繞組之最大電流峰值為一預設值；偵測該繞組於一開關週期內之一放電時間；以及控制該開關之開關週期，以使該放電時間與該開關之開關週期的比例大約等於一個定值。
  22. 如請求項21所述之控制方法，另包含有：以一第一電流源，於該放電時間，對一電容充電/放電；以及以一第二電流源，於該開關之開關週期，對該電容放電/充電；其中，該第二電流源對該第一電流源的電流比值，等於該定值。
  23. 如請求項22所述之控制方法，另包含有：比較該電容之電壓與一參考電壓，以改變一控制信號，該控制信號影響該開關之開關頻率。
  24. 一種開關控制器，適用於一開關式電源供應器(switching power supply)，該開關式電源供應器包含有一變壓器(transformer)，耦接至一輸入電源，該變壓器被一開關控制以儲能或是釋能，以產生一輸出電源，該開關控制器包含有：一電容； 一實際電流源，對應流經該變壓器之一實際電流，對該電容充電，於一開關周期中，產生一實際電荷量；一預估電流源，對應一預估電流，對該電容放電，於該開關週期中，產生一預估電荷量；以及一回饋裝置，依據該電容之電壓，變化該實際電荷量或該預估電荷量，以使一之後開關週期中，該預估電荷量接近該實際電荷量。
  25. 如請求項24所述之開關控制器，其中，該變壓器具有一一次側繞組以及一二次側繞組，該實際電荷量對應於該開關週期內流經該二次側繞組的二次側電荷量。
  26. 如請求項25所述之開關控制器，其中，該實際電流源與該預估電流源的電流值為一預設比例值，該開關控制器另包含有：一放電時間偵測器，用以偵測該二次側繞組的一放電時間；以及一峰值控制器，用以使流經該二次側繞組的峰值電流為一預設值；其中，該回饋裝置包含有一震盪器，其中，該電容之電壓影響該震盪器之震盪頻率；其中，該實際電流源僅於該放電時間對該電容充電，該預估電流源於該開關週期內對該電容放電。
  27. 如請求項25所述之開關控制器，其中，該回饋裝置具有一震盪器，依據該電容之電壓，該震盪器之震盪頻率被變化而改變該之後開關週期，進而改變該預估電荷量。
  28. 如請求項25所述之開關控制器，該回饋裝置依據該電容之電壓，改變下一開關週期中流經該一次側繞組的電流峰值，進而改變該之後開關周期內之該實際電荷量。
  29. 如請求項24所述之開關控制器，其中，該變壓器具有一一次側繞組以及一二次側繞組，該實際電荷量對應於該開關週期內流經該一次側繞組的一次側電荷量。
  30. 一種開關控制器，適用於一開關式電源供應器，該開關式電源供應器包含有一開關以及一繞組，相串聯且連接至一輸入電源，該開關式電源供應器提供一輸出電源，該開關控制器包含有：一第一負回授迴圈，以偵測流經該繞組的繞組電流，並產生一預估平均電流，其大約對應流經該繞組的平均電流；以及一定電流控制器，用以構成一第二負回授迴圈，依據該預估平均電流，使該輸出電源之平均輸出電流大約為一預設平均輸出電流值。
  31. 一種平均電壓偵測器，適用於一開關式電源供應器(switching power supply)，其包含有一繞組以及一電流偵測器，該電流偵測器偵測流經該繞組之電流，以產生相對應之一偵測電壓，該平均電壓偵測器包含有：一電容；一充電電流源，對該電容充電；一放電電流源，對該電容放電；以及一更新裝置，以該電容的電壓，產生一電壓平均值； 其中，當該偵測電壓高於該電壓平均值時，該電容被充電，當該偵測電壓低於該電壓平均值時，該電容被放電。
  32. 如請求項31所述之平均電壓偵測器，其中，該充電電流源與該放電電流源的電流大小相等。
  33. 如請求項31所述之平均電壓偵測器，其中，該充電電流源的電流大小對應該偵測電壓，該放電電流源的電流大小對應流經該電壓平均值。
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