CN101552560B - 一种开关稳压电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种在轻载状态下既调节开关频率，又调节电流峰值，效率高，且不会产生音频噪声的开关稳压电路及方法。该开关稳压电路，包括一储能元件，能够存储能量；一开关，电耦接至所述储能元件，在开关导通时储能元件存储能量，在开关关断时储能元件中存储的能量被传送至负载；一控制电路，电耦接至开关，将流过开关的电流与一电流阈值相比较，当流过开关的电流大于电流阈值时关断所述开关，并根据开关稳压电路的负载大小决定开关的关断时间，当负载增大时减小开关的关断时间并增大所述开关的开关频率，当负载减小时增大开关的关断时间并减小所述开关的开关频率；其中电流阈值在非轻载时恒定不变，在轻载时随负载减小而减小。

Description

一种开关稳压电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种电源电路，特别地，涉及一种开关稳压电路及其控制方法。
背景技术
如今，许多电子设备均需要直流电压供电，而该直流供电电压通常来自于适配器。适配器从墙上插座获得交流电压，通过一整流桥将该交流电压转换为一不控直流电压，并通过一开关电源将该不控直流电压转换为所需的直流供电电压。
开关电源通常采用变压器或电感作为储能元件。例如在反激变换器中即采用变压器作为储能元件，一开关电耦接至变压器的原边，控制电路控制该开关的导通与关断，使能量交替地在变压器中被存储或被传递到变压器的副边。变压器的副边经过滤波器在输出电容两端产生一输出电压，该输出电压即为反激变换器的直流输出电压。直流输出电压的增大与减小与传递到负载的功率大小相反，负载增大会导致直流输出电压减小，而负载减小则会导致直流输出电压增大。通常情况下，直流输出电压被反馈至控制电路以使开关电源能补偿负载的变化。
当开关电源工作于连续模式(即流过储能元件的电流连续)时，开关电源的输出功率可表示为
Figure GSB00000356395700011
当开关电源工作于断续模式(即流过储能元件的电流不连续)时，开关电源的输出功率可表示为
Figure GSB00000356395700012
其中，L为储能元件的电感值(对反激变换器而言，L即为变压器原边励磁电感值)，Ipeak为流过储能元件的电流的峰值，Ivalley为流过储能元件的电流的谷值，f为开关电源的开关频率，而η为开关电源的转换效率。为了控制输出功率，既可以保持开关频率不变而调节电流峰值，也可以保持电流峰值不变而调节开关频率。若保持开关频率不变而调节电流峰值，例如传统的峰值电流控制，则在轻载状态下，开关电源的效率会大大降低。若保持电流峰值不变而调节开关频率，则在轻载状态下，开关频率降低得过小(小于20Khz)会使开关电源产生音频噪声。
发明内容
本发明提供一种在轻载状态下效率高且不会产生音频噪声的开关稳压电路及方法。
依据本发明提出的一种开关稳压电路，包括：一储能元件，能够存储能量；一开关，电耦接至所述储能元件，在所述开关导通时所述储能元件存储能量，在所述开关关断时所述储能元件中存储的能量被传送至负载；以及一控制电路，电耦接至所述开关，将流过所述开关的电流与一电流阈值相比较，当流过所述开关的电流大于所述电流阈值时关断所述开关，并根据所述开关稳压电路的负载大小决定所述开关的关断时间，在轻载状态下，当负载增大时减小所述开关的关断时间并增大所述开关的开关频率，当负载减小时增大所述开关的关断时间并减小所述开关的开关频率；其中所述电流阈值在非轻载时恒定不变，在轻载时随负载减小而减小。
如本发明的优选实施例所述的开关稳压电路，所述开关稳压电路还包括：一电压反馈电路，采样所述开关稳压电路的输出电压，并产生一与所述开关稳压电路的输出电压相关的反馈信号；一电流采样电路，电耦接至所述开关，采样流过所述开关的电流，并产生一代表流过所述开关的电流的电流采样信号；其中所述控制电路还包括：一充电电容；一充电开关；一充电电流源，一端电耦接至一参考电压，另一端电耦接至所述充电电容和充电开关的一端，所述充电电容和充电开关的另一端接地；一第一比较电路，电耦接至所述充电电容和电压反馈电路，接收所述充电电容的端电压和所述反馈信号，并将所述充电电容的端电压与所述反馈信号进行比较；一阈值调节电路，电耦接至所述电压反馈电路，并输出一阈值，在非轻载时维持所述阈值为一第一阈值，在轻载时减小所述阈值；一第二比较电路，电耦接至所述电流采样电路和阈值调节电路，接收所述电流采样信号和阈值，并将两者进行比较；一逻辑电路，电耦接至所述第一比较电路和第二比较电路，根据所述第一比较电路和第二比较电路输出的比较结果决定所述开关和充电开关的导通与关断。
依据本发明提出的一种开关稳压电路的控制方法，其中所述开关稳压电路包括一储能元件以及一开关，在开关导通时所述储能元件存储能量，在开关关断时所述储能元件中存储的能量被传送至负载，所述控制方法包括：将流过所述开关的电流与一电流阈值相比较，当流过所述开关的电流大于所述电流阈值时关断所述开关；根据所述开关稳压电路的负载大小决定所述开关的关断时间，在轻载状态下，当负载增大时减小所述开关的关断时间并增大所述开关的开关频率，当负载减小时增大所述开关的关断时间并减小所述开关的开关频率；在非轻载时维持所述电流阈值恒定不变，在轻载时使所述电流阈值随负载减小而减小。
如本发明的优选实施例所述的开关稳压电路的控制方法，其中所述开关稳压电路还包括一充电电容，一充电开关，以及一充电电流源，所述充电电流源的一端电耦接至一参考电压，另一端电耦接至所述充电电容和充电开关的一端，所述充电电容和充电开关的另一端接地，所述方法还包括：采样所述开关稳压电路的输出电压，并产生一与所述开关稳压电路的输出电压相关的反馈信号；采样流过所述开关的电流，并产生一代表流过所述开关的电流的电流采样信号；将所述充电电容的端电压与所述反馈信号进行比较，将所述电流采样信号与一阈值进行比较，并根据比较结果决定所述开关和充电开关的导通与关断。
本发明在轻载状态下既调节开关频率，又调节电流峰值，防止开关频率落入音频范围，从而避免了音频噪声的产生，并降低了开关损耗和导通损耗，提高了效率。
附图说明
图1为根据本发明一实施例的开关稳压电路的电路图；
图2为根据本发明一实施例的图1所示开关稳压电路的波形图；
图3为根据本发明另一实施例的开关稳压电路的电路图；
图4为根据本发明一实施例的可变阈值产生电路的电路图；
图5为根据本发明一实施例的阈值比较电路的电路图；
图6为根据本发明一实施例的开关稳压电路的控制方法的流程图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例。应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。以下均以包括反激变换器的AC/DC(交流/直流变换)电路为例对本发明进行说明，但本领域的技术人员可知，本发明还可用于任何DC/DC(直流/直流变换)拓扑，如BUCK(降压)电路、BOOST(升压)电路、BUCK-BOOST(升-降压)电路、FLYBACK(反激)电路以及FORWARD(正激)电路等。
图1为根据本发明一实施例的开关稳压电路的电路图，包括整流桥101、输入电容Cin、变压器T1、开关S、二极管D、输出电容Cout、控制电路102、电流采样电路103以及电压反馈电路104。整流桥101接收一交流输入电压Vin，并将其转换成一不控直流电压。输入电容Cin并联至整流桥101的输出端，输入电容Cin的一端电耦接至变压器T1原边绕组的一端，另一端接地。开关S电耦接在变压器T1原边绕组的另一端和地之间。二极管D的阳极电耦接至变压器T1副边绕组的一端，二极管D的阴极电耦接至输出电容Cout的一端，输出电容Cout的另一端电耦接至变压器T1副边绕组的另一端。输出电容Cout两端的电压即为开关稳压电路的输出电压Vout。在一个实施例中，二极管D由同步整流管代替。电流采样电路103电耦接至开关S，采样流过开关S的电流，并产生一代表该电流的电流采样信号Isense。电流采样电路103可为电阻采样电路、变压器采样电路、电流放大器采样电路等。电压反馈电路104电耦接至开关稳压电路的输出端，采样输出电压Vout，并产生一代表该电压的反馈信号FB。电压反馈电路104可包括光电耦合器或变压器。在一个实施例中，变压器T1还包括一第三绕组，电压反馈电路104电耦接至该第三绕组并采样其两端的电压，该第三绕组两端的电压可代表输出电压Vout。在一个实施例中，电压反馈电路包括电阻分压电路或电容分压电路。控制电路102将流过开关S的电流与一电流阈值相比较，当流过开关S的电流大于该电流阈值时关断开关S，并根据负载大小决定开关S的关断时间，当负载增大时减小开关S的关断时间，当负载减小时增大开关S的关断时间。
控制电路102电耦接至开关S、电流采样电路103和电压反馈电路104，接收电流采样信号Isense和反馈信号FB，并根据电流采样信号Isense和反馈信号FB控制开关S的导通与关断。其中所述电流阈值在非轻载，即开关稳压电路的输出电流大于一输出电流阈值，使其输出电压Vout小于一输出电压阈值时恒定不变，在轻载，即开关稳压电路的输出电流小于该输出电流阈值，使其输出电压Vout大于该输出电压阈值时随负载减小而减小。控制电路102包括电容Ct、电流源ICt、开关St、第一比较电路105、阈值调节电路106、第二比较电路107以及逻辑电路108。电流源ICt一端接收参考电压Vdd，另一端电耦接至电容Ct和开关St的一端，电容Ct和开关St的另一端接地。阈值调节电路106电耦接至电压反馈电路104，接收反馈信号FB，并根据反馈信号FB产生一阈值Vth。该阈值Vth在开关稳压电路输出非轻载状况下，为一恒定阈值Vth1；而在轻载状况下，为一与负载状况有关的可变阈值Vth2，该可变阈值Vth2随负载减小而减小。第一比较电路105电耦接至电容Ct和电压反馈电路104。第二比较电路107电耦接至电流采样电路103和阈值调节电路106，接收电流采样信号Isense和阈值Vth并将两者进行比较。逻辑电路108电耦接至第一比较电路105和第二比较电路107的输出端以及开关S和St的控制端，根据第一比较电路105和第二比较电路107的比较结果控制开关S和St的导通与关断。
在一个实施例中，反馈信号FB随负载减小、输出电压Vout增大而增大，随负载增大、输出电压Vout减小而减小，可变阈值Vth2随着反馈信号FB的增大而减小，第一比较电路105接收电容Ct的端电压和反馈信号FB并将两者进行比较，当电容Ct的端电压大于反馈信号FB时，逻辑电路108输出控制信号以导通开关S和St。从而当负载减小时，输出电压Vout增大，反馈信号FB增大，充电电容Ct的充电时间亦随之增大，开关稳压电路的开关频率减小。在一个实施例中，在电压反馈电路104和第一比较电路105之间还电耦接一偏置电压源，以设定最大开关频率，该偏置电压源的负极电耦接至电压反馈电路104，正极电耦接至第一比较电路105。
在另一个实施例中，反馈信号FB随负载减小、输出电压Vout增大而减小，随负载增大、输出电压Vout减小而增大，可变阈值Vth2随着反馈信号FB的减小而减小，在电压反馈电路104和第一比较电路105之间还电耦接一反馈信号处理电路。该反馈信号处理电路接收反馈信号FB，并产生一与反馈信号FB相关的信号，该信号随反馈信号FB增大而减小，随反馈信号FB减小而增大，第一比较电路105接收电容Ct的端电压和该信号并将两者进行比较，当电容Ct的端电压大于该信号时，逻辑电路108输出控制信号以导通开关S和St。从而当负载减小时，输出电压Vout增大，反馈信号FB减小，与反馈信号FB相关的信号增大，充电电容Ct的充电时间亦随之增大，开关稳压电路的开关频率减小。
在一个实施例中，电流采样信号Isense随流过开关S的电流增大而增大，随流过开关S的电流减小而减小，当电流采样信号Isense大于阈值Vth时，逻辑电路108输出控制信号以关断开关S和St。
开关S和St可为任何可控半导体开关，在一个实施例中，开关S和St为MOSFET(金属氧化物场效应晶体管)。在一个实施例中，在逻辑电路108的输出端和开关St的控制端之间还电耦接一脉冲产生电路，当逻辑电路108输出控制信号以导通开关S时，产生一宽度为T的脉冲，该脉冲使开关St导通T时长。
由上可知，开关S的导通时间由变压器T1的原边电感、输入电压Vin和阈值Vth决定，而开关S的关断时间由负载大小(决定了反馈信号FB)、电容Ct和电流源ICt决定。图2为根据本发明一实施例的图1所示开关稳压电路的波形图。当负载增大时，输出电压Vout减小，控制电路102减小开关S的关断时间以增大开关频率，在变压器T1中储存更多的能量，这些能量在开关S关断时被传送到变压器T1的副边绕组为增大后的负载供电并重建输出电压Vout。当负载减小时，输出电压Vout增大，控制电路102增大开关S的关断时间以减小开关频率，在变压器T1中储存较少的能量，并降低输出电压Vout至其稳态值。在非轻载状态下，开关稳压电路的开关电流阈值Vth一定，而在轻载状态下，则减小开关电流阈值Vth，以避免变压器T1产生音频噪声，在减小开关损耗的同时也减小了导通损耗，提高了轻载效率。
图3为根据本发明另一实施例的开关稳压电路的电路图。开关S为NMOS，电流采样电路103包括采样电阻Rsense，开关S的漏极电耦接至变压器T1的原边绕组，采样电阻Rsense电耦接在开关S的源极和地之间。电压反馈电路104电耦接至开关稳压电路的输出端，包括光电耦合器OP COP和三端稳压器件TR，反馈信号FB随着输出电压Vout的增大而增大。在一个实施例中，三端稳压器件TR为TL431。第一比较电路105包括比较器COM1，其同相输入端电耦接至电容Ct以接收电容Ct的端电压，反相输入端电耦接至二级管D1和D2的阴极。二极管D1的阳极电耦接至一偏置电流源Voffset的正极，偏置电压源Voffset的负极接地。二极管D2的阳极电耦接至电压反馈电路104以接收反馈信号FB。比较器COM1的反相输入端接收到的值即为反馈信号FB和偏置电压Voffset两者中的较大值。
阈值调节电路106包括阈值比较电路309和可变阈值产生电路310。可变阈值产生电路310电耦接至电压反馈电路104以接收反馈信号FB，并产生一与反馈信号FB相关的可变阈值Vth2，可变阈值Vth2随反馈信号FB增大而减小。在一个实施例中，可变阈值Vth2与反馈信号FB的关系为Vth2＝Vref-m*FB，其中Vref为一参考电压值，而m为一常数，m可大于1，也可小于1。阈值比较电路309电耦接至可变阈值产生电路310以接收可变阈值Vth2，将其与恒定阈值Vth1比较，并将两者中的较小值作为阈值Vth输出。在一个实施例中，阈值比较电路309包括两个二级管D3和D4，二极管D3的阴极电耦接至可变阈值产生电路310以接收可变阈值Vth2，二极管D4的阴极接收恒定阈值Vth1，二极管D3和D4的阳极电连接在一起以输出阈值Vth。第二比较电路107包括比较器COM2，比较器COM2的同相输入端电耦接至采样电阻Rsense和开关S的源极以接收电流采样信号Isense，反相输入端电耦接至阈值比较电路309以接收阈值Vth。逻辑电路108包括R-S触发器FF，R-S触发器FF的置位端S电耦接至比较器COM1的输出端，复位端R电耦接至比较器COM2的输出端，输出端输出一控制信号控制开关S和St的导通与关断。门极驱动电路312电耦接在R-S触发器FF的输出端开关S的门极之间，根据R-S触发器FF输出的控制信号产生驱动信号以驱动开关S导通与关断。当控制信号信号为高(“1”)时，开关S导通，当控制信号为低(“0”)时，开关S关断。脉冲产生电路311电耦接在R-S触发器FF的输出端和开关St的控制端之间，在控制信号的上升沿产生一宽度为T的脉冲，该脉冲使开关St导通T时长。当脉冲产生电路311输出为高(“1”)时，开关St导通，当脉冲产生电路311输出为低(“0”)时，开关St关断。
图4为根据本发明一实施例的可变阈值产生电路的电路图，包括放大器AMP1、AMP2，开关MN1、MN2，PNP三极管Q1、Q2、Q3和Q4，以及电阻R1、R2和R3。放大器AMP1的同相输入端接收反馈信号FB，反相输入端电连接至开关MN1的源极和电阻R1的一端，电阻R1的另一端接地。放大器AMP1的输出端电连接至开关MN1的门极，开关MN1的漏极电连接至三极管Q1的基极和集电极以及Q2的基极。放大器AMP2的同相输入端接收参考电压Vref，反相输入端电连接至开关MN2的源极和电阻R2的一端，电阻R2的另一端接地。放大器AMP2的输出端电连接至开关MN2的门极，开关MN2的漏极电连接至三极管Q2的集电极、Q3的基极和集电极以及Q4的基极。三极管Q1、Q2、Q3和Q4的发射极电连接在一起，并电连接至参考电压Vdd。由图4可知，流过开关Q1的电流
Figure GSB00000356395700081
流过开关MN2的电流
Figure GSB00000356395700082
三极管Q1和Q2构成电流镜，故流过三极管Q2的电流与流过三极管Q1的电流成比例，比例系数为m。流过三极管Q3的电流为流过开关MN2的电流与流过三极管Q2的电流之差。而三极管Q3和Q4构成电流镜，故流过三极管Q4的电流与流过三极管Q3的电流成比例，比例系数为n，m和n均为常数。电阻R3两端的电压，即为可变阈值Vth2，等于流过三极管Q4的电流与电阻R3阻值的乘积。由前可知，
Figure GSB00000356395700083
若取n＝1，R1＝R2＝R3，则有Vth2＝Vref-m*FB。
图5为根据本发明一实施例的阈值比较电路的电路图，其中阈值比较电路和第二比较电路集成在一起，由一三端比较器来实现。该三端比较器的结构与传统比较器类似，但其具有两个反相输入端，分别接收恒定阈值Vth1和可变阈值Vth2。三端比较器的同相输入端接收电流采样信号Isense，输出端输出比较结果OUT。由图5可知，恒定阈值Vth1和可变阈值Vth2分别电连接至开关MP4和MP5的门极。由于开关MP4和MP5为PMOS，若Vth1＞Vth2，则相对于流过开关MP5的电流，流过开关MP4的电流可忽略，输出信号OUT为可变阈值Vth2与电流采样信号Isense的比较值。同理，若Vth1＜Vth2，则输出信号OUT为恒定阈值Vth1与电流采样信号Isense的比较值。
图6为根据本发明一实施例的开关稳压电路的控制方法的流程图，其中开关稳压电路包括一储能元件以及一开关，在开关导通时储能元件存储能量，在开关关断时储能元件中存储的能量被传送至负载。图6所示控制方法包括步骤601～603。
步骤601，将流过开关的电流与一电流阈值相比较，当流过开关的电流大于所述电流阈值时关断开关。
步骤602，根据开关稳压电路的负载大小决定开关的关断时间，当负载增大时减小开关的关断时间，当负载减小时增大开关的关断时间。
步骤603，在非轻载时维持电流阈值恒定不变，在轻载时使电流阈值随负载减小而减小。
在一个实施例中，开关稳压电路还包括一充电电容，一充电开关，以及一充电电流源，充电电流源的一端电耦接至一参考电压，另一端电耦接至充电电容和充电开关的一端，充电电容和充电开关的另一端接地。采样开关稳压电路的输出电压，并产生一与该输出电压相关的反馈信号。采样流过开关的电流，并产生一代表该电流的电流采样信号。将充电电容的端电压与反馈信号进行比较，将电流采样信号与一阈值进行比较，并根据比较结果决定开关和充电开关的导通与关断，其中在非轻载时维持该阈值为一第一阈值，而在轻载时减小该阈值。
在一个实施例中，还包括接收反馈信号，并产生一与反馈信号相关的可变阈值，其中，在负载减小时可变阈值减小，而在负载增大时可变阈值增大，并将可变阈值与第一阈值进行比较，并输出两者中的较小值用作与电流采样信号进行比较的阈值。
在一个实施例中，当负载增大时，开关稳压电路的输出电压减小，反馈信号减小；当负载减小时，开关稳压电路的输出电压增大，反馈信号增大。在一个实施例中，可变阈值为一参考值与反馈信号的倍数之差。
在一个实施例中，开关稳压电路包括反激电路。
虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (21)

1.一种开关稳压电路，包括
一储能元件，能够存储能量；
一开关，电耦接至所述储能元件，在所述开关导通时所述储能元件存储能量，在所述开关关断时所述储能元件中存储的能量被传送至负载；以及
一控制电路，电耦接至所述开关，将流过所述开关的电流与一电流阈值相比较，当流过所述开关的电流大于所述电流阈值时关断所述开关，并根据所述开关稳压电路的负载大小决定所述开关的关断时间，在轻载状态下，当负载增大时减小所述开关的关断时间并增大所述开关的开关频率，当负载减小时增大所述开关的关断时间并减小所述开关的开关频率；
其中所述电流阈值在非轻载时恒定不变，在轻载时随负载减小而减小。
2.如权利要求1所述的开关稳压电路，其特征在于，所述开关稳压电路还包括：
一电压反馈电路，采样所述开关稳压电路的输出电压，并产生一与所述开关稳压电路的输出电压相关的反馈信号；
一电流采样电路，电耦接至所述开关，采样流过所述开关的电流，并产生一代表流过所述开关的电流的电流采样信号；
其中所述控制电路包括：
一充电电容；
一充电开关；
一充电电流源，一端电耦接至一参考电压，另一端电耦接至所述充电电容和充电开关的一端，所述充电电容和充电开关的另一端接地；
一第一比较电路，电耦接至所述充电电容和电压反馈电路，接收所述充电电容的端电压和所述反馈信号，并将所述充电电容的端电压与所述反馈信号进行比较；
一阈值调节电路，电耦接至所述电压反馈电路，接收所述反馈信号并根据所述反馈信号输出一阈值，在非轻载时维持所述阈值为一第一阈值，在轻载时减小所述阈值；
一第二比较电路，电耦接至所述电流采样电路和阈值调节电路，接收所述电流采样信号和阈值，并将两者进行比较；
一逻辑电路，电耦接至所述第一比较电路和第二比较电路，根据所述第一比较电路和第二比较电路输出的比较结果决定所述开关和充电开关的导通与关断。
3.如权利要求2所述的开关稳压电路，其特征在于，所述阈值调节电路包括：
一可变阈值产生电路，电耦接至所述电压反馈电路，接收所述反馈信号，并产生一与所述反馈信号相关的可变阈值，其中，在负载减小时所述可变阈值减小，而在负载增大时所述可变阈值增大；
一阈值比较电路，电耦接至所述可变阈值产生电路，将所述可变阈值与所述第一阈值进行比较，并输出两者中的较小值用作与所述电流采样信号进行比较的所述阈值。
4.如权利要求3所述的开关稳压电路，其特征在于，
当负载增大时，所述开关稳压电路的输出电压减小，所述反馈信号减小；
当负载减小时，所述开关稳压电路的输出电压增大，所述反馈信号增大。
5.如权利要求4所述的开关稳压电路，其特征在于，所述可变阈值为一参考值与所述反馈信号的倍数之差。
6.如权利要求4所述的开关稳压电路，其特征在于，其中
所述第一比较电路包括一第一比较器，所述第一比较器的同相输入端电耦接至所述充电电容以接收所述充电电容的端电压，所述第一比较器的反相输入端电耦接至所述电压反馈电路以接收所述反馈信号；
所述逻辑电路包括一触发器，所述触发器的置位端电耦接至所述第一比较器的输出端，所述触发器的输出端电耦接至所述开关和充电开关以控制所述开关和充电开关的导通与关断。
7.如权利要求6所述的开关电源电路，其特征在于，所述控制电路还包括一电压源、一第一二极管和一第二二极管，所述电压源的正极电耦接至所述第一二极管的阳极，所述电压源的负极接地，所述第二二极管的阳极电耦接至所述电压反馈电路以接收所述反馈信号，所述第一二极管和第二二极管的阴极电耦接在一起，并电耦接至所述第一比较器的反相输入端。
8.如权利要求6所述的开关稳压电路，其特征在于，所述第二比较电路包括一第二比较器，所述第二比较器的同相输入端电耦接至所述电流采样电路以接收所述电流采样信号，所述第二比较器的反相输入端电耦接至所述阈值比较电路以接收所述阈值，所述第二比较器的输出端电耦接至所述触发器的复位端。
9.如权利要求8所述的开关稳压电路，其特征在于，所述阈值比较电路包括一第三二极管和第四二极管，所述第三二极管和第四二极管的阳极电耦接在一起，并电耦接至所述第二比较器的反相输入端，所述第三二极管的阴极耦接至所述可变阈值产生电路以接收所述可变阈值，所述第四二极管的阴极接收所述第一阈值。
10.如权利要求6所述的开关稳压电路，其特征在于，所述第二比较电路和阈值比较电路由一第二比较器构成，所述第二比较器包括一个同相输入端和两个反相输入端，所述第二比较器的同相输入端电耦接至所述电流采样电路以接收所述电流采样信号，所述第二比较器的第一反相输入端电耦接至所述可变阈值产生电路以接收所述可变阈值，所述第二比较器的第二反相输入端接收所述第一阈值，其中所述第二比较器的输出结果为所述可变阈值和第一阈值之中的较小值和所述电流采样信号的比较值。
11.如权利要求6所述的开关稳压电路，其特征在于，所述控制电路还包括一脉冲产生电路，电耦接在所述触发器的输出端和所述充电开关之间，当所述触发器输出信号出现上升沿时，产生一宽度为一预设时间的脉冲以导通所述充电开关所述预设时间。
12.如权利要求2所述的开关稳压电路，其特征在于，所述储能元件为一变压器，包括一原边绕组和一副边绕组，所述开关电耦接在所述变压器的原边绕组和地之间，所述开关稳压电路还包括一二极管和一输出电容，所述二极管的阳极电耦接至所述变压器的副边绕组的一端，所述二极管的阴极电耦接至所述输出电容的一端，所述输出电容的另一端电耦接至所述变压器的副边绕组的另一端。
13.如权利要求12所述的开关稳压电路，其特征在于，所述电压反馈电路包括一光电耦合器。
14.如权利要求12所述的开关稳压电路，其特征在于，所述电流采样电路包括一电流采样电阻，电耦接在所述开关和地之间。
15.如权利要求12所述的开关稳压电路，其特征在于，所述开关为金属氧化物场效应晶体管。
16.一种开关稳压电路的控制方法，其中所述开关稳压电路包括一储能元件以及一开关，在开关导通时所述储能元件存储能量，在开关关断时所述储能元件中存储的能量被传送至负载，所述控制方法包括：
将流过所述开关的电流与一电流阈值相比较，当流过所述开关的电流大于所述电流阈值时关断所述开关；
根据所述开关稳压电路的负载大小决定所述开关的关断时间，在轻载状态下，当负载增大时减小所述开关的关断时间并增大所述开关的开关频率，当负载减小时增大所述开关的关断时间并减小所述开关的开关频率；
在非轻载时维持所述电流阈值恒定不变，在轻载时使所述电流阈值随负载减小而减小。
17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，其中所述开关稳压电路还包括一充电电容，一充电开关，以及一充电电流源，所述充电电流源的一端电耦接至一参考电压，另一端电耦接至所述充电电容和充电开关的一端，所述充电电容和充电开关的另一端接地，所述方法还包括：
采样所述开关稳压电路的输出电压，并产生一与所述开关稳压电路的输出电压相关的反馈信号；
采样流过所述开关的电流，并产生一代表流过所述开关的电流的电流采样信号；
将所述充电电容的端电压与所述反馈信号进行比较，将所述电流采样信号与一阈值进行比较，并根据比较结果决定所述开关和充电开关的导通与关断；
其中在非轻载时维持所述阈值为一第一阈值，在轻载时减小所述阈值。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括：
接收所述反馈信号，并产生一与所述反馈信号相关的可变阈值，其中，在负载减小时所述可变阈值减小，而在负载增大时所述可变阈值增大；以及
将所述可变阈值与所述第一阈值进行比较，并输出两者中的较小值用作与所述电流采样信号进行比较的阈值。
19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，
当负载增大时，所述开关稳压电路的输出电压减小，所述反馈信号减小；
当负载减小时，所述开关稳压电路的输出电压增大，所述反馈信号增大。
20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述可变阈值为一参考值与所述反馈信号的倍数之差。
21.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述开关稳压电路包括反激电路。
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