CN101552563B - 一种开关电源中控制恒流输出的装置及方法 - Google Patents

一种开关电源中控制恒流输出的装置及方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种开关电源中控制恒流输出的装置，包括时间补偿模块，用于将检测的副边线圈的电流持续时间Tons补偿为实际的副边线圈的电流持续时间；所述时间补偿模块的两个输入端分别连接检测的副边线圈的电流持续时间Tons检测器的输出端和0.1V检测比较器的输出端；所述检测的副边线圈的电流持续时间补偿模块的输出端一路经过非门连接第一控制开关；一路直接连接第二控制开关。本发明还提供一种开关电源中控制恒流输出的方法。本发明补偿后的副边线圈的电流与实际的副边线圈的电流一致，使输出电流与功率晶体管的周期无关，进而使开关电源的输出电流不随输出电压的变化而变化，达到恒流输出。

Description

一种开关电源中控制恒流输出的装置及方法
技术领域
本发明涉及电路控制技术领域，特别涉及一种开关电源中控制恒流输出的装置及方法。
背景技术
参见图1，该图为现有技术中一种典型的PFM反激式原边控制开关电源。
开关电源包括脉冲频率调制(PFM，Pulse Frequency Modulation)控制器101、功率晶体管102、电流检测电阻103和变压器。该变压器由原边线圈104、副边线圈105和辅助线圈106组成。
副边线圈105两端的电压被反映到辅助线圈106上。辅助线圈106上的电压通过第一电阻109和第二电阻110分压之后反馈到PFM控制器101上，参见图1中Vfb。
Vfb的波形和副边线圈105中的电流Is的波形如图2所示。
Vfb的波形与副边线圈105两端的电压波形相似，其幅度正比于辅助绕组106和副边绕组105的匝比及第二电阻110和第一电阻109的分压比。从图2的波形上看，当副边线圈105导通时，有电流流过副边线圈105，此时Vfb为正电压。当原边线圈104、副边线圈105和辅助线圈106中都没有电流时，Vfb上出现一个幅度衰减的正弦波。该正弦波的直流电平为零，频率恒定。
进一步，从图2可以看出，当副边线圈105中的电流Is减小到零时，Vfb由于衰减正弦波的存在还未减小到零。过了衰减正弦波的四分之一个周期之后，Vfb才减小到零。从电路实现角度看，过零点检测或者过0.1V电压检测电路易于实现。因此，如果PFM控制器通过检测Vfb电压的过零点或者过0.1V点来检测副边电流持续时间，那么检测到的副边电流持续时间就与实际的副边电流持续时间之间存在误差。
参见图3，该图为现有技术中PFM控制器的恒压恒流控制模块框图。
PFM控制器200包括过0.1V检测比较器201，Tons检测器202，第一电流源203和第二电流源204，第一控制开关205和第二控制开关206，电容207， Vout误差校准模块209，第一RS触发器210和第二RS触发器214，恒流控制比较器213，2输入或非门215和驱动模块216。
Vfb经过0.1V检测比较器201与0.1V比较。当Vfb大于0.1V时，0.1V检测比较器201的输出为逻辑低电平；反之为逻辑高电平。
0.1V检测比较器201的输出被标记为信号Demag，该信号输入到Tons检测器202，Tons检测器202的输出即信号Tons。
在现有的技术中Tons的逻辑高状态近似表示副边线圈105导通。Tons的波形和副边线圈105中的电流波形见图5。图5中的Terr表示Tons和副边线圈105中电流实际持续时间之差。因此，现有技术中将Tons作为副边线圈105中的电流持续时间就存在误差。
图3中信号Tons被用来控制第一控制开关205或第二控制开关206对电容207进行充放电。第一电流源203和第二电流源204的电流值之比是恒定的，图3中电流值之比为4/3。
当PFM控制器200工作于恒流模式时，Tons和Toffs的比值即为4/3。Toffs＝T-Tons。若Tons0为副边线圈105中电流的实际持续时间，则Terr＝Tons-Tons0。Toffs0＝Toffs+Terr，Toffs0＝T-Tons0。所以当PFM控制器200工作于恒流模式时***平均输出电流Isavg可以用公式(1)表示为：
I savg = 1 2 · I pks · T ons 0 T ons 0 + T offs 0 = 1 2 · I pks · ( T ons T ons + T offs - T err T ons + T offs ) = 1 2 · I pks · ( 4 / 7 - T err / T ) - - - ( 1 )
这里T表示功率晶体管的开关周期。对于给定的PFM模式控制的反激式原边控制开关电源，Ipks和Terr的值是恒定的。在现有的技术中，Terr不等于零。当原边控制开关电源工作于恒流模式时，***输出电流随着输出电压Vout的降低而增大，因为当***的输出电压Vout降低时T变长，见图4。这种开关电源的输出电流在85VAC至265VAC输入线电压范围内，在各种负载条件下有30mA至40mA的偏差。参见图5，图5与图2相同，图5标出了检测的副边线圈导通时间与实际导通时间之间的误差Terr、以及Tons和Toffs。图5中的Terr表示Tons和副边线圈105中电流实际持续时间之差。故现有的技术中将Tons 作为副边线圈中的电流持续时间就存在误差。
发明内容
本发明要解决的问题是提供一种开关电源中控制恒流输出的装置及方法，能够补偿检测的副边电流持续时间与实际的副边电流持续时间之间的误差。
本发明提供一种开关电源中控制恒流输出的装置，包括时间补偿模块，用于将检测的副边线圈的电流持续时间Tons补偿为实际的副边线圈的电流持续时间；
所述时间补偿模块的两个输入端分别连接检测的副边线圈的电流持续时间Tons检测器的输出端和0.1V检测比较器的输出端；所述检测的副边线圈的电流持续时间补偿模块的输出端一路经过非门连接第一控制开关；一路直接连接第二控制开关。
优选地，所述时间补偿模块包括：电压比较器和D触发器；
所述D触发器的数据端D连接电源Vdd，脉冲端CK连接检测的副边线圈的电流持续时间的反相信号Tons，复位端连接所述0.1V检测比较器的输出端；
所述电压比较器的正输入端依次通过第一开关和第一电流源接电源Vdd；同时依次通过第二开关和第二电流源接地；同时通过第一电容接地；
所述电压比较器的负输入端依次通过第三开关和第三电流源接电源Vdd；同时通过第四开关接地；同时通过第二电容接地；
所述检测的副边线圈的电流持续时间的反相信号Tons一路经过第一非门控制所述第一开关；一路直接控制所述第二开关；
所述D触发器的输出端控制所述第三开关；
所述电压比较器的输出端和检测的副边线圈的电流持续时间Tons作为两输入与门的两个输入端；所述与门的输出端控制所述第四开关。
优选地，所述时间补偿模块包括：第五开关、第六开关、第三电容、第二非门、反相器和第四电流源；
所述检测的副边线圈的电流持续时间Tons一路经过第二非门控制所述第五开关，一路直接控制所述第六开关，所述电源Vdd通过所述第五开关为所述第三电容充电；所述第三电容依次经过所述第六开关和所述第四电流源放电；同时第三电容还通过所述反相器输出补偿后的电流持续时间Tons0。
优选地，所述D触发器的输出端输出的信号的高电平持续时间是衰减正弦波周期的一半；所述第一电流源和第三电流源的电流值相等，所述第一电容的电容值是所述第二电容的电容值的一半。
优选地，所述检测的副边线圈的电流持续时间补偿模块还包括第二反相器，用于将检测的副边线圈的电流持续时间Tons反相，得到检测的副边线圈的电流持续时间的反相信号Tons。
优选地，所述第五开关是PMOS管，所述第六开关是NMOS管。
优选地，所述反相器为第三非门或施密特触发器。
优选地，所述补偿后的电流持续时间Tons0的上升沿比检测的副边线圈的电流持续时间Tons延迟四分之一个衰减正弦波周期，下降沿保持不变。
本发明还一种开关电源中控制恒流输出的方法，将检测的副边线圈的电流持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持续时间，用补偿后的副边线圈的电流持续时间控制第一控制开关和第二控制开关的开通或关断。
优选地，所述将检测的副边线圈的电流持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持续时间，具体为：将检测的副边线圈的电流持续时间的上升沿延迟四分之一个衰减正弦波周期，下降沿保持不变。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
本发明提供的开关电源中控制恒流输出的装置通过时间补偿模块将检测的副边电流持续时间Tons补偿为实际的副边电流持续时间。时间补偿模块的两个输入端分别连接Tons检测器的输出端和0.1V检测比较器的输出端；时间补偿模块的输出端一路经过非门连接第一控制开关；一路直接连接第二控制开关。时间补偿模块的输出端输出的补偿后的副边线圈电流的持续时间与实际的副边线圈电流的持续时间保持一致，从而可以精确控制所述第一控制开关或第二控制开关的导通。这样使开关电源的输出电流不随输出电压的变化而变化，达到恒流输出。
附图说明
图1是现有技术中一种典型的PFM反激式原边控制开关电源；
图2是Vfb的波形和副边线圈中的电流Is的波形；
图3是现有技术中PFM控制器的恒压恒流控制模块框图；
图4是现有技术中原边控制开关电源的***输出电流-电压特性曲线；
图5是现有技术中检测的副边线圈导通时间Tons和实际导通时间之误差；
图6是基于本发明装置第一实施例结构图；
图7是基于本发明装置第二实施例结构图；
图8是基于本发明第二实施例对应的几个关键点的波形图；
图9是基于本发明装置第三实施例结构图；
图10是基于本发明第三实施例对应的几个关键点的波形图；
图11是基于本发明原边控制开关电源的***输出电流-电压特性曲线。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
参见图6，该图为基于本发明装置第一实施例结构图。
本发明第一实施例提供的开关电源中控制恒流输出的装置，包括时间补偿模块318，用于将检测的副边电流持续时间Tons补偿为实际的副边电流持续时间。
从图6中可以看出，时间补偿模块318的的两个输入端分别连接Tons检测器302的输出端和0.1V检测比较器301的输出端。
所述时间补偿模块318的输出端Tons0一路经过非门连接第一控制开关305；一路直接连接第二控制开关306，用于控制所述第一控制开关305或第二控制开关306的闭合。
通过所述时间补偿模块318补偿后输出的副边线圈电流持续时间与实际的副边线圈电流持续时间相等，此时，公式(1)中的Terr等于零，可以得到Isavg的大小与功率晶体管的周期T无关。根据周期T与输出电压Vout的关系，可以得到平均电流Isavg与输出电压Vout也没有关系。这样，开关电源中输出的恒流将不随输出电压的变化而变化，从而可以实现开关电源的精确恒流输出。
下面结合附图详细说明时间补偿模块318的具体实施例。
参见图7，该图为基于本发明装置第二实施例结构图。
本实施例中时间补偿模块包括：电压比较器412和D触发器401。
所述D触发器401的数据端D连接电源Vdd，脉冲端CK连接检测的副边电流持续时间的反相信号 
Figure DEST_PATH_GSB00000460494200011
复位端reset连接所述0.1V检测比较器301的输出端Demag。
Figure DEST_PATH_GSB00000460494200012
由第二反相器将Tons取反。
所述电压比较器412的正输入端依次通过第一开关410和第十一电流源407接电源Vdd；同时依次通过第二开关411和第十二电流源408接地；同时通过第一电容409接地。
所述电压比较器412的负输入端依次通过第三开关405和第三电流源402接电源Vdd；同时通过第四开关406接地；同时通过第二电容404接地。
Figure DEST_PATH_GSB00000460494200013
一路经过第一非门415控制所述第一开关410；一路直接控制所述第二开关411。
所述D触发器401的输出端Tring控制所述第三开关405。
所述电压比较器412的输出端和Tons作为两输入与门414的两个输入端。
所述两输入与门414的输出端Tons0控制所述第四开关406。
Tons0还控制第一控制开关305和第二控制开关306。
需要说明的是，所述D触发器401的输出端输出的信号Tring是衰减正弦波周期的一半。所述第十一电流源407和第三电流源402的电流值相等，所述第一电容409的电容值是所述第二电容404的电容值的一半。
下面具体说明本实施例的工作过程：
当Tring为高时，电荷I*Tring储存在电容404上，当Tons0为低电平时保持。
D触发器401的输出Tring表示衰减正弦波的第一个负脉冲，其宽度等于衰减正弦波的半个周期。其次，第二电容404在Tring持续时间内由第三电流源402充电。故持续时间Tring被转换为第二电容404两端的电压。
当Tons为低电平时，第一电容409两端的电压被复位为零。
当Tons从低电平变为高电平时，第一电容409被第十一电流源407充电。
当第一电容409两端的电压和第二电容404两端的电压相等时，电压比较器412的输出由低电平变为高电平。电压比较器412的输出和信号Tons经过两输入与门414得到调整的Tons，即Tons0。
由于第十一电流源407和第三电流源402的电流值相等，且第一电容409的电容值为第二电容404电容值的一半，所以第一电容409需要的充电时间为第二电容404的一半。所以Tons0数值上等于Tons延迟了四分之一个衰减正弦波周期的宽度。
Figure G2009101294711D00071
的值等于副边线圈105中实际电流持续时间的占空比大小。所以PFM控制器300可以实现对不同***输出电流恒流的精确控制。
需要说明的是，理论上Tons0数值上等于Tons延迟了四分之一个衰减正弦波周期的宽度。但是，由于***的效率随着输出负载电压的降低而略微降低，导致输出电流在相同的负载电压下略微变小；而且，各个电气元件有一定的时间延迟，造成输出信号也延迟，故实际电路实现中延迟时间设计为小于衰减正弦波震荡周期，例如设置为0.2～0.23个衰减正弦波震荡周期。
参见图8，该图为基于本发明第二实施例对应的几个关键点的波形图。
图8中示出了电压Vfb、Demag、PFM、Tons、Tring以及Tons0的波形。
Demag是Vfb与0.1V比较的结果。
PFM是PFM控制器输出的信号。
Tons是Tons检测器的输出信号。
Tring是Vfb的第一个负脉冲，即是2倍的Terr。
可以看出，Tons0的上升沿比Tons的上升沿延迟了1/4周期，即Terr。
需要说明的是，本发明实施例提供的时间补偿模块是在每个周期进行刷新，这样可以准确地对每个周期的检测的副边线圈的电流持续时间的上升沿进行延迟。
参见图9，该图为基于本发明装置第三实施例结构图。
本实施例提供的时间补偿模块包括：第五开关510、第六开关511、第三电容507、第二非门512、反相器508和第四电流源506。
Tons一路经过第二非门控制所述第五开关510，一路直接控制所述第六开关511。
所述电源Vdd通过所述第五开关510为所述第三电容507充电。
所述第三电容507依次经过所述第六开关511和所述第四电流源506放电。同时所述第三电容507还通过所述反相器508输出补偿后的电流持续时间 Tons0。
需要说明的是，所述反相器508可以为简单的非门，也可以为施密特触发器。
所述第五开关510和第六开关511可以为简单的开关，也可以分别为PMOS管和NMOS管。
下面详细描述本实施例所述时间补偿模块的工作原理。
当Tons的上升沿来临时，第六开关511和第四电流源506减缓了第三电容507的放电过程。
由于第五开关510具有很低的导通电阻Rdson，所以当Tons的下降沿来临时，第三电容507的充电过程足够快而没有产生延迟。反向器508使Tons0的上升沿延迟后与Tons具有相同的相位。
上升沿延迟时间Δt由第四电流源506中的电流I和第三电容507的电容值C以及电源电压Vdd决定， C · ΔV = I · Δt ⇒ Δt = C · ΔV I = C . Vdd / 2 I = C . Vdd 2 I .
Vfb中幅度衰减的正弦波的周期为 T ring = 2 π L P C para , 其中LP为原边线圈104的电感量，Cpara是总的寄生电容。调整上升沿延迟电路中第四电流源506的电流值I和第三电容507的电容值C，使 Δt = 1 4 T ring = T err .
参见图10，该图为基于本发明第三实施例对应的几个关键点的波形图。
可以看出，图10所示的波形图与图8所示的波形图一样。Tons0的上升沿比Tons的上升沿延迟了1/4周期，即Terr。
参见图11，该图为基于本发明原边控制开关电源的***输出电流-电压特性曲线。
从图中可以看出，不同输出电压时对应的输出电流几乎在同一个曲线上，即输出电流不随输出电压的变化而变化。对比于图4所示的不同输出电压时对应的输出电流，本发明提供的时间补偿装置可以有效改善输出电流的恒定。
综上所述，本发明实施例提供的时间补偿装置，通过延迟Tons的上升沿，使开关电源的输出电流不随功率晶体管的周期T变化，进而不随输出电压的变化而变化，达到精确控制开关电源恒流输出的目的。
需要说明的是，本发明装置第二实施例可以应用于开关电源控制电流恒流输出的一切装置，因为它是一个自适应电路，Tons0除了输出控制第一控制开关和第二控制开关以外，还控制第四开关406，即它还反馈给时间补偿模块本身。本发明装置第三实施例提供的时间补偿模块，可以根据实际的开关电源的具体参数来计算出第四电流源和第三电容的参数，使Tons0的上升沿正好延迟1/4个功率晶体管周期。
基于以上一种开关电源中控制恒流输出的装置，本发明还提供一种开关电源中控制恒流输出的方法。
本发明提供一种开关电源中控制恒流输出的方法，将检测的副边线圈的电流持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持续时间，用补偿后的副边线圈的电流持续时间控制第一控制开关和第二控制开关的开通或关断。
所述将检测的副边线圈的电流持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持续时间，具体为：将检测的副边线圈的电流持续时间的上升沿延迟四分之一个功率晶体管周期，下降沿保持不变。
本发明方法可以采用以上装置实施例提供的具体装置来实现，在此不再赘述。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (9)

1.一种开关电源中控制恒流输出的装置，包括0.1V检测比较器和副边线圈的电流持续时间Tons检测器；Tons检测器的输出信号是检测的副边线圈的电流持续时间Tons；
所述0.1V检测比较器的第一输入端连接开关电源的PFM控制器的Vfb端，Vfb端的电压为开关电源的辅助线圈上的反馈电压；所述0.1V检测比较器的第二输入端连接0.1V电压；所述0.1V检测比较器用于比较Vfb和0.1V，当Vfb大于0.1V时，0.1V检测比较器的输出为逻辑低电平；反之为逻辑高电平；
所述Tons检测器的第一输入端连接PFM信号，所述Tons检测器的第二输入端连接所述0.1V检测比较器的输出端；
其特征在于，所述装置还包括时间补偿模块，用于将检测的副边线圈的电流持续时间Tons补偿为实际的副边线圈的电流持续时间；
所述时间补偿模块的两个输入端分别连接Tons检测器的输出端和0.1V检测比较器的输出端；所述时间补偿模块的输出端一路经过非门连接第一控制开关；一路直接连接第二控制开关，所述时间补偿模块的输出信号用于控制第一控制开关和第二控制开关的闭合；第一控制开关的一端连接第一电流源，另一端连接电容的第一端；第二控制开关的一端连接第二电流源，另一端连接电容的第一端，电容的第二端接地；第二电流源另一端接地。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述时间补偿模块包括：电压比较器和D触发器；
所述D触发器的数据端D连接电源Vdd，脉冲端CK连接检测的副边线圈的电流持续时间的反相信号
Figure FDA0000055076150000011
复位端连接所述0.1V检测比较器的输出端；
所述电压比较器的正输入端依次通过第一开关和第十一电流源接电源Vdd；同时依次通过第二开关和第十二电流源接地；同时通过第一电容接地；
所述电压比较器的负输入端依次通过第三开关和第三电流源接电源Vdd；同时通过第四开关接地；同时通过第二电容接地；
所述检测的副边线圈的电流持续时间的反相信号
Figure FDA0000055076150000012
一路经过第一非门控制所述第一开关；一路直接控制所述第二开关；
所述D触发器的输出端控制所述第三开关；
所述电压比较器的输出端和检测的副边线圈的电流持续时间Tons作为两输入与门的两个输入端；所述与门的输出端控制所述第四开关。
3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述时间补偿模块包括：第五开关、第六开关、第三电容、第二非门、反相器和第四电流源；
所述检测的副边线圈的电流持续时间Tons一路经过第二非门控制所述第五开关，一路直接控制所述第六开关，电源Vdd通过所述第五开关为所述第三电容充电；所述第三电容依次经过所述第六开关和所述第四电流源放电；同时第三电容还通过所述反相器输出补偿后的电流持续时间Tons0。
4.根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述D触发器的输出端输出的信号的高电平持续时间是衰减正弦波周期的一半；所述衰减正弦波是当开关电源中的原边线圈、副边线圈和辅助线圈中都没有电流时，Vfb上出现的幅度衰减的正弦波，该正弦波的直流电平为零，频率恒定；所述第十一电流源和第三电流源的电流值相等，所述第一电容的电容值是所述第二电容的电容值的一半。
5.根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述时间补偿模块还包括第二反相器，用于将检测的副边线圈的电流持续时间Tons反相，得到检测的副边线圈的电流持续时间的反相信号
Figure FDA0000055076150000021
6.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所述反相器为第三非门或施密特触发器。
7.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所述补偿后的电流持续时间Tons0的上升沿比检测的副边线圈的电流持续时间Tons延迟四分之一个衰减正弦波周期，下降沿保持不变；所述衰减正弦波是当开关电源中的原边线圈、副边线圈和辅助线圈中都没有电流时，Vfb上出现的幅度衰减的正弦波，该正弦波的直流电平为零，频率恒定。
8.一种开关电源中控制恒流输出的方法，用于权利要求1所述的装置，其特征在于，所述方法将检测的副边线圈的电流持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持续时间，用补偿后的副边线圈的电流持续时间控制第一控制开关和第二控制开关的开通或关断。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述将检测的副边线圈的电流持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持续时间，具体为：将检测的副边线圈的电流持续时间的上升沿延迟四分之一个衰减正弦波周期，下降沿保持不变；所述衰减正弦波是当开关电源中的原边线圈、副边线圈和辅助线圈中都没有电流时，Vfb上出现的幅度衰减的正弦波，该正弦波的直流电平为零，频率恒定。
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