CN105450052B

CN105450052B - 变换器、控制器与控制方法

Info

Publication number: CN105450052B
Application number: CN201410411518.4A
Authority: CN
Inventors: 言超; 孙丽萍; 丁志辉; 郭德胜
Original assignee: Delta Optoelectronics Inc
Current assignee: Delta Optoelectronics Inc
Priority date: 2014-08-20
Filing date: 2014-08-20
Publication date: 2018-03-30
Anticipated expiration: 2034-08-20
Also published as: TW201608805A; TWI527351B; CN105450052A; US9634556B2; US20160056730A1

Abstract

本公开提供一种变换器、控制器及变换器的控制方法。该控制方法用以控制变换器，其中变换器包含开关与电感。开关根据控制信号选择性地导通。控制方法包含：根据变换器的电压信息与电流信息中至少一个计算导通时间与下降时间；根据导通时间、下降时间与对应电感与开关的寄生电容的谐振周期计算控制信号的切换周期；比较切换周期与第一临界周期与第二临界周期，以调整切换周期；以及当切换周期大于第一临界周期并小于第二临界周期时，或当切换周期大于第二临界周期且变换器工作于大于50％的额定功率时，输出具有切换周期的控制信号。本公开的控制方法，可减少变换器的开关损耗，改善变换器整体的转换效率。

Description

变换器、控制器与控制方法

技术领域

本公开内容涉及一种变换器，且特别涉及一种变换器、控制器及变换器的控制方法。

背景技术

功率变换器常见于各种电源应用中。在不同的应用中，功率变换器可具有多种操作模式，例如为不连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)、连续导通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)、临界导通模式(Boundary Conduction Mode,BCM)或混合模式等等。

其中，操作在临界导通模式中的功率变换器可消除二极管的反向恢复损耗，故相较于连续导通模式可具有较好的转换效率。

然而，由于操作在临界导通模式中的功率变换器的切换频率会随着输入电压与负载变动而变化。故在输入电压变低与轻载的情况下，功率变换器的切换频率将变得很高，造成其内部的功率开关的损耗增加，使得功率变换器的转换效率下降。

因此，本公开内容提供一种控制方法，可使变换器在轻载或较轻载时的切换频率稳定于一特定范围，以减少开关切换的损耗，进而改善变换器整体的转换效率。

发明内容

本公开内容的一方面提供一种控制方法，控制方法用以控制变换器，其中变换器至少包含开关与电感。开关电性耦接于电感，并根据一控制信号选择性地导通或关断，以使电感储存或释放能量。当电感的能量释放完后，电感与开关的一寄生电容发生谐振。控制方法包含下列步骤：根据变换器的电压信息与电流信息中至少一个计算导通时间与下降时间；根据导通时间、下降时间与对应于电感与寄生电容的谐振周期计算控制信号的切换周期；将切换周期与第一临界周期以及第二临界周期进行比较，以调整切换周期，其中第二临界周期大于该第一临界周期；以及当切换周期大于第一临界周期并小于第二临界周期时，或当切换周期大于第二临界周期且变换器工作于大于50％的额定功率时，输出具有切换周期的控制信号。

于本公开内容的一实施例中，计算下降时间的步骤包含：侦测电压信息与电流信息中的至少一个，其中电压信息包含变换器的输入电压或输出电压，电流信息包含流经电感的电流或流经开关的电流；以及根据电压信息与电流信息中的至少一个与一目标值产生导通时间；以及根据输入电压、输出电压以及导通时间计算下降时间。

于本公开内容的一实施例中，其中切换周期满足下式：TS＝TON+TOFF+(2K+1)×(TR/2)。其中，TS为切换周期、TOFF为下降时间，TON为导通时间，TR为谐振周期，且K为非负整数，其中调整切换周期的步骤包含：将K的初始值设置为0，并比较切换周期与第一临界周期；以及当切换周期小于第一临界周期时，逐渐增加K，直到切换周期大于第一临界周期。

于本公开内容的一实施例中，其中输出控制信号的步骤包含：当切换周期大于第一临界周期时，比较切换周期与第二临界周期；以及当切换周期小于第二临界周期时，输出具有切换周期的控制信号。

于本公开内容的一实施例中，其中输出控制信号的步骤还包含：当切换周期大于第二临界周期时，确认变换器是否工作于大于50％的额定功率；当变换器工作于大于50％的额定功率时，输出具有切换周期的控制信号；以及当变换器工作于小于等于50％的额定功率时，输出具有与前一周期相同的切换周期的控制信号或具有预设周期的控制信号。

于本公开内容的一实施例中，其中第一临界周期与第二临界周期满足下列特定关系：

其中，TMIN为第一临界周期、TMAX为第二临界周期，TR为谐振周期，K1与K2为非负整数，且FSET为开关在变换器操作于临界导通模式以及50％的额定功率时的最低切换频率。

本公开内容的另一方面提供一种控制器，以产生控制信号控制变换器的开关，其中开关电性耦接至电感，并根据控制信号选择性地导通或关断，以使电感储存或释放能量。当电感的能量释放完后，电感与开关的一寄生电容发生谐振。控制器包含取样模块、反馈计算模块以及预测模块。取样模块电性耦接变换器，以侦测变换器的电压信息与电流信息中至少一个。反馈计算模块用以根据电压信息与电流信息中至少一个与目标值产生导通时间。预测模块用以根据导通时间计算下降时间，并根据导通时间、下降时间与对应于电感与寄生电容的谐振周期计算控制信号的切换周期。预测模块更比较切换周期与第一临界周期，以调整切换周期。当切换周期大于第一临界周期时，预测模块输出具有切换周期的控制信号。

于本公开内容的一实施例中，其中电压信息包含变换器的输入电压以及输出电压，电流信息包含流经电感的电流以及流经开关的电流。预测模块用以根据输入电压、输出电压以及导通时间产生下降时间。

于本公开内容的一实施例中，其中切换周期满足下式：TS＝TON+TOFF+(2K+1)×(TR/2)。其中，TS为切换周期、TOFF为下降时间，TON为导通时间，TR为谐振周期，且K为非负整数。预测模块将K的初始值设置为0，并比较切换周期与第一临界周期。当切换周期小于第一临界周期时，预测模块逐渐增加K，直到切换周期大于第一临界周期。

于本公开内容的一实施例中，其中当切换周期大于第一临界周期时，预测模块还用以比较切换周期与第二临界周期。当切换周期小于第二临界周期时，预测模块输出具有切换周期的控制信号。

于本公开内容的一实施例中，其中当切换周期大于第二临界周期时，预测模块还用以确认变换器是否工作于大于50％的额定功率。当变换器工作于大于50％的额定功率时，预测模块输出具有切换周期的控制信号。而当变换器工作于小于等于50％的额定功率时，预测模块输出具有与前一周期相同的切换周期的控制信号或具有预设周期的控制信号。

其中，TMIN为第一临界周期、TMAX为第二临界周期，TR为谐振周期，K1与K2为非负整数，且FSET为开关在变换器操作于临界导通模式及以50％的额定功率时的最低切换频率。

于本公开内容的一实施例中，其中反馈计算模块包含单输出电压闭环或一双闭环控制电路，其中双闭环控制电路包含输出电压外环与电感电流内环。

本公开内容的另一方面提供一种变换器。变换器包含功率级与控制器。功率级用以产生输出电压，且功率级包含电感与开关。电感用以接收直流电压。开关电性耦接电感，并根据控制信号选择性导通或关断，以使电感储存或释放能量而调整输出电压。其中电感的能量释放完成时，电感与开关的寄生电容产生谐振。控制器包含反馈计算模块、反馈计算模块以及预测模块。反馈计算模块用以根据目标值以及功率级的电压信息与电流信息中的至少一个计算导通时间。预测模块用以根据导通时间计算下降时间，并根据导通时间、下降时间与对应于电感与寄生电容的一谐振周期计算控制信号的切换周期。其中预测模块更比较切换周期与第一临界周期，以调整切换周期。当切换周期大于第一临界周期时，预测模块输出具有切换周期的控制信号。

本公开内容的一实施例中，其中控制器还包含取样模块。取样模块电性耦接于功率级，以侦测电压信息与电流信息中至少一个，其中电压信息包含该功率器的一输入电压以及该输出电压，且电流信息包含流经电感的电流以及流经开关的电流。预测模块还根据输入电压、输出电压以及导通时间产生下降时间。

本公开内容的一实施例中，其中功率级为升压型功率因数校正器。升压型功率因数校正器还包含整流电路、二极管以及输出电容。整流电路电性耦接电感，并用以根据输入电压产生直流电压。二极管电性耦接电感与开关，其中谐振周期还对应于二极管的寄生电容以及开关的寄生电容。输出电容电性耦接二极管，以输出输出电压。

本公开内容的一实施例中，其中功率级包含升压型(Boost)变换器、降压型(Buck)变换器、反激式(flyback)变换器、正激式(forward)变换器、升降压型(Buck-Boost)变换器、升压型(Boost)功率因数校正器、无桥功率因数校正器(如H桥功率因数校正器、图腾柱(Totem-pole)功率因数校正器或双升压型(Dual Boost)功率因数校正器等)。

综上所述，本公开内容所公开的变换器、控制器与控制方法可使变换器在负载时的切换频率稳定于一特定范围，以减少开关切换的损耗，进而改善变换器整体的转换效率。

附图说明

为让本公开内容的上述和其他目的、特征、优点与实施例能更明显易懂，说明书附图的说明如下：

图1A为根据本公开内容的一实施例所绘示一种变换器的示意图；

图1B为根据本公开内容的一实施例绘示图1A所示的变换器的操作波形图；

图2根据本公开内容的一实施例绘示图1A中的变换器切换频率的变化曲线图；

图3根据本公开内容的一实施例绘示图1A中的变换器切换频率与负载变化的曲线图；

图4为根据本公开内容的一实施例绘示图1A中的变换器操作于不连续导通模式时的电感电流波形图；

图5为根据本公开内容的一实施例绘示一种变换器的示意图；

图6为根据本公开内容的一实施例绘示一种控制方法的流程图；

图7为根据本公开内容的一实施例绘示图5的变换器的切换频率的曲线图；

图8为根据本公开内容的一实施例绘示一种H桥功率因数校正器的示意图；以及

图9为根据本公开内容的一实施例绘示一种图腾柱功率因数校正器的示意图。

附图标记说明：

为让本公开内容能更明显易懂，所附符号的说明如下：

100、500：变换器 120、520：功率级

122：整流电路 140、540：控制器

VDC：直流电压 L：电感

IL：电感电流 S1、S2：开关

D1、D2、D3、D4：二极管 ZCD：过零点信号

VC：控制信号 VAC：输入电压

VBUS：输出电压 COUT：输出电容

VDS：电压 FS：切换频率

CS1、CS2、CD1、CD2、 FSMAX：最大频率限制值

CD3、CD4：寄生电容 FSET：基准频率

FMAX、FMIN：临界频率 AREA：频率范围

PRATED：额定功率 TOFF：下降时间

TON：导通时间 t1、t2、t3：时刻

TR：谐振周期 VDATA：电压信息

IDATA：电流信息 544：反馈计算模块

542：取样模块 600：方法

546：预测模块 TMAX、TMIN：临界周期

S620、S622、S624、S640、 800：H桥功率因数校正器

S642、S644、S646、S660、S662、 900：图腾柱功率因数校正器

S664、S666、S680、S682、S684、 DS1、DS2：寄生二极管

S686：步骤 301：倾斜线

具体实施方式

下文是举实施例配合说明书附图作详细说明，但所提供的实施例并非用以限制本发明所涵盖的范围，而结构操作的描述非用以限制其执行的顺序，任何由元件重新组合的结构，所产生具有均等功效的装置，皆为本发明所涵盖的范围。此外，附图仅以说明为目的，并未依照原尺寸作图。为使便于理解，下述说明中相同元件将以相同的符号标示来说明。

关于本文中所使用的“第一”、“第二”、…等，并非特别指称次序或顺位的意思，亦非用以限定本发明，其仅仅是为了区别以相同技术用语描述的元件或操作而已。

另外，关于本文中所使用的“耦接”或“连接”，均可指二或多个元件相互直接作实体或电性接触，或是相互间接作实体或电性接触，亦可指二或多个元件相互操作或动作。

请参照图1A，图1A为根据本公开内容的一实施例所绘示一种变换器的示意图。如图1A所示，变换器100包含功率级120与控制器140。功率级120用以根据输入电压VAC产生输出电压VBUS，并根据控制信号VC调节输出电压VBUS，以提供相应电压至后方负载。控制器140电性耦接至功率级120，以侦测功率级120的相关电性参数(例如：输出电压VBUS、电感电流IL等等)，并根据上述电性参数产生控制信号VC。于一些实施例中，前述的输入电压VAC为交流电信号。

请一并参照图1A与图1B，图1B为根据本公开内容的一实施例绘示图1A所示的变换器的操作波形图。于一些实施例中，如图1A所示，功率级120为升压型的功率因数校正器(Power Factor Corrector,PFC)，且功率级120包含整流电路122、电感L、开关S1、二极管D1以及输出电容COUT。

于各个实施例中，整流电路122可为主动电路或被动电路。整流电路122电性耦接至电感L，并设置以根据输入电压VAC产生直流电压VDC。电感L用以接收直流电压VDC，且开关S1电性耦接至电感L，并根据控制信号VC选择性地导通或关断，以使电感L储存或释放能量，藉此调整输出电压VBUS。

举例而言，如图1B所示，功率级120设置以操作于临界导通模式。也就说，电感电流IL在每次开关S1的切换周期中会降到0。控制器140可通过检测电感电流IL产生的过零点信号ZCD，进一步地决定控制信号VC的周期。

以操作而言，当开关S1导通时，电感L开始储存能量，而使电感电流IL上升。此时，电感电流IL经由开关S1传送至地，而使二极管D1为截止。反之，当开关S1关断时，二极管D1导通，电感L开始释放能量，而使电感电流IL开始下降，直到电感电流IL降为0时，二极管D1再度切换为截止。

具体而言，在电感L的能量释放完成后，电感L、开关S1的寄生电容CS1与二极管D1的寄生电容CD1产生谐振。当控制器140检测到开关S1的两端电压VDS因谐振而变动至0V(或波谷电压)时，控制器140将调整控制信号VC，以导通开关S1。

请参照图2，图2根据本公开内容的一实施例绘示图1A中的变换器切换频率的变化曲线图。如先前所述，功率级120操作于临界导通模式，此时开关S1的切换频率FS(亦即控制信号VC的频率)与输入电压VAC以及负载有关。一般而言，操作在临界导通模式的变换器100的切换频率FS可表示为下式(1)：

其中，PIN为变换器100的输入功率，UAC为输入电压VAC的有效值，且为输入电压VAC的瞬时值。如图2所示，当输入电压VAC达到峰值时，频率FS降到最低。随着输入电压VAC变小以及负载降低，频率FS越来越高。当输入电压VAC降低至0V时，频率FS会变得越来越高。在实际应用上，为了避免频率FS变得太高，控制器140会预设最大频率限制值FSMAX。如图2所示，开关S1的实际切换频率FS的最大值将会被限制在最大频率限制值FSMAX内。

当变换器100工作于轻载时，若开关S1的切换频率FS过高，将导致开关S1的损耗增加，进而使变换器100的转换效率降低。此外，如图1A所示，控制器140需要额外的绕组来检测电感电流IL的过零点信号ZCD，造成变换器100的电感L的体积与设计复杂度相应增加。为了改善此问题，本公开内容后续段落将提出了一种控制方法，以改善变换器100操作于轻载时的转换效率，并可降低变换器100的体积与成本。

根据上述图2与式(1)，当θ＝90度时，操作在临界导通模式的变换器100的切换频率FS可为最低，其可表示为下式(2)：

其中，POUT为变换器100的输出功率，且η为变换器100的效率。由式(2)可得知，在输入电压VAC为固定时，切换频率FS(θ＝90°)与输出功率POUT为反比。换句话说，随着输出功率POUT增加，切换频率FS(θ＝90°)会越来越小。

请参照图3，图3根据本公开内容的一实施例绘示图1A中的变换器切换频率与负载变化的曲线图。在图3中的额定功率PRATED定义为变换器100工作于满载时的输出功率。在大多数的应用中，变换器100操作于轻载的状态。因此，于本公开内容的各个实施例中，在特定的输入电压VAC下，变换器100操作于临界导通模式以及半载(亦即50％的额定功率PRATED)时的最低切换频率FS(θ＝90°)定义为基准频率FSET。

如图3所示，倾斜线301为开关S1的切换频率FS(θ＝90°)随负载变化的曲线。如倾斜线301所示，变换器100的最低切换频率FS(θ＝90°)会随着负载的减少而增加。当负载小于50％(半载状态)时甚至更小时，最低切换频率FS(θ＝90°)会变得很高，而使变换器100的效率变低。为了解决这一问题，本公开内容提出了一种控制方法，以使开关S1的实际切换频率FS将可被限定在图3中的变化范围AREA内。

于一些实施例中，当负载小于50％(半载状态)时，功率级120设置以操作于不连续导通模式，此时开关S1的切换频率FS限制在临界频率FMAX至临界频率FMIN之间。而当负载大于等于50％时，功率级120将操作在临界导通模式或临界导通与不连续导通的混合模式。通过此种设置方式，变换器100的工作频率稳定地限制于变化范围AREA中，以提高其转换效率。

请参照图4，图4为根据本公开内容的一实施例绘示图1A中的变换器操作于不连续导通模式时的电感电流波形图。

在图4所示的电压VDS为开关S1的漏极-源极电压。如图4所示，电感电流IL释放至0时，电感L、寄生电容CS1与寄生电容CD1发生谐振。当开关S1的漏极-源极电压VDS谐振到最低处时(例如：时刻t1、时刻t2或时刻t3所对应的电压值)，使开关S1导通。

也就是说，不同的导通时刻决定了控制信号VC的频率(亦即开关S1的切换频率)。举例而言，在时刻t1开通，开关S1的切换频率为最高。反之，在时刻t3开通，开关S1的切换频率FS为最低。

因此，本案所提出的控制器(如后述图5的控制器540)与控制方法(如后述图6的控制方法600)利用侦测变换器100的电压信息或电流信息，来对不同的开通时刻点进行预测，以使开关S1的切换频率可限制在前述的频率范围AREA内。

请再次参照图4，在图4中所示的TON为开关S1的导通时间，TOFF为开关S1关断时至电感电流IL下降至0之间的下降时间，且TR为电感L、寄生电容CS1与寄生电容CD1的谐振周期。其中，导通时间TON与下降时间TOFF满足下式(3)，且谐振周期TR满足下式(4)：

如图4所示，为了能满足不连续导通模式的操作方式，开关S1的切换周期TS(亦即切换频率FS的倒数)需满足下式(5)，其中K为非负整数。不同的K值可使开关S1在电压VDS中不同的波谷开通。因此，控制器140可通过选定特定的K值，可让切换频率FS限定于前述的频率范围AREA内。

以下段落将提出数个实施例，以实现上述将变换器100的切换频率FS稳定于频率范围AREA的作法，但本公开内容并不仅以下述的实施例为限。

请参照图5，图5为根据本公开内容的一实施例绘示一种变换器的示意图。如图5所示，变换器500包含功率级520以及控制器540。

于此例中，功率级520可为图1A所示的升压型的功率因数校正器，但不限于此。控制器540电性耦接功率级520，以传送控制信号VC控制功率级520的开关S1。如图5所示，控制器540包含取样模块542、反馈计算模块544以及预测模块546。

请一并参照图5与图6，图6为根据本公开内容的一实施例绘示一种控制方法的流程图。为方便说明，变换器500的操作将与控制方法600一并进行说明。

如图6所示，控制方法600包含步骤S620、步骤S640、步骤S660以及步骤S680。于步骤S620中，反馈计算模块544根据目标值以及功率级520的电压信息VDATA与/或电流信息IDATA计算导通时间TON，且预测模块546根据导通时间TON计算下降时间TOFF。于一些实施例中，前述的目标值可为功率级520预期输出的目标电压与/或目标电流。

请一并参照图5与图6。举例而言，步骤S620包含步骤S622与步骤S624。如图5所示，取样模块542电性耦接功率级520，以侦测功率级520的电压信息VDATA与电流信息IDATA中的至少一个。于一些实施例中，电压信息VDATA包含功率级520的输入电压VAC以及输出电压VBUS。于另一些实施例中，电流信息IDATA包含流经电感L的电感电流IL以及流经开关S1的电流。反馈计算模块544可为单输出电压闭环、双闭环控制，如输出电压外环和电感电流内环等类似形式的反馈电路，并根据变换器500预期输出的目标电压或目标电流产生导通时间TON(即步骤S622)。预测模块546可利用上式(3)，而根据导通时间TON计算下降时间TOFF(即步骤S624)。

需说明的是，于一些实施例中，若取样模块542取样到电压信息VDATA，则反馈计算模块544将根据电压信息VDATA与目标电压进行计算；而于另一些实施例中，若取样模块542取样到电流信息IDATA，则反馈计算模块544将根据电流信息IDATA与目标电流进行计算。

于步骤S640中，预测模块546利用上式(4)与式(5)，而根据导通时间TON、下降时间TOFF与对应电感L、寄生电容CS1以及寄生电容CD1的谐振周期TR来计算控制信号VC的切换周期TS。

于步骤S660中，预测模块546分别将切换周期TS与临界周期TMIN与临界周期TMAX进行比较，以调整切换周期TS。

于步骤S680中，当切换周期TS大于临界周期TMIN并小于临界周期TMAX时，或当切换周期TS大于临界周期TMAX且变换器500工作于大于50％的额定功率PRATED时，预测模块546输出具有切换周期TS的控制信号VC。

具体而言，上述的步骤S640可包含步骤S642、步骤S644以及步骤S646。上述谐振周期TR可经由测试或推估而得，并预先储存于预测模块546(亦即步骤S642)。预测模块546可利用式(3)计算而得下降时间TOFF，并进一步地利用式(5)而根据谐振周期TR与下降时间TOFF决定控制信号VC的切换周期TS。

例如，预测模块546可先将式(5)中K的初始值设置为0(亦即步骤S644)，并依此计算控制信号VC的切换周期TS(亦即步骤S646)。

再者，于步骤S660中，临界周期TMIN为前述的临界频率FMAX的倒数，临界周期TMAX为前述的临界频率FMIN的倒数，且临界TMAX大于临界周期TMIN。于各个实施例中，临界周期TMIN与临界频率FMAX可表示为下式(6)：

其中，TSET为前述基准频率FSET的倒数，且K1、K2为大于等于零的非负整数。于一些实施例中，可将K1与K2设置为1，亦即临界周期TMIN与临界周期TMAX之间至多相差两倍的谐振周期TR，其可表示为TMAX-TMIN≦2TR。

于一些实施例中，如图6所示，步骤S660包含步骤S662、步骤S664以及步骤S666。预测模块546比较先前于步骤S646所计算的切换周期TS与临界周期TMIN(亦即步骤S662)。若切换周期TS小于临界周期TMIN，预测模块546将逐渐增加K值(即步骤S664)，并重新计算切换周期TS(即步骤S646)。如此，预测模块546反复执行上述操作，直到切换周期TS大于临界周期TMIN。当预测模块546确认切换周期TS大于临界周期TMIN，预测模块546进一步地比较切换周期TS与临界周期TMAX(亦即步骤S666)。

如图6所示，步骤S680包含步骤S682、步骤S684以及步骤S686。若切换周期TS已小于临界周期TMAX时，预测模块546可输出具有切换周期TS的控制信号VC(亦即步骤S682)，以控制功率级520的开关(例如为开关S1)。若切换周期TS大于临界周期TMAX时，预测模块546进一步地确认功率级520是否工作于大于50％的额定功率PRATED(亦即步骤S684)。若功率级520工作于大于50％的额定功率PRATED，预测模块546确认目前负载状态大于50％，则输出具有切换周期TS的控制信号VC(亦即步骤S682)。反之，若功率级520工作小于50％的额定功率PRATED，代表切换周期FS计算可能有误，此时预测模块546可输出具有与前一周期相同的切换周期FS的控制信号VC或是输出具有预设周期的控制信号VC，以接续控制功率级520(亦即步骤S686)。

举例来说，当负载为轻载(小于50％的额定功率PRATED)时，预测模块546先取K＝0而将切换周期TS计算为:TS＝TON+TOFF+TR/2。此时，预测模块546将切换周期TS与临界周期TMIN比较，若切换周期TS小于临界周期TMIN，则将K值增加1而将切换周期TS计算为:TS＝TON+TOFF+TR/2+TR。如果若切换周期TS仍小于临界周期TMIN，则再将K值增加1，产生新的切换周期TS。当切换周期TS经调整后大于临界周期TMIN时(亦即控制信号VC的切换频率FS小于临界频率FMAX)，预测模块546进一步地确认切换周期TS是否小于临界周期TMAX。如果预测模块546判断切换周期TS小于临界周期TMAX，则预测模块546可输出具有此时的切换周期TS的控制信号VC，以控制功率级520。请参照图7，图7为根据本公开内容的一实施例绘示图5的变换器的切换频率的曲线图。如图7所示，当负载为轻载时，通过上述操作，预测模块546即可确保控制信号VC的切换频率FS限制在[FMIN,FMAX]内。亦即，将切换频率FS保持在前述的频率范围AREA内。

当负载大于等于50％时，过程同上，在此不再详述。值得注意的是，在负载大于等于50％时，由图3可知，会出现切换周期TS大于临界周期TMAX的情形(亦即切换频率FS小于临界频率FMIN)。此时，预测模块546也可输出具有此切换周期TS的控制信号VC，而使切换频率FS仍保持在范围AREA内。

上述的实施例仅以功率级520为图1A所示的升压型PFC为例，但本公开内容并不以此为限。于各个实施例中，功率级520还可为升压型(boost)变换器、降压型(buck)变换器、反激式(flyback)变换器、正激式(forward)变换器、升降压型(Buck-Boost)变换器、升压式(Boost)功率因数校正器、无桥功率因数校正器。于各个实施例中，前述的无桥功率因数校正可包含H桥功率因数校正器、图腾柱(Totem-pole)功率因数校正器或双升压型(DualBoost)功率因数校正器等。

请参照图8，图8为根据本公开内容的一实施例绘示一种H桥功率因数校正器的示意图。举例而言，于一些实施例，功率级520可为H桥功率因数校正器800。如图8所示，H桥功率因数校正器800包含开关S1、开关S2、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4以及输出电容COUT。

在输入电压VAC的正半周，当开关S1与开关S2导通时，流经电感L的电流IL上升，电流IL将流经电感L、开关S1以及开关S2。而当开关S1与开关S2关断时，流经电感的电流IL开始下降，电流IL将流经电感L、二极管D1以及二极管D4，以对输出电容COUT充电。当电感L的电流IL下降到0时，二极管D1为截止。此时，电感L、开关S1的寄生电容CS1或开关S2的寄生电容CS2与二极管D1的寄生电容CD1发生谐振，对应的谐振周期满足下式(7)：

当谐振发生时，电感电流IL的方向为正时(如图8所标示的方向)，则对应的谐振周期为式(7)中的TR1。而当电感电流IL的方向为负时，则对应的谐振周期为式(7)中的TR2。

在输入电压VAC的负半周，当开关S1与开关S2导通时，流经电感L的电流IL上升，电流IL将流经电感L、开关S1以及开关S2。而当开关S1与开关S2关断时，电感电流IL开始下降，电流IL将流经电感、二极管D3以及二极管D2，以对输出电容COUT充电。当电感L的电流IL下降到0时，二极管D2为截止。此时，电感L、开关S1的寄生电容CS1或开关S2的寄生电容CS2与二极管D2的寄生电容CD2发生谐振，对应的谐振周期满足下式(8)：

同样的，当谐振发生时，电感电流IL的方向为正时，则对应的谐振周期为式(8)中的TR3。而当电感电流IL的方向为负时，则对应的谐振周期为式(7)中的TR4。

因此，可对上述谐振周期TR1、TR2、TR3以及TR4进行测量或估算，并预先储存于预测模块546内，以使预测模块546可通过各个谐振周期TR1、TR2、TR3以及TR4计算切换周期TS。

请参照图9，图9为根据本公开内容的一实施例绘示一种图腾柱功率因数校正器的示意图。于另一些实施例，功率级520亦可为图腾柱功率因数校正器900。如图9所示，图腾柱功率因数校正器900包含电感L、开关S1、开关S2、二极管D1、二极管D2以及输出电容COUT。

在输入电压VAC的正半周，开关S1为关断。当开关S2导通时，流经电感L的电流IL上升，电流IL将流经电感L、开关S2以及二极管D2。而当开关S2关断时，流经电感的电流IL开始下降，电流IL将流经电感L、开关S1的寄生二极管DS1以及二极管D2，以对输出电容COUT充电。当电感L的电流IL下降到0时，寄生二极管DS1为截止。此时，电感L、开关S1的寄生电容CS1与开关S2的寄生电容CS2发生谐振，对应的谐振周期将满足下式(10)。

反之，在输入电压VAC的负半周，开关S2为关断。当开关S1导通时，流经电感L的电流IL上升，电流IL将流经二极管D1、开关S1与电感L。而当开关S1关断时，流经电感的电流IL开始下降，电流IL流经二极管D2、开关S2的寄生二极管DS2以及电感L，以对输出电容COUT充电。当电感L的电流IL下降到0时，寄生二极管DS2为截止。此时，电感L、开关S1的寄生电容CS1与开关S2的寄生电容CS2发生谐振，对应的谐振周期亦满足下式(10)：

同理，可对上述谐振周期TR进行测量或估算，并将其预先储存于预测模块546，以使预测模块546可通过谐振周期TR计算切换周期TS。

于本公开内容各个实施例中，上述控制器540的具体实施方式可为软件、硬件与/或固件。举例来说，若以执行速度及精确性为主要考量，则控制器540的各个单元基本上可选用硬件与/或固件为主，例如使用数位控制晶片等方式进行实现。若以设计弹性为主要考量，则控制器540的各个单元基本上可选用软件为主，例如使用有限状态机等方式进行实现。或者，控制器540的各个单元可同时采用软件、硬件及固件协同作业。本领域技术人员可视实际需求选择控制器540的具体实施方式。

综上所述，本公开内容所公开的变换器、控制器与控制方法可使变换器在轻载或较轻载时的切换频率稳定于一特定范围，以减少开关切换的损耗，进而改善变换器的转换效率。

虽然本公开内容已以实施方式公开如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本公开内容的精神和范围内，当可作各种的变动与润饰，因此本公开内容的保护范围当视权利要求所界定者为准。

Claims

1.一种控制方法，用以控制一变换器，其中该变换器至少包含一开关与一电感，该开关电性耦接于该电感，该开关根据一控制信号选择性地导通或关断，以使该电感储存或释放能量，当该电感的能量释放完后，该电感与该开关的一寄生电容发生谐振，其中该控制方法包含：

根据该变换器的一电压信息与一电流信息中至少一个计算一导通时间与一下降时间；

根据该导通时间、该下降时间与对应于该电感与该寄生电容的一谐振周期计算该控制信号的一切换周期；

将该切换周期与一第一临界周期以及一第二临界周期进行比较，以调整该切换周期，其中该第二临界周期大于该第一临界周期；以及

当该切换周期大于该第一临界周期并小于该第二临界周期时，或当该切换周期大于该第二临界周期且该变换器工作于大于50％的一额定功率时，输出具有该切换周期的该控制信号；

其中，该切换周期满足下式：

TS＝TON+TOFF+(2K+1)×(TR/2)；

其中，TS为该切换周期、TOFF为该下降时间，TON为该导通时间，TR为该谐振周期，且K为一非负整数，其中调整该切换周期的步骤包含：

将K的初始值设置为0，并比较该切换周期与该第一临界周期；以及

当该切换周期小于该第一临界周期时，逐渐增加K，直到该切换周期大于该第一临界周期。

2.如权利要求1所述的控制方法，其中计算该下降时间的步骤包含：

侦测该电压信息与该电流信息中的至少一个，其中该电压信息包含该变换器的一输入电压或一输出电压，该电流信息包含流经该电感的电流或流经该开关的电流；以及

根据该电压信息与该电流信息中的至少一个与一目标值产生该导通时间；以及

根据该输入电压、该输出电压以及该导通时间计算该下降时间。

3.如权利要求1所述的控制方法，其中输出该控制信号的步骤包含：

当该切换周期大于该第一临界周期时，比较该切换周期与该第二临界周期；以及

当该切换周期小于该第二临界周期时，输出具有该切换周期的该控制信号。

4.如权利要求3所述的控制方法，其中输出该控制信号的步骤还包含：

当该切换周期大于该第二临界周期时，确认该变换器是否工作于大于50％的该额定功率；

当该变换器工作于大于50％的该额定功率时，输出具有该切换周期的该控制信号；以及

当该变换器工作于小于等于50％的该额定功率时，输出具有与前一周期相同的该切换周期的该控制信号或具有一预设周期的该控制信号。

5.如权利要求1至4任一所述的控制方法，其中该第一临界周期与该第二临界周期满足下列特定关系：

其中，TMIN为该第一临界周期、TMAX为该第二临界周期，TR为该谐振周期，K1与K2为一非负整数，且FSET为该开关在该变换器操作于临界导通模式以及50％的该额定功率时的一最低切换频率。

6.一种控制器，用以产生一控制信号，以控制一变换器中的一开关，该开关电性耦接至一电感，并根据该控制信号选择性地导通或关断，以使该电感储存或释放能量，当该电感的能量释放完后，该电感与该开关的一寄生电容发生谐振，其中该控制器包含：

一取样模块，电性耦接该变换器，以侦测该变换器的一电压信息与一电流信息中至少一个；

一反馈计算模块，用以根据该电压信息与该电流信息中的至少一个与一目标值产生一导通时间；以及

一预测模块，用以根据该导通时间计算一下降时间，并根据该导通时间、该下降时间与对应于该电感与该寄生电容的一谐振周期计算该控制信号的一切换周期；

其中该预测模块更比较该切换周期与一第一临界周期，以调整该切换周期，

当该切换周期大于该第一临界周期时，该预测模块输出具有该切换周期的该控制信号；

其中，该切换周期满足下式：

TS＝TON+TOFF+(2K+1)×(TR/2)；

其中，TS为该切换周期、TOFF为该下降时间，TON为该导通时间，TR为该谐振周期，且K为一非负整数，

其中，该预测模块将K的初始值设置为0，并比较该切换周期与该第一临界周期，当该切换周期小于该第一临界周期时，该预测模块逐渐增加K，直到该切换周期大于该第一临界周期。

7.如权利要求6所述的控制器，其中该电压信息包含该变换器的一输入电压以及一输出电压，该电流信息包含流经该电感的电流以及流经该开关的电流，该预测模块用以根据该输入电压、该输出电压以及该导通时间产生该下降时间。

8.如权利要求6所述的控制器，其中当该切换周期大于该第一临界周期时，该预测模块还用以比较该切换周期与一第二临界周期，当该切换周期小于该第二临界周期时，该预测模块输出具有该切换周期的该控制信号。

9.如权利要求8所述的控制器，其中该第一临界周期与该第二临界周期满足下列特定关系：

其中，TMIN为该第一临界周期、TMAX为该第二临界周期，TR为该谐振周期，K1与K2为一非负整数，且FSET为该开关在该变换器操作于临界导通模式以及50％的一额定功率时的一最低切换频率。

10.如权利要求8所述的控制器，其中当该切换周期大于该第二临界周期时，该预测模块还用以确认该变换器是否工作于大于50％的一额定功率，当该变换器工作于大于50％的该额定功率时，该预测模块输出具有该切换周期的该控制信号，而当该变换器工作于小于等于50％的该额定功率时，该预测模块输出具有与前一周期相同的该切换周期的该控制信号或具有一预设周期的该控制信号。

11.如权利要求10所述的控制器，其中该第一临界周期与该第二临界周期满足下列特定关系：

12.如权利要求6至11任一所述的控制器，其中该反馈计算模块包含一单输出电压闭环、或一双闭环控制电路，其中该双闭环控制电路包含一输出电压外环与一电感电流内环。

13.一种变换器，包含：

一功率级，用以产生一输出电压，该功率级包含：

一电感，用以接收一直流电压；以及

一开关，电性耦接该电感，并根据一控制信号选择性导通或关断，以使该电感储存或释放能量而调整该输出电压，其中该电感的能量释放完成时，该电感与该开关的一寄生电容产生谐振；以及

一控制器，包含：

一反馈计算模块，用以根据一目标值以及该功率级的一电压信息与一电流信息中的至少一个计算一导通时间；以及

其中该预测模块更比较该切换周期与一第一临界周期，以调整该切换周期，当该切换周期大于该第一临界周期时，该预测模块输出具有该切换周期的该控制信号；

其中，该切换周期满足下式：

TS＝TON+TOFF+(2K+1)×(TR/2)；

其中，TS为该切换周期、TOFF为该下降时间，TON为该导通时间，TR为该谐振周期，且K为一非负整数；

14.如权利要求13所述的变换器，其中该控制器还包含：

一取样模块，电性耦接于该功率级，以侦测该电压信息与该电流信息中的至少一个，其中该电压信息包含该功率器的一输入电压以及该输出电压，且该电流信息包含流经该电感的电流以及流经该开关的电流，

其中该预测模块还根据该输入电压、该输出电压以及该导通时间产生该下降时间。

15.如权利要求13所述的变换器，其中当该切换周期大于该第一临界周期时，该预测模块还用以比较该切换周期与一第二临界周期，当该切换周期小于该第二临界周期时，该预测模块输出具有该切换周期的该控制信号。

16.如权利要求15所述的变换器，其中该第一临界周期与该第二临界周期满足下列特定关系：

17.如权利要求15所述的变换器，其中当该切换周期大于该第二临界周期时，该预测模块更确认该功率级是否工作于大于50％的一额定功率，当该功率级工作于大于50％的该额定功率时，该预测模块输出具有该切换周期的该控制信号，而当该功率级工作于小于等于50％的该额定功率时，该预测模块输出具有与前一周期相同的该切换周期的该控制信号或具有一预设周期的该控制信号。

18.如权利要求17所述的变换器，其中该第一临界周期与该第二临界周期满足下列特定关系：

19.如权利要求13所述的变换器，其中该反馈计算模块包含一单输出电压闭环或一双闭环控制电路，其中该双闭环控制电路包含一输出电压外环与一电感电流内环。

20.如权利要求13所述的变换器，其中该功率级为一升压型功率因数校正器，该升压型功率因数校正器还包含：

一整流电路，电性耦接该电感，并用以根据一输入电压产生该直流电压；

一二极管，电性耦接该电感与该开关，其中该谐振周期还对应于该二极管的寄生电容以及该开关的寄生电容；以及

一输出电容，电性耦接该二极管，以输出该输出电压。

21.如权利要求13所述的变换器，其中该功率级包含一升压型变换器、一降压型变换器、一反激式变换器、一正激式变换器、一升降压型变换器、一升压型功率因数校正器、一无桥功率因数校正器。