CN102801300B - 原边反馈控制的开关电源线损补偿***及方法 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种原边反馈控制的开关电源线损补偿***及方法，所述***包括：采样保持电路，恒压环路误差放大器、补偿网络，可调低通滤波器，电压电流转换器；所述采样保持电路、恒压环路误差放大器、可调低通滤波器、电压电流转换器依次连接，电压电流转换器的输出接入采样保持电路，所述补偿网络分别连接恒压环路误差放大器的输入及输出。本发明提出的原边反馈控制的开关电源线损补偿***及方法，可应用于原边反馈领域的、无需外部补偿电容或者电阻的线损补偿，可以补偿输出导线的线损压降，从而实现输出电压的恒定。

Description

原边反馈控制的开关电源线损补偿***及方法

技术领域

本发明属于集成电路技术领域，涉及一种原边反馈控制的开关电源，尤其涉及一种原边反馈控制的开关电源线损补偿***；同时，本发明还涉及一种原边反馈控制的开关电源线损补偿方法。

背景技术

电源变换器是电子***中必不可少的组件。众所周知，电源变换起包括线形变换器和开关电源变换器两种主要类型，在转换方式上又可以分为隔离式和非隔离式两种类型。开关电源变换器能够实现高转换效率，因而在中到大功率场合得到了广泛的应用，而在小功率场合特别是几瓦以下的***，以线性变换器为主。近年来，在目前小功率场合，开关电源变换器也开始逐步取代线性变换器，而其中一个重要因素就是开关电源变换器开始在***成本上逐步接近线性变换器的成本。在目前节能降耗成为潮流的今天，以高效率开关电源变换器替代线性变换器已成大势所趋。在开关电源场合，广泛适用的是隔离式变换器，因为隔离式开关电源变换器可以保护负载免受输入母线的高压冲击和损坏，在电信无线网络、汽车和医疗设备中具备广泛的应用。在隔离式变换器各种拓扑中，由于反激变换器（flyback converter）拓扑无需输出滤波电感，电路结构简单、输出隔离、成本低，在终端设备的应用中占有很高的比例，图1显示了传统的可以应用在充电器场合的隔离式反激变换器应用图，图2为该***电流电压输出曲线。

从图1可以看出，通常隔离式开关电源变换器输出电压的采样信号采用光耦反馈实现输出恒压（CV，Constant Voltage0，包含TL431及其隔离反馈补偿网络，还有次级恒流（CC，Constant Current）控制电路。从图1可知，采用隔离反馈的可以应用在充电器场合的反激变换器电路设计复杂，应用成本较高，不适合应用于小功率场合。近年来在反激变换器拓扑中，出现了原边调制（PSR,PrimarySide Regulation）技术,原边调制技术无需次级光耦，Tl431，和次级恒流等次级控制电路，所以***成本大为下降。因为在小功率充电器场合，小体积和低成本是直接需要考虑的因素，比如对于3、5W的手机充电器，电阻的成本都是非常重要的，更不要说PCB的大小以及其他的一些因素。

目前市场上已经推出了很多采用原边调制技术的IC，这些IC基于***工作在不连续模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode），采用了不同的恒流恒压（CC/CV）控制，目前已经有很多中外专利和发表的文献描述了不同的实现方式，比如专利CN200810093354.X,CN200610057268.4,等等，在此就不再一一列举。其主要思想如下：

假定***在不连续（DCM）模式下工作，其功率传输方程为：

$P=\frac{\mathrm{\η}}{2}\×L_m\×I_{\mathrm{pk}}^2\×f_S=V_o\×I_o---\left(1\right)$

在上述方程中，P为输出功率，Vo和Io分别为***输出电压和电流，η为***转换效率，Lm为变压器电感，fs为***频率，Ipk为每个开关周期内***电感电流的峰值，在上式中我们假定为原边电感电流的峰值。在DCM模式下，一个开关周期内信号波形图如图3所示。

在图3中，芯片内部需要产生一个消磁信号DEM，记录每次开关周期内变压器电感消磁时间Tdem，利用此信息来做CC/CV控制。

假定***进入CC模式，这时候有：

$I_o=\frac{\mathrm{\η}\×L_m\×I_{\mathrm{pk}}^2\×f_S}{2V_o}---\left(2\right)$

在CC模式下，需要使Io为恒定值，并且此值需要与Vo，Lm,输入线电压都无关。众所周知，在DCM模式下，变压器消磁时间Tdem与输出电压Vo,Lm的关系如下：

$\frac{V_o}{L_m}\×T_{\mathrm{dem}}=\frac{N_S}{N_P}\×I_{\mathrm{pk}}---\left(3\right)$

在上式中，Np与Ns分别为变压器原边与次级的匝数。结合(2)(3)式，有

$I_o=\frac{\mathrm{\η}}{2}\×I_{\mathrm{pk}}\×\frac{N_P}{N_S}\×f_S\×T_{\mathrm{dem}}---\left(4\right)$

通过（4）式可知，实现CC有两种方法，一种方法是PFM（Pulse FrequencyModulation）控制，具体实现为：使Ipk为固定值，另外使fs与Tdem的乘积为常数。这样Io即为常数，与输出电压Vo，变压器感量Lm，和输入线电压都无关。第二种实现CC的方法为PWM（Pulse Width Modulation），具体实现为，使fs为固定值，另外使Tdem与Ipk的乘积为常数，也就是通过检测到的Tdem信息调制占空比。不管是PFM，还是PWM，都是通过过流保护OCP（Over currentprotection）来实现，区别就是：在PFM中，此过流保护器的比较阈值为固定值；在PWM控制中，此过流保护比较阈值为变化值，受Tdem调制。在这两种实现方法中，都需要对变压器电感电流进行精确检测，否则会导致CC效果变差（根据4式可知）。

CC实现后，即可实现CV，只要在Tdem结束前对辅助绕组Naux输出电压的平台区域进行采样（如图3所示的“平台采样”），在具体实现中，可利用电阻分压采样图1中辅助绕组Naux的电压(在图1中整流二极管D1之前的绕组电压)，此电压在GATE关断后直到消磁结束前的平台区域的值与输出电压成比例，比例系数为辅助绕组与次级绕组匝数比，即Naux/Ns。利用采样到的电压信息进行CV控制。

综上所述，在隔离式原边调制恒流恒压控制器中，需要采样变压器电感消磁信息以在功率控制器内获得消磁脉宽。利用此消磁脉宽信息进行CC/CV处理，方法可以有PFM或者PWM，两者都需要精确检测变压器电感电流以获得精确的CC值。

然而采用上述方案及其变化形式而设计的原边控制恒流恒压***有个重大缺陷：在一般情况下，稳压调节是针对负载一个变量而进行调节的。但是在实际应用尤其是手机充电器等领域中，随着电源输出导线的规格不同，长度不同，输出导线的电阻Rcable会很大，它也会引起输出电压的不稳定。如下图所示：

当输出线缆电阻Rcable存在时，芯片U1的反馈检测脚FB在Q1关断后检测到的辅助绕组Naux实际平台电压（见图3和图4）为：

$V_{\mathrm{FB}}=\frac{R3}{R2+R3}\×\frac{N_{\mathrm{aux}}}{N_S}\×(\mathrm{Vout}+\mathrm{Vd}+\mathrm{Iout}*\mathrm{Rcable})$

上式中，Iout为输出电流，Vd为输出整流二极管D1的压降，Naux为辅助绕组匝数，Ns为次级绕组匝数，R2和R3为辅助绕组分压电阻，见图4。所以Vout实际电压为：

$\mathrm{Vout}=\frac{R2+R3}{R2}*\frac{N_S}{N_{\mathrm{aux}}}-\mathrm{Vd}-\mathrm{Iout}*\mathrm{Rcable}$

从上式可知，当输出导线选定后，其导线电阻Rcable是一个固定的值，但输出电流Iout却是一个随着负载变化的量，而控制环路只对Vout一个变量进行稳压调节，没有对Iout进行稳压调节，所以控制环路失去了对输出的稳压控制。

目前市面上的PSR芯片产品主要是通过外部电阻或者电容来实现线损补偿，比如BCD公司的AP3706/3708/3768/3770和昂宝公司的OB2520，等等。但是外部线损补偿器件会增加***成本，因此迫切需要一种内置式的线损补偿电路来补偿Iout引起的输出电压的变化。，从而实现精准的输出稳压效果。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种原边反馈控制的开关电源线损补偿***，可应用在原边反馈领域的、无需外部补偿电容或者电阻的线损补偿，它可以补偿输出导线的线损压降，从而实现输出电压的恒定。

此外，本发明还提供一种原边反馈控制的开关电源线损补偿方法，可应用在原边反馈领域的、无需外部补偿电容或者电阻的线损补偿，它可以补偿输出导线的线损压降，从而实现输出电压的恒定。

为解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：

一种原边反馈控制的开关电源线损补偿***，所述***包括：采样保持电路，恒压环路误差放大器、补偿网络，可调低通滤波器，电压电流转换器；

所述采样保持电路、恒压环路误差放大器、可调低通滤波器、电压电流转换器依次连接，电压电流转换器的输出接入采样保持电路，所述补偿网络分别连接恒压环路误差放大器的输入及输出；

所述采样保持电路对辅助绕组进行平台采样，输出电压记为电压V_SH；

电压V SH通过恒压环路误差放大器与参考电压Vref进行误差比较放大，输出电压Vcomp至可调低通滤波器；

所述可调低通滤波器的控制信号为芯片的PWM输出信号，可调低通滤波器的输出为电压V_Lpf；

电压V_Lpf经过电压电流转换器输出线损补偿电流Icable；线损补偿电流Icable对输出线缆Rcable的压降进行补偿。

作为本发明的一种优选方案，所述恒压环路误差放大器为跨导放大器Gm；

所述补偿网络包括串联的补偿电容Cc及补偿电阻Rc，对恒压环路误差放大器进行串联补偿；

所述补偿电容Cc的一端接地，另一端连接补偿电阻Rc的一端，补偿电阻Rc的另一端连接跨导放大器Gm的输出。

作为本发明的一种优选方案，所述恒压环路误差放大器为固定增益放大器；

所述补偿网络包括第一电阻Rc1、第二电阻Rc2；第一电阻Rc1的一端连接参考电压Vref，另一端连接固定增益放大器的负极；第二电阻Rc2的一端连接固定增益放大器的负极，另一端连接固定增益放大器的输出；电压V_SH接入固定增益放大器的正极。

作为本发明的一种优选方案，所述可调低通滤波器包括反相器INV1、第一开关S1、第二开关S1b、第一电容C1、第二电容C2；

所述可调低通滤波器的频率点由PWM信号控制；恒压环路误差放大器的输出电压Vcomp与第一开关S1的一端连接，第一开关S1的另一端与第二开关S1b连接；

第一开关S1连接第一电容C1，第二开关S1b连接第二电容C2；第一开关S1、第二开关S1b的控制信号反向，通过反相器INV1来控制；第一开关S1与反相器INV1的一端连接，第二开关S1b与反相器INV1的另一端连接。

作为本发明的一种优选方案，所述电压电流转换器包括运算放大器A2、第三电阻R1、NMOS管M1，以及PMOS管M2、PMOS管M3组成的电流镜；

NMOS管M1的栅极连接运算放大器A2的输出；NMOS管M1的源极连接第三电阻R1的一端，第三电阻R1的同一端连接运算放大器A2的一个输入端；

NMOS管M1的漏极连接PMOS管M2的漏极、栅极，以及PMOS管M3的栅极。

一种上述原边反馈控制的开关电源线损补偿***的补充方法，所述方法包括如下步骤：

步骤S1、采样保持电路对辅助绕组进行平台采样，输出电压记为电压V_SH；

步骤S2、电压V_SH通过恒压环路误差放大器与参考电压Vref进行误差比较放大，输出电压Vcomp至可调低通滤波器；

步骤S3、可调低通滤波器的控制信号为芯片的PWM输出信号，可调低通滤波器的输出为电压V_Lpf；

步骤S4、电压V_Lpf经过电压电流转换器输出线损补偿电流Icable；线损补偿电流Icable对输出线缆Rcable的压降进行补偿。

作为本发明的一种优选方案，所述恒压环路误差放大器为跨导放大器Gm；

所述补偿网络包括串联的补偿电容Cc及补偿电阻Rc，对恒压环路误差放大器进行串联补偿；

所述补偿电容Cc的一端接地，另一端连接补偿电阻Rc的一端，补偿电阻Rc的另一端连接跨导放大器Gm的输出。

作为本发明的一种优选方案，所述恒压环路误差放大器为固定增益放大器；

所述补偿网络包括第一电阻Rc1、第二电阻Rc2；第一电阻Rc1的一端连接参考电压Vref，另一端连接固定增益放大器的负极；第二电阻Rc2的一端连接固定增益放大器的负极，另一端连接固定增益放大器的输出；电压V_SH接入固定增益放大器的正极。

作为本发明的一种优选方案，所述可调低通滤波器包括反相器INV1、第一开关S1、第二开关S1b、第一电容C1、第二电容C2；

所述可调低通滤波器的频率点由PWM信号控制；恒压环路误差放大器的输出电压Vcomp与第一开关S1的一端连接，第一开关S1的另一端与第二开关S1b连接；

第一开关S1连接第一电容C1，第二开关S1b连接第二电容C2；第一开关S1、第二开关S1b的控制信号反向，通过反相器INV1来控制；第一开关S1与反相器INV1的一端连接，第二开关S1b与反相器INV1的另一端连接。

作为本发明的一种优选方案，所述电压电流转换器包括运算放大器A2、第三电阻R1、NMOS管M1，以及PMOS管M2、PMOS管M3组成的电流镜；

NMOS管M1的栅极连接运算放大器A2的输出；NMOS管M1的源极连接第三电阻R1的一端，第三电阻R1的同一端连接运算放大器A2的一个输入端；

NMOS管M1的漏极连接PMOS管M2的漏极、栅极，以及PMOS管M3的栅极。

本发明的有益效果在于：本发明提出的原边反馈控制的开关电源线损补偿***及方法，可应用于原边反馈领域的、无需外部补偿电容或者电阻的线损补偿，可以补偿输出导线的线损压降，从而实现输出电压的恒定。

附图说明

图1为传统的可以应用在充电器场合的隔离式反激变换器应用图。

图2为该***电流电压输出曲线图。

图3为在DCM模式下一个开关周期内信号波形图。

图4为现有原边控制恒流恒压***的组成示意图。

图5为本发明线损补偿***的组成示意图。

图6为CV环路误差放大器及其补偿网络的组成示意图。

图7为CV环路误差放大器及其补偿网络的另一组成示意图。

图8为可调低通滤波器的组成示意图。

图9为可调低通滤波器的幅频响应曲线图。

图10为电压电流转换器的组成示意图。

具体实施方式

下面结合附图详细说明本发明的优选实施例。

实施例一

请参阅图5，本发明揭示了一种原边反馈控制的开关电源线损补偿***，所述***包括：采样保持电路10，恒压环路误差放大器20、补偿网络30，可调低通滤波器40，电压电流转换器50。所述采样保持电路10、恒压环路误差放大器20、可调低通滤波器40、电压电流转换器50依次连接，电压电流转换器50的输出接入采样保持电路10；所述补偿网络30分别连接恒压环路误差放大器20的输入及输出。

采样保持电路10通过FB管脚对辅助绕组进行平台采样，如图3所示，输出电压为V_SH。电压V_SH通过恒压环路误差放大器20与参考电压Vref进行误差比较放大，输出Vcomp给可调低通滤波器40。可调低通滤波器40的控制信号为芯片的PWM输出信号，也就是图4的GATE输出信号，可调低通滤波器40的输出为VLpf。V_Lpf经过电压电流转换器输出线损补偿电流Icable。线损补偿电流Icable通过图4中的R2和R3对输出线缆Rcable的压降进行补偿。

请参阅图6，本实施例中，所述恒压环路误差放大器20为跨导放大器Gm；所述补偿网络包括串联的补偿电容Cc及补偿电阻Rc，对恒压环路误差放大器20进行串联补偿，输出为PI补偿（补偿电阻Rc与补偿电容Cc串联补偿）；所述补偿电容Cc的一端接地，另一端连接补偿电阻Rc的一端，补偿电阻Rc的另一端连接跨导放大器Gm的输出。

请参阅图8，所述可调低通滤波器40包括反相器INV1、第一开关S1、第二开关S1b、第一电容C1、第二电容C2。所述可调低通滤波器的-3dB频率点由PWM信号控制，如图8所示的F_PWM。第一开关S1、第二开关S1b和第一电容C1、第二电容C2组成了开关电容低通滤波器，输出为V_Lpf。

恒压环路误差放大器20的输出电压Vcomp与第一开关S1的一端连接，第一开关S1的另一端与第二开关S1b连接。第一开关S1连接第一电容C1，第二开关S1b连接第二电容C2；第一开关S1、第二开关S1b的控制信号反向，通过反相器INV1来控制；第一开关S1与反相器INV1的一端连接，第二开关S1b与反相器INV1的另一端连接。

图9中为可调低通滤波器的幅频响应曲线。从中可以看出，F_PWM频率越高，滤波器的-3dB点频率就越高。F_PWM频率越低，滤波器的-3dB点频率就越低。

请参阅图10，所述电压电流转换器50包括运算放大器A2、第三电阻R1、NMOS管M1，以及PMOS管M2、PMOS管M3组成的电流镜；电压电流转换器50实现电压电流转换，转换输出电流为Icable，输出到芯片FB管脚，从而实现线损补偿控制。

NMOS管M1的栅极连接运算放大器A2的输出；NMOS管M1的源极连接第三电阻R1的一端，第三电阻R1的同一端连接运算放大器A2的一个输入端。NMOS管M1的漏极连接PMOS管M2的漏极、栅极，以及PMOS管M3的栅极。

以上介绍了本发明原边反馈控制的开关电源线损补偿***的组成，本发明在揭示上述***的同时，还揭示一种上述原边反馈控制的开关电源线损补偿***的补充方法，所述方法包括如下步骤：

【步骤S1】采样保持电路对辅助绕组进行平台采样，输出电压记为电压V_SH；

【步骤S2】电压V_SH通过恒压环路误差放大器与参考电压Vref进行误差比较放大，输出电压Vcomp至可调低通滤波器；

【步骤S3】可调低通滤波器的控制信号为芯片的PWM输出信号，可调低通滤波器的输出为电压V_Lpf；

【步骤S4】电压V_Lpf经过电压电流转换器输出线损补偿电流Icable；线损补偿电流Icable对输出线缆Rcable的压降进行补偿。

实施例二

请参阅图7，本实施例与实施例一的区别在于，本实施例中，所述恒压环路误差放大器20为固定增益放大器。所述补偿网络包括第一电阻Rc1、第二电阻Rc2；第一电阻Rc1的一端连接参考电压Vref，另一端连接固定增益放大器的负极；第二电阻Rc2的一端连接固定增益放大器的负极，另一端连接固定增益放大器的输出；电压V_SH接入固定增益放大器的正极。恒压环路误差放大器20完成放大固定增益为Rc2/Rc1的功能。

综上所述，本发明提出的原边反馈控制的开关电源线损补偿***及方法，可应用于原边反馈领域的、无需外部补偿电容或者电阻的线损补偿，可以补偿输出导线的线损压降，从而实现输出电压的恒定。

本发明仅仅是以示例的方式被应用于电源变换器。但是应当认识到，本发明具有更广阔的应用范围。

这里本发明的描述和应用是说明性的，并非想将本发明的范围限制在上述实施例中。这里所披露的实施例的变形和改变是可能的，对于那些本领域的普通技术人员来说实施例的替换和等效的各种部件是公知的。本领域技术人员应该清楚的是，在不脱离本发明的精神或本质特征的情况下，本发明可以以其它形式、结构、布置、比例，以及用其它组件、材料和部件来实现。在不脱离本发明范围和精神的情况下，可以对这里所披露的实施例进行其它变形和改变。

Claims (10)

1.一种原边反馈控制的开关电源线损补偿***，其特征在于，所述***包括：采样保持电路，恒压环路误差放大器、补偿网络，可调低通滤波器，电压电流转换器；

所述采样保持电路、恒压环路误差放大器、可调低通滤波器、电压电流转换器依次连接，电压电流转换器的输出接入采样保持电路，所述补偿网络分别连接恒压环路误差放大器的输入及输出；

所述采样保持电路对辅助绕组进行平台采样，输出电压记为电压VSH；

电压V_SH通过恒压环路误差放大器与参考电压Vref进行误差比较放大，输出电压Vcomp至可调低通滤波器；

所述可调低通滤波器的控制信号为芯片的PWM输出信号，可调低通滤波器的输出为电压V_Lpf；

电压V_Lpf经过电压电流转换器输出线损补偿电流Icable；线损补偿电流Icable对输出线缆Rcable的压降进行补偿。

2.根据权利要求1所述的原边反馈控制的开关电源线损补偿***，其特征在于：

所述恒压环路误差放大器为跨导放大器Gm；

所述补偿网络包括串联的补偿电容Cc及补偿电阻Rc，对恒压环路误差放大器进行串联补偿；

所述补偿电容Cc的一端接地，另一端连接补偿电阻Rc的一端，补偿电阻Rc的另一端连接跨导放大器Gm的输出。

3.根据权利要求1所述的原边反馈控制的开关电源线损补偿***，其特征在于：

所述恒压环路误差放大器为固定增益放大器；

所述补偿网络包括第一电阻Rc1、第二电阻Rc2；第一电阻Rc1的一端连接参考电压Vref，另一端连接固定增益放大器的负极；第二电阻Rc2的一端连接固定增益放大器的负极，另一端连接固定增益放大器的输出；电压V_SH接入固定增益放大器的正极。

4.根据权利要求1至3之一所述的原边反馈控制的开关电源线损补偿***，其特征在于：

所述可调低通滤波器包括反相器INV1、第一开关S1、第二开关S1b、第一电容C1、第二电容C2；

所述可调低通滤波器的频率点由PWM信号控制；恒压环路误差放大器的输出电压Vcomp与第一开关S1的一端连接，第一开关S1的另一端与第二开关S1b连接；

第一开关S1连接第一电容C1，第二开关S1b连接第二电容C2；第一开关S1、第二开关S1b的控制信号反向，通过反相器INV1来控制；第一开关S1与反相器INV1的一端连接，第二开关S1b与反相器INV1的另一端连接。

5.根据权利要求1至3之一所述的原边反馈控制的开关电源线损补偿***，其特征在于：

所述电压电流转换器包括运算放大器A2、第三电阻R1、NMOS管M1，以及PMOS管M2、PMOS管M3组成的电流镜；

NMOS管M1的栅极连接运算放大器A2的输出；NMOS管M1的源极连接第三电阻R1的一端，第三电阻R1的同一端连接运算放大器A2的一个输入端；

NMOS管M1的漏极连接PMOS管M2的漏极、栅极，以及PMOS管M3的栅极。

6.一种权利要求1所述原边反馈控制的开关电源线损补偿***的补充方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤：

步骤S1、采样保持电路对辅助绕组进行平台采样，输出电压记为电压V_SH；

步骤S2、电压V_SH通过恒压环路误差放大器与参考电压Vref进行误差比较放大，输出电压Vcomp至可调低通滤波器；

步骤S3、可调低通滤波器的控制信号为芯片的PWM输出信号，可调低通滤波器的输出为电压V_Lpf；

步骤S4、电压V_Lpf经过电压电流转换器输出线损补偿电流Icable；线损补偿电流Icable对输出线缆Rcable的压降进行补偿。

7.根据权利要求6所述的补充方法，其特征在于：

所述恒压环路误差放大器为跨导放大器Gm；

所述补偿网络包括串联的补偿电容Cc及补偿电阻Rc，对恒压环路误差放大器进行串联补偿；

所述补偿电容Cc的一端接地，另一端连接补偿电阻Rc的一端，补偿电阻Rc的另一端连接跨导放大器Gm的输出。

8.根据权利要求6所述的补充方法，其特征在于：

所述恒压环路误差放大器为固定增益放大器；

所述补偿网络包括第一电阻Rc1、第二电阻Rc2；第一电阻Rc1的一端连接参考电压Vref，另一端连接固定增益放大器的负极；第二电阻Rc2的一端连接固定增益放大器的负极，另一端连接固定增益放大器的输出；电压V_SH接入固定增益放大器的正极。

9.根据权利要求7或8所述的补充方法，其特征在于：

所述可调低通滤波器包括反相器INV1、第一开关S1、第二开关S1b、第一电容C1、第二电容C2；

所述可调低通滤波器的频率点由PWM信号控制；恒压环路误差放大器的输出电压Vcomp与第一开关S1的一端连接，第一开关S1的另一端与第二开关S1b连接；

第一开关S1连接第一电容C1，第二开关S1b连接第二电容C2；第一开关S1、第二开关S1b的控制信号反向，通过反相器INV1来控制；第一开关S1与反相器INV1的一端连接，第二开关S1b与反相器INV1的另一端连接。

10.根据权利要求7或8所述的补充方法，其特征在于：

所述电压电流转换器包括运算放大器A2、第三电阻R1、NMOS管M1，以及PMOS管M2、PMOS管M3组成的电流镜；

NMOS管M1的栅极连接运算放大器A2的输出；NMOS管M1的源极连接第三电阻R1的一端，第三电阻R1的同一端连接运算放大器A2的一个输入端；

NMOS管M1的漏极连接PMOS管M2的漏极、栅极，以及PMOS管M3的栅极。