CN107046368B - 电源转换装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种电源转换装置，其包括电源转换电路、同步整流晶体管、同步整流控制电路、回授电路以及线损补偿电路。电源转换电路对输入电压进行电源转换，藉以产生输出电压，并且将输出电压提供给负载。同步整流晶体管串接于电源转换电路的二次侧电流路径上，并且受控于同步整流控制信号而切换导通状态。同步整流控制电路产生同步整流控制信号以控制同步整流晶体管的切换。回授电路产生关联于输出电压的输出指示电流。线损补偿电路依据同步整流控制信号从回授电路中汲取补偿电流，藉以基于补偿电流与输出指示电流的总和补偿输出电压。
Description
技术领域
本发明涉及一种电源转换装置，尤其涉及一种可补偿线路损失的电源转换装置。
背景技术
电源转换装置(power conversion apparatus)主要的用途是将电力公司所提供的高压且低稳定性的输入电压(input voltage)转换成适合各种电子装置(electronicdevice)使用的低压且稳定性较佳的直流输出电压(DC output voltage)。因此，电源转换装置广泛地应用在计算机、办公室自动化设备、工业控制设备以及通讯设备等电子装置中。
当负载端所需求的电源较大时，电源转换装置需要提供较大的输出电流以供负载使用，此时电源转换装置的运作状态称之为重载运作。在重载运作下，由于较大的输出电流通常会在输出在线造成压降，如此可能会使提供至负载端的电压超出规格。此种现象一般称之为线路损失(cable loss)。
在现有的电源转换装置中通常会采用一些线损补偿机制以补偿在重载运作时因线路损失所造成的输出电压压降。在一般常用的线损补偿方式中，其中一种为藉由检测功率开关的截止期间长度来判断输出电流大小，再据此决定输出电压的补偿量；其中另一种为藉由设置输出电流检测电路来直接检测输出电流大小，再据此决定输出电压的补偿量。
然而，由于当电源转换装置运作在连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)时，其截止期间为固定而不能反应输出电流大小，因此依据功率开关的截止期间进行线损补偿的方式仅能应用在非连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)的电源转换装置。
另一方面，由于一般电流检测电路的电流检测机制通常是藉由取样输出电流，再使取样电流流经一特定电阻，藉以通过量测该电阻上的跨压来判断流经该电阻的取样电流大小，再根据取样电流回推计算出输出电流大小。因此，在一般的输出电流检测方式下，其势必会造成额外的功率消耗。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种电源转换装置，藉以解决先前技术所述及的问题。
本发明的电源转换装置包括电源转换电路、同步整流晶体管、同步整流控制电路、回授电路以及线损补偿电路。电源转换电路用以对输入电压进行电源转换，藉以产生输出电压，并且将输出电压提供给负载。同步整流晶体管串接于电源转换电路的二次侧电流路径上，并且受控于同步整流控制信号而切换导通状态。同步整流控制电路耦接同步整流晶体管，用以产生同步整流控制信号以控制同步整流晶体管的切换。回授电路耦接电源转换电路，用以产生关联于输出电压的输出指示电流。线损补偿电路耦接同步整流控制电路与回授电路，用以依据同步整流控制信号从回授电路中汲取补偿电流，藉以基于补偿电流与输出指示电流的总和补偿输出电压。
基于上述，本发明提出一种电源转换装置，其包括一可利用同步整流控制信号作为线损补偿的依据的线损补偿电路。其中，所述线损补偿电路可基于同步整流控制信号产生对应于输出电流大小的补偿电流，并且据此补偿输出电压在重载时的线路损失。由于无论在DCM或CCM下，同步整流控制信号的波形皆可指示输出电流大小，因此本发明实施例的电源转换装置无论是运作在DCM或CCM下，皆可有效地进行线损补偿，而不会受限于电源转换装置的运作模式。此外，由于本发明实施例的电源转换装置并不需利用额外的电流检测电路直接对输出电流进行检测，因此电源转换装置的整体功率损耗得以降低。
为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。
附图说明
图1为本发明一实施例的电源转换装置的功能方框示意图；
图2为本发明一实施例的电源转换装置的电路示意图；
图3为本发明一实施例的电源转换装置的信号时序示意图；
图4为本发明另一实施例的电源转换装置的信号时序示意图。
附图标记：
100、200：电源转换装置
110、210：电源转换电路
120、220：同步整流晶体管
130、230：同步整流控制电路
140、240：回授电路
150、250：线损补偿电路
Ib：基极电流
Iout：输出电流
Iic：输出指示电流
Icomp：补偿电流
C1、C2：电容
Cin：输入电容
Cout：输出电容
CTP：控制芯片
GND1、GND2：接地端
NB、NC：节点
NP：一次侧绕组
NS：二次侧绕阻
PC：光耦合器
PSW：功率开关
LD：负载
Rb、Ri、R1、R2、R3、R4、R5：电阻
Spwm：脉宽调变信号
Ssr：同步整流控制信号
T：变压器
T1、T2、T3：周期
V1、V2、V3、Vb、Vnb：电压
Vin：输入电压
Vout：输出电压
Vth：障壁电压
Vfb：回授电压
U1：稳压器
Vu：稳压电压
Q1：晶体管
DCM：非连续导通模式
CCM：连续导通模式
具体实施方式
为了使本发明的内容可以被更容易明了，以下特举实施例做为本发明确实能够据以实施的范例。另外，凡可能之处，在附图及实施方式中使用相同标号的组件/构件/步骤，代表相同或类似部件。
图1为本发明一实施例的电源转换装置的示意图。请参照图1，本实施例的电源转换装置100包括电源转换电路110、同步整流晶体管120、同步整流控制电路130、回授电路140以及检测辅助电路130。
电源转换电路110可例如是具有同步整流功能(synchronous rectificationfunction)的返驰式电源转换器(flyback converter)。在本实施例中，电源转换电路110用以接收输入电压Vin，并且对输入电压Vin进行电源转换，藉以产生直流的输出电压Vout，其中输出电压Vout会被提供给负载LD，其中负载LD可例如为任何类型的电子装置，本发明不对此加以限制。
同步整流晶体管120串接于电源转换电路110的二次侧电流路径上(后续实施例的电路架构会具体显示)，并且受控于同步整流控制电路130所产生的同步整流控制信号Ssr而切换导通状态。
同步整流控制电路130耦接同步整流晶体管120，并且协同于电源转换电路110的功率开关(未显示)切换时序而提供对应的同步整流控制信号Ssr来控制同步整流晶体管120的切换，使得二次侧电源可被提供至负载LD端。
回授电路140耦接电源转换电路110，其可用以取样二次侧的输出端上的输出电压Vout，并且据以产生关联于输出电压Vout的输出指示电流Iic。另外，回授电路140还会将取样到的电压信息作为回授电压Vfb耦合回一次侧以提供给电源转换电路110作为控制的依据。
线损补偿电路150耦接同步整流控制电路130与回授电路140，其可用以依据同步整流控制电路130所产生的同步整流控制信号Ssr而从回授电路140中汲取对应的补偿电流Icomp。藉此，除了回授电路140中原先基于输出指示电流Iic所建立的电压之外，线损补偿电路150会基于所汲取的补偿电流Icomp而在回授电路140中建立额外的电压来补偿输出电压Vout。换言之，线损补偿电路150会基于补偿电流Icomp语输出指示电流Iic的总和来补偿输出电压Vout。
具体而言，在本实施例所应用的同步整流控制电路130中，其所产生的同步整流控制信号Ssr不论是操作在连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)或非连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)下，皆具有波形会随输出电流Iout大小/负载轻重变化的特性。本实施例的线损补偿电路150主要是利用所述特性作为判断电源转换电路110的运作状态的依据，基于同步整流控制信号Ssr产生关联于输出电流大小及负载LD轻重变化的补偿电流Icomp来补偿在大电流/重载时输出电压Vout的压降。
更具体地说，相较于依据功率开关的截止期间进行线损补偿的方式而言，本实施例的线损补偿方式可同时应用在DCM与CCM下，而不受限于电源转换电路110的运作模式。另一方面，相较于直接侦侧输出电流Iout并据以进行线损补偿的方式而言，本实施例的线损补偿方式由于不需直接对输出电流Iout进行检测，因此可以降低功率损耗。
以下以图2所显示的具体电路来说明本实施例的线损补偿机制。其中，图2为本发明一实施例的电源转换装置的电路示意图。
请参照图2，本实施例的电源转换装置200包括电源转换电路210、同步整流晶体管220、同步整流控制电路230、回授电路240以及线损补偿电路250。其中，电源转换电路210包括变压器T、输入电容Cin、功率开关PSW、控制芯片CTP以及输出电容Cout。线损补偿电路250包括电阻R1、电阻R2及Rb、电容C1以及晶体管Q1。回授电路240包括电阻R3、电阻R4与电阻R5、电容C2、稳压器U1以及光耦合器PC。
在电源转换电路210中，变压器T具有一次侧绕组(primary winding)Np与二次侧绕阻(secondary winding)Ns。其中，一次侧电路(一次侧绕组Np的一侧)是以接地端GND1作为电压参考点，并且二次侧电路(二次侧绕阻Ns的一侧)则是以接地端GND2作为电压参考点。其中，接地端GND1与GND2可以是相同或不同的接地面，本发明不对此加以限制。
变压器T的一次侧绕组Np的同名端(common-polarity terminal，即打点处)耦接功率开关PSW，并且变压器T的一次侧绕组Np的异名端(opposite-polarity terminal，即未打点处)用以接收输入电压Vin。变压器T的二次侧绕组Ns的同名端耦接输出电容Cout的第一端，并且变压器T的二次侧绕组Ns的异名端经由同步整流晶体管220耦接至输出电容Cout的第二端与二次侧的接地端GND2。
控制芯片CTP耦接功率开关PSW的控制端，藉以提供脉宽调变信号Spwm来控制功率开关PSW的切换。功率开关PSW于此例如是以NMOS为例。功率开关PSW的第一端(于此为漏极，但不仅限于此，可视功率开关PSW的类型而定)耦接变压器T的一次侧绕组Np的同名端，功率开关PSW的第二端(于此为源极)耦接接地端GND1，并且功率开关PSW的控制端(于此为栅极)则用以接收来自控制芯片120的脉宽调变信号Spwm。
输入电容Cin的第一端耦接一次侧绕组Np的异名端，并且输入电容Cin的第二端耦接接地端GND1。输出电容Cout的第一端耦接二次侧绕阻Ns的同名端，并且输出电容Cout的第二端耦接接地端GND2。
同步整流晶体管220于此例如是以NMOS为例。同步整流晶体管220的第一端(于此为漏极，但不仅限于此，可视同步整流晶体管220的类型而定)耦接输出电容Cout的第二端，同步整流晶体管220的第二端(于此为源极)耦接变压器T的二次侧绕组Ns的异名端，并且同步整流晶体管220的控制端(于此为栅极)用以接收来自同步整流控制电路23的同步整流控制信号Ssr。换言之，同步整流晶体管220的第一端与第二端是串接在二次侧绕阻Ns的电流路径上，因此同步整流晶体管220的导通状态会决定二次侧电流路径是否被中断。
在回授电路240中，电阻R3的第一端耦接输出电容Cout的第一端。电阻R4的第一端耦接电阻R3的第二端，并且电阻R4的第二端耦接接地端GND2。电阻R5的第一端耦接电阻R3的第二端与电阻R4的第一端。电容C2的第一端耦接电阻R5的第二端。
光耦合器PC的输入侧的第一端耦接电阻R3的第一端，并且光耦合器PC的输入侧的第二端耦接电容C2的第二端。光耦合器PC的输出侧的第一端输出回授电压Vfb，并且光耦合器PC的输出侧的第二端耦接接地端GND1。
稳压器U1的第一端耦接电容C2的第二端与光耦合器PC的输入侧的第二端，稳压器U1的第二端耦接接地端GND2，并且稳压器U1的稳压端耦接电阻R3的第二端与电阻R4的第一端(即，节点NC)，并且对节点NC上的电压进行稳压操作。
其中，光耦合器PC会协同于稳压器U1的运作而依据直流输出电压Vout在其输出侧产生关联于输出电压Vout大小的回授电压Vfb给控制芯片CTP，以令控制芯片CTP可依据回授电压Vfb作为控制功率开关PSW的依据。
在线损补偿电路250中，电阻R1的第一端耦接同步整流控制电路230的信号输出端，藉以接收同步整流控制信号Ssr。电阻R2的第一端耦接至节点NC(即，回授电路240中的电阻R4的第一端)。电容C1的第一端耦接电阻R1的第二端，并且电容C1的第二端耦接接地端GND2。晶体管Q1于此例如是以BJT为例。晶体管Q1的第一端(于此为集极)耦接电阻R2的第二端，晶体管Q1的第二端(于此为射极)耦接接地端GND2，并且晶体管Q1的基极耦接电阻R1的第二端与电容C1的第一端。
详细而言，在电源转换装置200处于正常运作下，控制芯片CTP会反应于负载的电源供应需求而对应地产生脉宽调变信号Spwm以控制电源转换电路210的运作。在此条件下，当功率开关PSW反应于控制芯片CTP所产生的脉宽调变信号Spwm而导通(turned on)时，输入电压Vin会跨接于变压器T的一次侧绕组Np，以至于变压器T的一次侧绕组Np的电感电流会线性增加而进行储能。与此同时，同步整流控制电路230在二次侧绕阻Ns侧会产生禁能的同步整流控制信号Ssr以截止(turned off)同步整流晶体管220。由于截止的同步整流晶体管220的阻隔，所以变压器T的二次侧绕阻Ns将无电流通过。
当功率开关PSW反应于控制芯片CTP所产生的脉宽调变信号Spwm而截止时，基于楞次定律(Lenz's law)，变压器T的一次侧绕组Np所储存的能量会转移至变压器T的二次侧绕阻Ns。与此同时，同步整流控制电路230在二次侧绕阻Ns侧会产生致能的同步整流控制信号Ssr以导通同步整流晶体管220。由于同步整流晶体管220被导通，所以转移至变压器T的二次侧绕组Ns的能量将会对输出电容Cout进行充电，并且供应输出电压Vout给负载(电子装置)。
由此可知，基于控制芯片CTP所产生的脉宽调变信号Spwm而交替地导通与截止功率开关PSW的运作方式，电源转换装置200即可持续地供应输出电压Vout。
另一方面，就线损补偿电路250的运作来看，在同步整流控制信号Ssr为致能的情况下，电容C1会反应于同步整流控制信号Ssr的电压准位而进行充电，使得节点NB上的电压Vnb会在同步整流控制信号Ssr的致能期间内逐步上升，并且在同步整流控制信号Ssr切换为禁能时被电容C1保持在特定的电压值上。
当晶体管Q1的基极与射极间的跨压超过障壁电压时，晶体管Q1会产生与基极电流具有倍数关系的射极电流，即流经电阻R2的补偿电流Icomp。在补偿电流Icomp尚未产生的情形下，输出电压Vout会等于输出指示电流Iic乘上电阻R3的电阻值(即，电阻R3的跨压)加上稳压电压Vu(以公式表示，即为Vout＝Iic*R3+Vu)。当补偿电流Icomp产生时，由于晶体管Q1是从节点Nc上额外汲取一路电流，使得流经电阻R3的电流变成输出指示电流Iic加上补偿电流Icomp。换言之，在补偿电流Icomp产生的情况下，输出电压Vout会等于输出指示电流Iic与补偿电流Icomp的电流值总和乘上电阻R3的电阻值加上稳压电压Vu(以公式表示，即为Vout＝(Iic+Icomp)*R3+Vu)。
由上述公式可知，当线损补偿电路250反应于同步整流控制信号Ssr而产生补偿电流Icomp时，其即会将输出电压Vout拉高，从而达成补偿输出电压Vout的效果。除此之外，由于补偿电流Icomp的大小是由节点NB上的电压Vnb决定，而电压Vnb的准位高低会与同步整流控制信号Ssr的电压准位与致能时间的乘积呈正相关，其中同步整流控制信号Ssr的电压准位与致能时间的乘积即会指示输出电流Iout大小。因此，本实施例的线损补偿电路250可实现随着输出电流Iout大小/负载轻重而提供对应的补偿值来补偿输出电压Vout的效果。
底下以图3与图4来分别说明本实施例的电源转换装置200运作在DCM与CCM下的信号时序。
电源转换装置200运作在DCM的信号时序如图3所示。请先同时参照图2与图3，由于在DCM下，功率开关PSW的截止期间不是固定的，因此同步整流控制信号Ssr的致能期间会随着功率开关PSW的截止期间而变动。此外，在同步整流控制信号Ssr的信号波形中，其具有会在特定期间后衰减的特性。换言之，在DCM下，同步整流控制信号Ssr的致能波形面积与输出电流Iout大小呈正相关。
本实施例是以负载逐渐增加的状况来说明电源转换装置200在不同负载下的运作。在周期T1内，此时负载较轻，同步整流控制信号Ssr的致能期间较短，使得晶体管Q1的基极电压Vb在周期T1内尚未超过障壁电压Vth，因此在周期T1内线损补偿电路250还不会对电源转换电路210作输出电压Vout补偿，故在周期T1内输出电压Vout的电压值会大致维持在V1上。
当负载提高时，如周期T2的运作情况，同步整流控制信号Ssr的致能期间会随的增加。由于电容C1会在同步整流控制信号Ssr的致能期间内持续被充电，使得晶体管Q1的基极电压Vb会超过障壁电压Vth。在此情况下，电压Vnb与基极电压Vb的压差会在电阻Rb上建立基极电流Ib，使得补偿电流Icomp会随之产生(与基极电流Ib有β倍数关系)。其中，输出电压Vout因为补偿电流Icomp的作用而被拉高至电压值V2，藉以补偿负载提高时所产生的压降。
类似地，在接续地周期T3内，随着输出负载持续增加，基极电流Ib也会随同步整流控制信号Ssr的致能期间面积增加而提高，使得补偿电流Icomp也增加，从而使输出电压Vout再从电压值V2被拉高至电压值V3，以补偿负载提高时所产生的压降。
电源转换装置200运作在CCM的信号时序如图4所示。请同时参照图2与图4，由于在CCM下，功率开关PSW的截止期间是固定的，使得同步整流控制信号Ssr的致能期间亦为固定。但是，当输出电流Iout较大时，同步整流控制信号Ssr会较慢才衰减；相反地，当输出电流Iout较小时，同步整流控制信号Ssr则会较早衰减。换言之，在CCM下，同步整流控制信号Ssr的致能波形面积与输出电流Iout大小同样呈正相关。
本实施例同样是以负载逐渐增加的状况来说明电源转换装置200在不同负载下的运作。在周期T1内，由于此时负载较轻，同步整流控制信号Ssr的电压准位会较早衰减，使得节点NB上的电压Vnb在周期T1内的电压准位较低，因此在周期T1内线损补偿电路250所产生的补偿电流Icomp较小，故在周期T1内输出电压Vout的电压值会大致维持在V1上。
当负载提高时，如周期T2的运作情况，同步整流控制信号Ssr的电压准位会延后到较晚才衰减，使得电容C1以高电压准位充电的时间较长，因此令节点NB上的电压Vnb的电压准位上升。在此情况下，由于基极电流Ib会随着电压Vnb的上升而随之上升，而补偿电流Icomp的大小又与基极电流Ib有倍数关系，因此输出电压Vout即可因为补偿电流Icomp的作用而从电压值V1被拉高至电压值V2，藉以补偿负载提高时所产生的压降。
类似地，在接续地周期T3内，随着输出负载持续增加，基极电流Ib也会随同步整流控制信号Ssr的致能期间面积增加而提高，使得补偿电流Icomp也增加，从而使输出电压Vout再从电压值V2被拉高至电压值V3，以补偿负载提高时所产生的压降。
综上所述，本发明提出一种电源转换装置，其包括一可利用同步整流控制信号作为线损补偿的依据的线损补偿电路。其中，所述线损补偿电路可基于同步整流控制信号产生对应于输出电流大小的补偿电流，并且据此补偿输出电压在重载时的线路损失。由于无论在DCM或CCM下，同步整流控制信号的波形皆可指示输出电流大小，因此本发明实施例的电源转换装置无论是运作在DCM或CCM下，皆可有效地进行线损补偿，而不会受限于电源转换装置的运作模式。此外，由于本发明实施例的电源转换装置并不需利用额外的电流检测电路直接对输出电流进行检测，因此电源转换装置的整体功率损耗得以降低。
虽然本发明已以实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的改动与润饰，故本发明的保护范围当视所附权利要求界定范围为准。
Claims (9)
1.一种电源转换装置，其特征在于，包括：
一电源转换电路，用以对一输入电压进行电源转换，藉以产生一输出电压，并且将所述输出电压提供给一负载；
一同步整流晶体管，串接于所述电源转换电路的一二次侧电流路径上，并且受控于一同步整流控制信号而切换导通状态；
一同步整流控制电路，耦接所述同步整流晶体管，用以产生所述同步整流控制信号以控制所述同步整流晶体管的切换；
一回授电路，耦接所述电源转换电路，用以产生关联于所述输出电压的一输出指示电流；以及
一线损补偿电路，耦接所述同步整流控制电路与所述回授电路，用以依据所述同步整流控制信号从所述回授电路中汲取一补偿电流，藉以基于所述补偿电流与所述输出指示电流的总和补偿所述输出电压，
其中所述回授电路包括：
一第三电阻，其第一端耦接所述电源转换电路的输出端，且其第二端耦接所述线损补偿电路的输出端；
一第四电阻，其第一端耦接所述线损补偿电路的所述输出端与所述第三电阻的所述第二端，且其第二端耦接一二次侧接地端；
一第五电阻，其第一端耦接所述第三电阻的所述第二端与所述第四电阻的所述第一端；
一第二电容，其第一端耦接所述第五电阻的第二端；以及
一稳压器，其第一端耦接所述第二电容的第二端，其第二端耦接所述二次侧接地端，且其稳压端耦接所述第三电阻的所述第二端与所述第四电阻的所述第一端。
2.根据权利要求1所述的电源转换装置，其特征在于，所述同步整流控制信号的波形随所述电源转换电路所产生的一输出电流大小变化。
3.根据权利要求1所述的电源转换装置，其特征在于，所述补偿电流的大小与所述同步整流控制信号的一致能时间和一电压准位的乘积呈正相关。
4.根据权利要求1所述的电源转换装置，其特征在于，所述线损补偿电路包括：
一第一电阻，其第一端耦接所述同步整流控制电路，藉以接收所述同步整流控制信号；
一第二电阻，其第一端耦接所述回授电路；
一第一电容，其第一端耦接所述第一电阻的第二端，且其第二端耦接所述二次侧接地端；
一第一晶体管，其第一端耦接所述第二电阻的第二端，其第二端耦接所述二次侧接地端，且其控制端耦接所述第一电阻的所述第二端与所述第一电容的所述第一端；以及
一电阻，其第一端耦接所述第一电阻的所述第二端与所述第一电容的所述第一端，其第二端耦接所述第一晶体管的所述控制端。
5.根据权利要求4所述的电源转换装置，其特征在于，流经所述第二电阻的电流为所述补偿电流。
6.根据权利要求4所述的电源转换装置，其特征在于，所述电源转换电路包括：
一变压器，具有一一次侧绕组与一二次侧绕组，其中所述一次侧绕组的异名端接收所述输入电压；
一输入电容，其第一端耦接所述一次侧绕组的异名端，且其第二端耦接一一次侧接地端；
一功率开关，其第一端耦接所述一次侧绕组的同名端，且其第二端耦接所述一次侧接地端；
一控制芯片，耦接所述功率开关的控制端，藉以提供一脉宽调变信号来控制所述功率开关的切换；以及
一输出电容，其第一端耦接所述二次侧绕阻的同名端，且其第二端耦接所述二次侧接地端。
7.根据权利要求6所述的电源转换装置，其特征在于，所述同步整流晶体管的第一端耦接所述输出电容的所述第二端，所述同步整流晶体管的第二端耦接所述二次侧绕组的异名端，且所述同步整流晶体管的控制端耦接所述同步整流控制电路。
8.根据权利要求6所述的电源转换装置，其特征在于，所述电源转换电路的所述输出端为所述输出电容的所述第一端，所述线损补偿电路的所述输出端为所述第二电阻的所述第一端。
9.根据权利要求1所述的电源转换装置，其特征在于，流经所述第四电阻的电流为所述输出指示电流，并且流经所述第三电阻的电流为所述输出指示电流与所述补偿电流的总和。
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