CN203554735U - 驱动器电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种驱动器电路。反激型开关电流调节器包括被耦合用于接收从AC信号获得的整流的DC信号的初级变压器绕组。功率晶体管的漏极耦合到初级绕组，而功率晶体管的源极耦合到比较电路的输入和初级变压器绕组感测电阻器。功率晶体管的控制端子耦合到比较电路的输出。电容器存储用于在第一电容器端子处向差分电路的另一输入应用的可变参考信号。通过将电路比较可变参考信号与感测电阻器生成的绕组电流信号进行比较。注入电路向电容器的第二端子施加从整流的DC信号获得的AC信号以便调制存储的可变参考信号。调节器被耦合用于驱动LED。

Description

驱动器电路

技术领域

本实用新型涉及离线恒定电流驱动器电路、比如用以在照明应用中驱动发光二极管(LED)的离线恒定电流驱动器电路。 

背景技术

LED照明较白炽、卤素、荧光和气体／电弧灯而言提供了许多潜在益处，因为至少这样的照明具有更长使用期限、无汞以及效率的快速进化改进。本领域技术人员注意到全世界转向禁止或者限制使用白炽灯。LED照明视为可行的替代。然而对尤其在低功率灯泡中利用LED照明的主要挑战是必须包括在每个灯泡中的驱动器电路***的尺寸和成本。 

用于离线LED驱动器的最常用拓扑是反激拓扑。在初级侧上，控制器和分立功率设备是功率转换所必需的。为了具有准确和恒定LED电流，驱动器电路通常利用次级LED电流反馈。也需要光耦合器以从次级侧经过隔离屏障向初级侧控制器传送感测的信号。对于低瓦特灯泡，这次级侧和反馈部件可能是个问题，因为在灯泡中有很少可用空间用于包括必需电路部件。 

对这一问题的解决方案是使用初级控制。本领域技术人员理解初级控制拓扑调节经过初级侧的LED电流。一种用于实施初级控制的容易方式是在反激中提供恒定功率控制。用于恒定功率控制的这一解决方案的缺点是LED电流可能在LED正向电压变化时不恒定。另一方式是通过模拟电路或者数字电路感测初级峰电流和占空比来估计次级输出电流反馈。例如可以通过对初级电流的峰值进行采样并且检测次级二极管导通时段来计算LED电流。这一问题有两个主要顾虑。首先需要高速采样和保持电路以测量初级电流的峰值。其 次在采样和保持到实际切换之间存在时间延迟，这在电流测量中引入误差。在用于初级控制的又一方式中，初级电流参考直接用于控制输出电流。有利地，这消除对采样和保持电路的需要，并且通过集成高电压耐雪崩功率MOSFET与控制器电路***来实现电路的总尺寸和成本减少。遗憾的是，这一解决方案仅可用于DC电压输入。 

在本领域中需要借助高度地集成的驱动器设备实施成本有效功率因子校正功能以便最小化外部部件数目并且提供紧凑和成本有效解决方案。 

实用新型内容

根据上述提出的技术问题，提出一种高功率因子初级调节离线LED驱动器电路。 

在一个实施例中，一种驱动器电路包括：包括初级绕组的变压器，初级绕组具有被配置用于接收从AC信号获得的整流DC信号的第一端子并且具有第二端子；具有第一输入、第二输入和输出的差分电路；功率晶体管，具有耦合到初级绕组的第二端子的第一导通端子并且具有耦合到差分电路的第一输入的第二导通端子，并且还具有耦合到差分电路的输出的控制端子；电容器，具有耦合到差分电路的第二输入的第一端子并且具有第二端子；以及注入电路，被配置用于向电容器的第二端子施加从整流DC信号获得的AC信号。 

在一个实施例中，该驱动器电路还包括在所述比较电路的所述输出与所述功率晶体管的所述控制端子之间耦合的PWM逻辑电路。 

在一个实施例中，该驱动器电路还包括：电流供应电路，耦合到所述比较电路的所述第二输入；以及电流吸收电路，耦合到所述比较电路的所述第二输入。 

在一个实施例中，该驱动器电路还包括被配置用于有选择地启动所述电流吸收电路的控制电路。 

在一个实施例中，该驱动器电路中所述变压器还包括次级绕组，并且其中所述电路还包括被配置用于感测由所述次级绕组向负 载输送的电流的感测电路。 

在一个实施例中，该驱动器电路中所述感测电路包括所述变压器上的辅助绕组。 

在一个实施例中，该驱动器电路中所述控制电路通过启动所述电流吸收电路对感测电路感测由所述次级绕组到所述负载的电流输送做出响应。 

在一个实施例中，该驱动器电路中所述控制电路通过停用所述电流吸收电路对所述感测电路未感测到由所述次级绕组到所述负载的电流输送做出响应。 

在一个实施例中，该驱动器电路还包括在所述功率晶体管的所述第二导通端子与所述比较电路的所述第一输入之间耦合的反馈电阻器。 

在一个实施例中，该驱动器电路中所述比较电路包括比较器。 

在另一个实施例中，一种驱动器电路包括：第一绕组，被耦合用于接收从AC信号获得的整流DC信号；电流感测电阻器，与第一绕组串联耦合并且被配置用于生成指示第一绕组中的感测的电流的第一信号；比较电路，被配置用于比较第一信号与呈现可变参考值的第二信号；电容器，被配置用于存储可变参考值，电容器具有耦合到比较电路的第一端子并且具有第二端子；以及注入电路，被配置用于向存储可变参考值的电容器的第二端子施加从整流DC信号获得的AC信号。 

在一个实施例中，该驱动器电路还包括与所述第一绕组和电流感测电阻器串联耦合的开关电路，其中响应于来自所述比较电路的信号输出控制所述开关电路的激活。 

在一个实施例中，该驱动器电路还包括：电流供应电路，耦合到所述电容器的所述第一端子；以及电流吸收电路，耦合到所述电容器的所述第一端子。 

在一个实施例中，该驱动器电路还包括被配置用于有选择地启动所述电流吸收电路的控制电路。 

在一个实施例中，该驱动器电路还包括磁耦合到所述第一绕组的第二绕组，并且其中所述电路还包括被配置用于感测由所述第二绕组向负载输送的电流的感测电路。 

在一个实施例中，该驱动器电路中所述感测电路包括磁耦合到所述第一绕组的第三绕组。 

在一个实施例中，该驱动器电路中所述控制电路通过启动所述电流吸收电路对感测电路感测由所述第二绕组到所述负载的电流输送做出响应。 

本实用新型的有益效果为：最小化外部部件数目并且提供紧凑的以及具有成本效益的解决方案。 

附图说明

为了更好地理解实施例，现在仅通过示例参照附图，在附图中： 

图1图示具有初级控制电路***的LED灯； 

图2A和2B图示用于初级控制电路***的电路图； 

图3示出用于图1的初级控制电路***的开关周期的定时； 

图4图示输入电流波形； 

图5图示具有初级控制电路***和功率因子校正的LED灯； 

图6-8图示用于图5的LED灯的操作波形； 

图9A-9C图示在AC市电电压电平范围内的操作波形； 

图10是功率因子比对线路电压的图形； 

图11是总谐波失真比对线路电压的图形； 

图12图示驱动器电路的备选配置；并且 

图13图示驱动器电路的备选配置。 

具体实施方式

现在参照图示LED灯1O的图1，该LED灯1O具有输入功率端子12和14以及初级控制电路***。虚线代表灯封装的范围，理 解封装可以具有适合于期望的照明应用或者装置的任何形状和配置，还理解封装可以采用灯泡的形式。LED灯10包括被配置用于连接到电源、比如AC市电的功率端子12和14(这一点的示例在灯泡型封装的形式中将包括适合于灯座连接的端子)。用于初级控制电路***的内部电源11耦合到端子12和14，并且被配置用于使用图2A和2B所示类型的如下电路在正供电端子12’和负供电端子14’处产生(从在AC市电处的AC信号获得的)整流DC供电输入Vin，该电路支持与AC市电的连接并且包括熔断器、桥整流器和滤波电路***(使用电容器和电感器)。 

灯10的初级控制电路***包括连接到电源11的照明电路13。照明电路13包括以下主要部件：驱动器电路20、变压器22、二极管24、第一电容器26、多个LED28、第一电阻器30、第二电容器32、第二电阻器34和第三电阻器36。将理解也可以存在、但是未图示的其它部件。 

驱动器电路20为本领域技术人员已知的常规初级控制配置。电路20包括漏极端子40、源极端子42、去磁感测端子44和电流参考端子46。驱动器电路20还包括未明确示出的电源和接地端子。驱动器电路还可以包括附加端子，这些附加端子与其它特征的提供结合支持外部电路***的连接。驱动器电路20的图示和这里提供的操作描述提供用于理解描述的实施例和特征而必需的关于电路的基本操作的信息。 

优选地实施驱动器电路20为一个或者多个集成电路设备。这样的实现方式的示例是STMicroelectronics提供的HVLEDxxx集成电路芯片系列。在本领域中已知相似设计和操作的其它驱动器电路。 

驱动器电路20包括n沟道功率MOSFET50，该n沟道功率MOSFET具有连接到漏极端子40的漏极和连接到源极端子42的源极。MOSFET50的栅极耦合到比较电路、比如配置为电流比较器电路的比较器52的输出。比较器52的正输入端子连接到MOSFET50的源极(该连接可能包括反馈电阻器-未明示，见图12)。比较器52 的负输入端子(在节点FB)被连接用于接收可变参考电压Vc(其中这一参考电压也称为恒定电流调节回路参考电压，该恒定电流调节回路参考电压在恒定电流调节期间用于功率MOSFET的峰漏极电流的参考)。第一电阻器30在负供电端子14’处连接于MOSFET50的源极与参考供电节点之间。这一电路配置中的MOSFET50、比较器52和第一电阻器30的组合形成调节器电路，该调节器电路的操作为本领域技术人员所熟知。第一电阻器30作为电流感测电阻器来工作以感测流过变压器22的电流(并且具体感测流过初级绕组22p的电流)。 

在优选实现方式中，在公共集成电路封装内提供用于功率MOSFET50的集成电路和用于驱动器电路20的剩余电路***的集成电路(例如使用堆叠或者相邻装配的集成电路裸片)。将理解可以使用本领域已知的其它封装配置、包括提供用于功率MOSFET的封装和用于驱动器电路20的剩余电路***的单独封装(这提供功率MOSFET作为片外部件)。在备选实现方式中，驱动器电路的剩余电路***不需要被实施为集成的解决方案、而是被提供为使用各种电路部件的组装电路。 

电流源60耦合于电路20的正供电节点与比较器52的负输入端子之间。比较器52的负输入端子还连接到电流参考端子46，并且第二电容器32在负供电端子14’处连接于电流参考端子46与参考供电节点之间。跨第二电容器32存储在比较器52的负输入端子处的参考电压Vc。电流源60作用为提供电流以跨第二电容器对电压Vc充电。 

驱动器电路20还包括n沟道开关MOSFET64，该n沟道开关MOSFET具有经过电阻器66耦合到比较器52的负输入端子的漏极。在这一配置中，电阻器66的第一端子连接到MOSFET64的漏极，并且电阻器66的第二端子连接到比较器52的负输入端子。MOSFET64的源极连接到电路20的负供电节点。 

MOSFET64的栅极耦合到触发器68的输出。触发器68的“设 置”输入连接到去磁感测端子44。触发器68的“重置”输入连接到去磁逻辑电路70的输出。去磁逻辑电路70的输入连接到去磁感测端子44。 

响应于从触发器68输出的逻辑高，MOSFET64导通，并且从比较器52的负输入端子排放电流。这导致跨第二电容器32存储的并且在比较器52的负输入端子施加的可变参考电压Vc减少。反言之，响应于从触发器68输出的逻辑低，MOSFET64关断，并且电流源60向比较器52的负输入端子提供电流。这导致跨第二电容器32存储的并且在比较器52的负输入端子处施加的可变参考电压Vc增加。 

变压器22包括初级绕组22p，该初级绕组具有在正供电端子12’处连接到参考供电节点的第一端子和连接到驱动器电路20的漏极端子40的第二端子。变压器22还具有次级绕组22s，该次级绕组具有连接到二极管24的正极的第一端子。多个LED28相互串联连接，而串联中的第一LED的正极耦合到二极管24的阴极，并且串联中的最后LED的阴极耦合到次级绕组22s的第二端子。电容器26与多个LED28并联耦合，从而电容器26的第一端子耦合到串联中的第一LED的阳极，并且电容器的第二端子耦合到串联中的最后LED的阴极。变压器还具有辅助绕组22a，该辅助绕组具有在负供电端子14’处连接到参考供电节点的第一端子以及经过第二电阻器34耦合到去磁感测端子44的第二端子。在这一配置中，第二电阻器34的第一端子连接到辅助绕组22a的第二端子，并且电阻器的第二端子连接到去磁感测端子44。第三电阻器36在负供电端子14’处连接于去磁感测端子44与参考供电节点之间。绕组22p、22s和22a共享公共芯并且因此相互磁耦合。 

辅助绕组22a作用为可操作用于感测二极管24的导通角度的感测电路。辅助绕组22a生成的感测的信号被施加到去磁感测端子44，并且由触发器68和去磁逻辑电路70用来生成被施加用于控制开关MOSFET64的操作的控制信号。与MOSFET64串联的电阻器 66控制在MOSFET64导通时从比较器52的负输入端子吸收的电流Vc／R，其中Vc是跨电容器32(具有电容Cref)形成的电压。 

在功率MOSFET50关断时，在变压器22的次级侧上的二极管24将导通电流。在去磁感测端子44的信号ZCD将为高。触发器68通过生成用于向MOSFET64的栅极施加的逻辑高输出信号对在“设置”输入处的这一高信号做出响应。响应于此，MOSFET64导通以允许电流Vc／R的吸收和电容器32的放电。去磁逻辑电路70然后重置触发器68，并且在周期的其余部分内MOSFET64关断。去除吸收电流，并且电容器32将由电流源60用电流IREF充电。在稳态中，在电容器32上的参考电压将保持恒定(假如充分大的电容可用)。 

可以表达次级侧上的平均输出电流Iout为： 

$\mathrm{Iout}=\frac{\mathrm{Is}}{2}*\frac{\mathrm{Ton}\sec }{T}$    等式1 

其中Is是次级电流峰值，Tonsec是次级导通时间，T是开关循环的周期。如果反激变压器的匝数比是n，则： 

Is=n*Ip   等式2 

其中Ip是初级电流峰值。在稳态中，根据Cref的电荷平衡，于是： 

$\mathrm{Iref}*(T-\mathrm{Ton}\sec )+(\mathrm{Iref}-\frac{\mathrm{Vc}}{R})*\mathrm{Ton}\sec =0$    等式3 

其中Vc是Cref的电压。根据等式3，于是： 

$\mathrm{Vc}=R*\mathrm{Iref}*\frac{T}{\mathrm{Ton}\sec }$    等式 

如果使用Vc作为用于电流比较器的参考，则峰初级电流可以表达为： 

$\mathrm{Ip}=\frac{\mathrm{Vc}}{\mathrm{Rsense}}$    等式5 

从等式1、2和5可以获得下式： 

$\mathrm{Ioust}=\frac{n}{2}*\frac{R*\mathrm{Iref}}{\mathrm{Rsense}}$    等式6 

图3示出用于图1中所示电路***的开关周期的定时。 

等式6示出平均输出电流不再依赖于输入或者输出电压并且 不依赖于变压器电感值。定义输出电流的外部参数是变压器22的匝数比n和电流感测电阻器30的电阻，这两个外部参数可以很好地控制。通过设计过程可以保证驱动器电路20的内部参数R*Iref。 

驱动器电路20作用为通过连续感测占空比计算在功率MOSFET50关断时的峰电流来调节DC输入反激供应中的输出电流。在期望的占空比与感测的实际占空比之间的误差作为电流参考端子46上的电流而出现(其中电容器32作用于随时间将误差积分为零)。由于除以二的电流参考端子46上的电压直接设置在功率MOSFET50关断时的电流，所以调节输出电流。 

在DC输入反激电源中的电流参考端子46上仅需要很小电容器用于对变化的负载电压或者输入电压的快速响应。然而在LED驱动器应用中电容Cref可以大得多，并且造成更缓慢调节LED电流，因为可以在输入电压的若干周期内完成将误差平均掉。例如常用4.7μF级电容。 

电路***作用于即使输入电压波形严重失真、仍然保持平均LED电流恒定。例如如果Vin是如在功率因子校正电路的使用中常见的整流正弦波，则这样的失真可以出现。在图4中通过示例示出输入电流波形。峰MOSFET关断电流在整个AC半周期内保持于相同电平，但是转换器的占空比改变。将注意MOSFET导通时间在较低输入电压处增加，因为如果转换器输入电压较低则需要更久来达到相同电流。所得输入电流波形谐波丰富(THD在范围130％内)从而使它不可被接受用于商用。 

在灯10的电路***中执行的初级调节是针对DC输入。因此，LED电流参考是电流参考端子46上的DC。这可能在线路过零点引起AC电流波形中的显著失真。为了解决这一问题，可以使用耦合到源极端子42的DC偏移电路在电流感测信号路径中引入DC偏移。然而，这一偏移扰乱对LED电流进行设置的计算。此外，由于向电流感测管脚中注入线路电压以对电流波形进行整形，所以输入电压变化引起LED电流的显著变化。为了解决这一问题，线路电压前馈 补偿电路可以耦合到源极端子42。DC偏移电路和线路电压前馈补偿电路可能很复杂并且将各自向灯10添加大量片外电路部件(电阻器、电容器等)。这尤其对与低瓦特照明封装关联的有限空间实现方式是不希望的。 

现在参照图5，该图图示具有初级控制电路***和功率因子校正的LED灯10’。图5的灯10’与图1的LED灯10基本上相同。相似附图标记指代相同或者类似部分。图1中所示这样的相同或者类似部分的描述通过引用而结合于此。将不提供这样的部分的进一步描述。实际上，以下描述将聚焦于结构和功能不同。 

用于图5的灯10’的初级控制电路在耦合到电流参考端子46的片外电流注入电路***的使用方面不同于图10中使用的初级控制电路。电容器32连接于电流参考端子46与中间节点80之间。附加电容器82连接于中间节点80与负供电端子14’之间。电压分压器电路84耦合于正供电端子12’与负供电端子14’之间而中间节点80形成分压器的抽头节点。因此，第一分压器电阻器86连接于正供电端子12’与中间节点80之间，并且第二分压器电阻器88连接于中间节点80与负供电端子14’之间。附加电容器82作用为滤波器用于阻止开关噪声出现于电流参考端46。二极管90可以与电容器32并联连接(尤其对可调光灯应用有用)，而二极管90的阳极连接到电流参考端子46并且二极管90的阴极连接到中间节点80。二极管90在支持调光操作时作用为电压钳位器，因为在无二极管90时电容器32可能被充电到在低(例如少于20％)导通角度引起高电流失真的高电压。 

在一个备选实施例中，电压分压器电路84耦合于整流信号输出节点15(见图2A)与负供电端子14’之间，而中间节点80形成分压器的抽头节点。重要的是产生连接以接收从AC市电信号获得的整流DC信号。 

由于正供电端子12’被配置用于在输入Vin处接收整流DC供应，所以电压分压器电路84在电流注入模式中作用为向中间节点80 供应小AC信号。在节点80的整流信号包含DC分量。在若干循环内，电容Cref(电容器32)在一个方向上充电用以从分压器R1-R2去除DC分量，从而在电流参考端子46上仅留下正确控制波形。在电流参考端子46处的平均电压(DC分量)与针对DC输入情况相同。因此，在若干周期内，Cref去除注入的DC分量从而仅留下注入的AC分量。向节点80中注入的小AC信号将引起可变参考电压Vc的附加变化(即可变参考电压Vc由在比较器52的FB输入节点处的小AC信号调制)。这一信号注入的目的是对在功率MOSFET50关断时的峰电流进行整形。在中间节点80向电容器32的底部中注入的在输入Vin处的整流DC供应的部分将使MOSFET50的峰电流包络线呈现诸如注入的整流线电压的形状的形状。对于某个注入的电压电平并且在该电压电平周围的窄范围内，用于功率MOSFET50的峰电流将在AC市电信号的过零点恰好达到零，并且滤波的线电流将类似于线电压、因此引起功率因子校正。 

通过在输入和输出电压方面改写等式4，Vc的平均电压是： 

${\mathrm{Vc}}_{\mathrm{AVE}}=R*\mathrm{Iref}*(1+\frac{n*\mathrm{Vout}}{{\mathrm{Vin}}_{\mathrm{AVE}}})$    等式7 

其中Vin_AVE是整流输入电压的平均值。 

另外，关于电压分压器电路： 

${\mathrm{VR}2}_{\mathrm{AVE}}={\mathrm{Vin}}_{\mathrm{AVE}}*\frac{R2}{R1+R2}$    等式8 

其中R1和R2分别是第一分压器电阻器86和第二分压器电阻器88的电阻。 

如果在标称输入选择R1和R2使得等式8等于等式7(即设置Vi*R1／(R1+R2)的平均值等于电流参考端子46的设置点)，则整流AC信号将出现于Cref(电容器32)，因为从内部电流源生成的DC分量与从线电压注入的DC分量确切地相同。在这一条件(称为正常线路)，线路波形出现于电流参考端子46，并且用于灯10’的输入电流与如图6中所示AC市电的正弦波基本上匹配。在标称线路条件的电流波形由于在PFC反激转换器操作中固有的输入电流失真而具 有最低谐波含量。输入电流波形的改变在针对标称线路条件选择的线电压有效，并且图6还图示在标称线路条件以上和以下的操作。 

在与标称线路条件关联的某个线电压处，功率MOSFET50的峰电流将跟踪线路电压。在图7和8中图示这一点。在这一电压以上和以下，用于功率MOSFET50的电流波形将略微失真，但是驱动器电路20的调节器功能将通过引入小DC偏移来调节平均输出电流。输入电流失真相应地在线路电压的偏移范围内为小。 

以这一方式，实现电流调节和功率因子校正二者。 

图9A-9C图示在AC市电电压电平范围内的操作波形。具体而言，图9A图示在90V的AC市电电压的操作，图9B图示在110V的AC市电电压(即标称线电压)的操作，并且图9C图示在130V的AC市电电压的操作。将注意线电流跟踪输入电压，并且尤其在考虑图9B中所示标称线电压(也见图6)时有利地在形状上与正弦曲线比较。 

现在参照图10，该图示出用于灯10’的功率因子比对线电压的图形。将注意功率因子在从90V延伸至130V的线电压范围内接近100％。 

现在参照图11，该图示出用于灯10’的总谐波失真比对线电压的图形。将注意总谐波失真在大约标称线电压处(在这一情况下在约110V)最小化。优选保持总谐波失真在20％以下，并且因此图11示出在从90V延伸至130V的整个线电压范围内的可接受操作。 

现在参照图12，该图图示驱动器电路20’的备选配置。同样，相似附图标记指代相同或者类似部分，并且将不为这样的部分提供进一步描述。图12中的电路***与图5的电路***不同在于使用PWM逻辑电路100以驱动功率MOSFET50的栅极。这样的PWM控制电路为本领域技术人员所熟知(并且可以使用于图1和5的电路中)。PWM逻辑电路100的输入耦合到配置为电流比较器电路的比较器52的输出。比较器52的正输入端子经过(也可以在图1和5的电路中使用的)反馈电阻器102耦合到MOSFET50的源极。比较 器52的负输入端子被连接用于使用如图5中所示具有功率因子校正的反馈电路***而生成的参考电压。比较器52的正输入端子还被配置用于接收由可变电流源104供应的前馈电流。前馈逻辑电路106具有连接到去磁感测端子44的输入。前馈逻辑电路106的输出控制选择从可变电流源104输出的电流。 

从等式6注意在理想情况下，输出电流不受诸如输入电压的其它参数影响。实际上，电路中的非理想性将影响输出电流调节的准确性。来自电流比较器的传播延迟将产生比计算的值更大的实际输出电流。这也依赖于输入电压。输入电压越高，误差就越大。图12的电路***提供被设计用于使输出电流独立于输入电压的输入电压前馈补偿。 

如果用于传播延迟的时间是Td，则电流过冲将是： 

ΔIp=Vin*Td／Lp   等式9 

其中Lp是初级电感。 

在MOSFET50“导通”时间期间，辅助绕组22a将感测输入电压。前馈逻辑电路106经过去磁感测端子44接收感测的输入电压，并且使可变电流源104生成用于向比较器52的正输入端子施加的前馈电流以便补偿由传播延迟引起的电流过冲。前馈电流与输入电压成比例： 

$I_{\mathrm{FF}}=\frac{\mathrm{Vin}}{N_{P-\mathrm{AUX}}*R_{\mathrm{ZCD}}}$    等式10 

其中N_P-AUX是辅助绕组22a的匝数比。 

为了补偿延迟引起的偏移电流，于是： 

$\frac{\mathrm{Vin}*\mathrm{Td}}{\mathrm{Lp}}*\mathrm{Rsense}=\frac{\mathrm{Vin}*\mathrm{Rff}}{N_{P-\mathrm{AUX}}*R_{\mathrm{ZCD}}}$    等式11 

其中Rff是内部补偿电阻器。从等式11，电阻Rzcd(电阻器34)能够被选择为： 

$R_{\mathrm{ZCD}}=\frac{\mathrm{Rff}*\mathrm{Lp}}{N_{P-\mathrm{AUX}}*\mathrm{Rsense}*\mathrm{Td}}$    等式12 

本领域技术人员理解没有变压器22是理想的。在等式6中， 考虑用于变压器的匝数比n。然而因为已知的非理想耦合效果，实际有效匝数比neff将比值n低。漏电感将延迟功率传送并且引起过程中的额外损耗。 

初级电感Lp具有磁化电感Lm和漏电感Llk这两个部分。如果耦合系数是k，则： 

Lm=k*Lp   等式13 

并且 

Llk=(1-k)*Lp   等式14 

在功率MOSFET50导通时，初级电感器22p将被充电到Ip。在功率MOSFET50关断时，初级／次级能量传送不会立即发生。存在由漏电感和钳位电压确定的延迟时间(Δt)，其中： 

$\mathrm{\Δt}=\frac{\mathrm{Llk}}{\mathrm{Vs}-n*\mathrm{Vout}}*\mathrm{Ip}$    等式15 

并且 

$\frac{\mathrm{Is}}{n}=(\frac{\mathrm{Vs}-n*\mathrm{Vout}}{\mathrm{Llk}}-\frac{n*\mathrm{Vout}}{\mathrm{Lm}})*\mathrm{\Δt}$    等式16 

其中Vs是初级侧上的钳位电压。有效匝数比neff因此是： 

$n_{\mathrm{eff}}=n*(1-\frac{\mathrm{Lik}}{\mathrm{Lm}}*\frac{n*\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vs}-n*\mathrm{Vout}})$    等式17 

在次级电流达到零之后，辅助绕组22a不能立即检测该电流。对于电压需要谐振周期的约四分之一降至零，从而可以进行检测。如果去磁时间是t_demg，则输出电流是： 

$\mathrm{Iout}=\frac{n}{2}*\frac{R*\mathrm{Iref}}{\mathrm{Rsense}}(1-\frac{t_{\mathrm{demg}}}{\mathrm{Ton}\sec })$    等式18 

由于Tonsec的变化，这一寄生效应引起输出电流比对输出电压的依赖性。考虑非理想电路的所有寄生效应，输出电流从理论值的减少可以达到上至15％。然而，这将相当地一致，并且可以调整片外电阻器值以获得希望的输出电流。 

现在参照图13，该图图示驱动器电路20”的备选配置。在这一实施例中，驱动器电路包括STMicroelectronics供应的HVLED815电路系列的离线LED驱动器电路。将相应地理解图5中所示注入电路配置在多个驱动器电路20配置中的任何配置中适用于向驱动器电 路的参考比较端子(即电流参考端子46)中注入从整流DC(该整流DC本身是从AC电源信号获得的)获得的AC信号。在该端子的电压例如涉及恒定电流调节回路参考电压。在恒定电流调节期间使用该电压作为用于功率MOSFET的峰漏极电流的参考。注入AC信号以调制恒定电流调节回路参考电压提供如以上描述的改进的性能。 

虽然所示负载包括照明应用中的LED，但是将理解这里描述的电路和方法同样适用于其它负载。引用LED负载仅举例说明优选实现方式。 

前文描述已经通过示例和非限制性示例提供本实用新型的示例实施例的完全以及告知性的描述。然而，各种修改和适配可以鉴于在结合附图和所附权利要求阅读时的前文描述而变得为本领域技术人员所清楚。然而，本实用新型的教导的所有这样和相似的修改仍然将落入如在所附权利要求中定义的本实用新型的范围内。 

Claims (17)

1.一种驱动器电路，其特征在于，包括：

包括初级绕组的变压器，所述初级绕组具有第一端子和第二端子，所述第一端子被配置用于接收从AC信号获得的整流的DC信号；

具有第一输入、第二输入和输出的比较电路；

功率晶体管，具有耦合到所述初级绕组的所述第二端子的第一导通端子，并且具有耦合到差分电路的第一输入的第二导通端子，并且还具有耦合到所述比较器电路的所述输出的控制端子；

电容器，具有耦合到所述比较电路的所述第二输入的第一端子，并且具有第二端子；以及

注入电路，被配置用于向所述电容器的所述第二端子施加从所述整流的DC信号获得的AC信号。

2.根据权利要求1所述的驱动器电路，其特征在于，还包括在所述比较电路的所述输出与所述功率晶体管的所述控制端子之间耦合的PWM逻辑电路。

3.根据权利要求1所述的驱动器电路，其特征在于，还包括：

电流供应电路，耦合到所述比较电路的所述第二输入；以及

电流吸收电路，耦合到所述比较电路的所述第二输入。

4.根据权利要求3所述的驱动器电路，其特征在于，还包括被配置用于有选择地启动所述电流吸收电路的控制电路。

5.根据权利要求4所述的驱动器电路，其特征在于，所述变压器还包括次级绕组，并且其中所述电路还包括被配置用于感测由所述次级绕组向负载输送的电流的感测电路。

6.根据权利要求5所述的驱动器电路，其特征在于，所述感测电路包括所述变压器上的辅助绕组。

7.根据权利要求5所述的驱动器电路，其特征在于，所述控制电路通过启动所述电流吸收电路对感测电路感测由所述次级绕组到所述负载的电流输送做出响应。

8.根据权利要求7所述的驱动器电路，其特征在于，所述控制电路通过停用所述电流吸收电路对所述感测电路未感测到由所述次级绕组到所述负载的电流输送做出响应。

9.根据权利要求1所述的驱动器电路，其特征在于，还包括在所述功率晶体管的所述第二导通端子与所述比较电路的所述第一输入之间耦合的反馈电阻器。

10.根据权利要求1所述的驱动器电路，其特征在于，所述比较电路包括比较器。

11.一种驱动器电路，其特征在于，包括：

第一绕组，被耦合用于接收从AC信号获得的整流的DC信号；

电流感测电阻器，与所述第一绕组串联耦合并且被配置用于生成指示所述第一绕组中的感测的电流的第一信号；

比较电路，被配置用于比较所述第一信号与呈现可变参考值的第二信号；

电容器，被配置用于存储所述可变参考值，所述电容器具有耦合到所述比较电路的第一端子并且具有第二端子；以及

注入电路，被配置用于向存储所述可变参考值的所述电容器的所述第二端子施加从所述整流的DC信号获得的AC信号。

12.根据权利要求11所述的驱动器电路，其特征在于，还包括与所述第一绕组和电流感测电阻器串联耦合的开关电路，其中响应于来自所述比较电路的信号输出控制所述开关电路的激活。

13.根据权利要求11所述的驱动器电路，其特征在于，还包括：

电流供应电路，耦合到所述电容器的所述第一端子；以及

电流吸收电路，耦合到所述电容器的所述第一端子。

14.根据权利要求13所述的驱动器电路，其特征在于，还包括被配置用于有选择地启动所述电流吸收电路的控制电路。

15.根据权利要求14所述的驱动器电路，其特征在于，还包括磁耦合到所述第一绕组的第二绕组，并且其中所述电路还包括被配置用于感测由所述第二绕组向负载输送的电流的感测电路。

16.根据权利要求15所述的驱动器电路，其特征在于，所述感测电路包括磁耦合到所述第一绕组的第三绕组。

17.根据权利要求15所述的驱动器电路，其特征在于，所述控制电路通过启动所述电流吸收电路对感测电路感测由所述第二绕组到所述负载的电流输送做出响应。

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