CN110212766B - 一种电源及其电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明属于电源技术领域，提供了一种电源及其电源电路。在本发明中，通过采用包括输出线压补偿模块、采样保持模块、消磁时间采样模块、误差放大模块以及驱动模块的控制芯片，使得该控制芯片在对电源电路中的功率开关管进行控制时，采样保持模块输出的采样保持电压可随电源电路的输出电压变化，进而使得误差放大模块的输出随着电源电路的输出电压变化，从而提高控制芯片的补偿环路的稳定性，减小了电源电路的输出纹波，解决了现有的电源电路存在输出波纹大的问题。

Description

一种电源及其电源电路
技术领域
本发明属于电源技术领域，尤其涉及一种电源及其电源电路。
背景技术
作为向各种用电设备提供功率的装置，电源的重要性不言而喻。目前，现有技术所采用的电源电路主要为典型反激式开关电源应用线路。该反激式开关电源线路主要通过控制芯片输出的驱动信号控制功率开关管与变压器的初级绕组接通，以在特定的功率开关管开关周期内来实现从初级向次级电路传递能量，从而向用电设备供电，并且该电源电路实现恒压时主要通过控制芯片采样变压器辅助线圈(反馈绕组)电压，并将采样得到的电压作为反馈电压来对电源电路的输出电压进行控制的方式。
然而，由于变压器辅助线圈上电压只有在次级消磁时间内才能反映输出电压情况，因此，控制芯片对输出电压的采样只能在次级消磁时间内，而在次级消磁时间即采样时间外控制芯片的反馈输入将保持，如此将使得控制芯片无法实时跟踪输出电压的变化。而在轻载下，由于电源电路的***工作频率较低，同时峰值电流比较小，因此此时采样时间相对于电源电路的***工作周期非常小，故控制芯片的采样电压将远跟不上输出电压的变化，进而导致控制芯片输出端的变化远远跟不上输出电压的变化速度，进而使得控制芯片中的控制环路不稳定，而环路的不稳将引入低频纹波，从而使得电源电路的输出纹波偏大。
综上所述，现有的电源电路存在输出波纹大的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种电源及其电源电路，旨在解决现有的电源电路存在输出波纹大的问题。
本发明是这样实现的，一种电源电路，与负载连接，所述电源电路包括整流桥、变压模块、功率开关管以及控制芯片，所述整流桥与所述变压模块连接，所述变压模块分别与所述功率开关管、所述控制芯片以及所述负载连接，所述控制芯片与所述功率开关管连接，所述控制芯片包括：输出线压补偿模块、采样保持模块、消磁时间采样模块、误差放大模块以及驱动模块；
所述采样保持模块，分别与所述变压模块、所述驱动模块以及所述输出线压补偿模块连接，用于根据所述变压模块的采样电压以及所述驱动模块输出的驱动控制信号产生采样保持电压，并根据所述输出线压补偿模块输出的负载电流调整所述采样保持电压，以使所述采样保持电压随所述电源电路的输出电压变化；
所述误差放大模块，与所述采样保持模块连接，用于根据所述采样保持模块产生的采样保持电压以及接收的第一基准电压产生误差放大电压；
所述输出线压补偿模块，分别与所述误差放大模块以及所述变压模块连接，用于根据所述变压模块的次级线圈电压与所述误差放大模块产生的误差放大电压对所述采样电压进行调节，并根据所述次级线圈电压输出所述负载电流；其中，所述次级线圈电压与所述电源电路的输出电压成比例关系；
所述消磁时间采样模块，与所述变压模块连接，用于根据所述采样电压生成消磁时间；
所述驱动模块，分别与所述消磁时间采样模块、所述误差放大模块以及所述功率开关管连接，用于根据所述误差放大电压、所述消磁时间以及所述功率开关管的输出电流产生开关驱动信号与所述驱动控制信号，并根据所述开关驱动信号驱动所述功率开关管导通或关断；
其中，所述采样保持模块包括：
采样时间产生单元，分别与所述变压模块以及所述驱动模块连接，用于根据所述采样电压与所述驱动控制信号产生采样时间；
开关单元，分别与所述采样时间产生单元与所述变压模块连接，用于在所述采样时间内对所述变压模块的采样电压进行采样；
电压储存单元，分别与所述开关单元以及所述误差放大模块连接，用于对所述开关单元的采样电压进行储存，以获取所述采样保持电压；
放电电流产生单元，分别与所述电压储存单元、所述输出线压补偿模块以及所述误差放大模块连接，用于根据所述输出线压补偿模块输出的负载电流产生放电电流，并根据所述放电电流调整所述采样保持电压。
本发明的另一目的在于提供一种电源，所述电源包括上述电源电路。
在本发明中，通过采用包括输出线压补偿模块、采样保持模块、消磁时间采样模块、误差放大模块以及驱动模块的控制芯片，使得该控制芯片在对电源电路中的功率开关管进行控制时，采样保持模块输出的采样保持电压可随电源电路的输出电压变化，进而使得误差放大模块的输出随着电源电路的输出电压变化，从而提高控制芯片的补偿环路的稳定性，减小了电源电路的输出纹波，解决了现有的电源电路存在输出波纹大的问题。
附图说明
图1是本发明一实施例所提供的电源电路的模块结构示意图；
图2是本发明一实施例所提供的电源电路中的采样保持模块的模块结构示意图；
图3是本发明一实施例所提供的电源电路中的采样保持模块的电路结构示意图；
图4是本发明一实施例所提供的电源电路的波形示意图；
图5是本发明一实施例所提供的电源电路的另一波形示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
以下结合具体附图对本发明的实现进行详细的描述：
图1示出了本发明一实施例所提供的电源电路的模块结构，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：
如图1所示，本发明实施例所提供的电源电路与负载(图中未示出)连接，其包括整流桥10、变压模块20、功率开关管Q1以及控制芯片30。
其中，整流桥10与变压模块20连接，变压模块20分别与功率开关管Q1、控制芯片30以及负载连接，控制芯片30与功率开关管Q1连接。
具体的，整流桥10接收交流电，并将交流电整流为直流电后输出至变压模块20。
变压模块20的初级绕组根据该直流电进行能量存储，并在功率开关管Q1断开时将存储的能量传递至次级绕组，次级绕组开始对传递的能量进行消磁，此时次级二极管D6导通，即次级绕组在次级二极管D6的作用下根据传递的能量向负载提供输出电压VOUT，以向负载充电，而变压模块20的次级绕组停止消磁时，次级二极管D6关断。
此外，变压模块20的反馈绕组在次级绕组的消磁过程中根据输出电压VOUT输出次级线圈电压，以将输出电压VOUT通过反馈绕组反馈给控制芯片30，而当次级绕组停止消磁时，输出电压VOUT将停止反馈给控制芯片30；其中，该次级线圈电压指的是反馈绕组根据次级绕组上的电压比例得到的，比例系数为反馈绕组和次级绕组的匝数比，而当次级绕组处在消磁过程中时，次级绕组上的电压近似等于输出电压VOUT。
控制芯片30接收变压模块20的反馈绕组反馈的采样电压VFB与功率开关管Q1在导通时的输出电流CS，且根据采样电压VFB与功率开关管Q1在导通时的输出电流CS控制功率开关管Q1的导通与关断，进而实现电源电路的恒流恒压控制。
需要说明的是，在本发明实施例中，变压器20指的是包括变压器T1和二极管D5、次级二极管D6、电容C5、电阻R5、电阻R6以及电阻R8在内的结构，而该结构的具体工作过程可参考现有技术，此处不再赘述；此外，本发明实施例提供的电源电路还包括由电感L1、电容C1以及电容C2组成的滤波模块，该滤波模块主要对整流桥10输出的直流电进行滤波，以消除直流电中的干扰信号。
进一步的，如图1所示，控制芯片30包括：输出线压补偿模块301、采样保持模块302、消磁时间采样模块303、误差放大模块304以及驱动模块305。
具体的，采样保持模块302，分别与变压模块20、驱动模块305以及输出线压补偿模块301连接，用于根据变压模块20的采样电压VFB以及驱动模块305输出的驱动控制信号PUL产生采样保持电压VSH，并根据输出线压补偿模块301输出的负载电流IOUT调整采样保持电压VSH，以使采样保持电压VSH随电源电路的输出电压VOUT变化。
其中，在本发明实施例中，负载电流IOUT指的是电源电路接负载时的输出端的电流，即电源电路输出至负载的电流，该电流可随着电源电路的输出电压VOUT的变化而变化，而变压器20的采样电压VFB指的是对变压器20的反馈绕组的次级线圈电压分压后所得到的电压，该电压作为对反馈电压反馈至控制芯片30。
误差放大模块304，与采样保持模块302连接，用于根据采样保持模块302产生的采样保持电压VSH以及接收的第一基准电压Vref产生误差放大电压VEA。
输出线压补偿模块301，分别与误差放大模块304以及变压模块20连接，用于根据变压模块20的次级线圈电压与误差放大模块304产生的误差放大电压VEA对采样电压VFB进行调节，并根据次级线圈电压输出负载电流IOUT；其中，次级线圈电压与电源电路的输出电压VOUT成比例关系。
其中，在本发明实施例中，由于变压器20的采样电压VFB根据电源电路输出端的负载变化而变化，而采样电压VFB的不稳定将对整个电源电路产生影响，因此，本发明提供的电源电路中，控制芯片30通过输出线压补偿模块301、采样保持模块302以及误差放大模块303组成补偿环路，使得输出线压补偿模块301根据变压器20的次级线圈电压与误差放大模块304输出的误差放大电压VEA对采样电压VFB进行调节，并且该误差放大电压VEA可跟踪电源电路的输出电压VOUT的变化，如此可有效消除采样电压VFB的不稳定对整个电源电路产生的影响。
此外，由于变压模块20的次级线圈电压是反馈绕组根据次级绕组上的电压比例得到，而次级绕组上的电压在消磁过程中近似等于输出电压VOUT，因此，该次级线圈电压可表征输出电压VOUT，而输出电压VOUT与负载电流IOUT相关，故，输出线压补偿模块301可根据该次级线圈电压得到负载电流IOUT。
消磁时间采样模块303，与变压模块20连接，用于根据采样电压VFB生成消磁时间TDS。
驱动模块305，分别与消磁时间采样模块303、误差放大模块304以及功率开关管Q1连接，用于根据误差放大电压VEA、消磁时间TDS以及功率开关管Q1的输出电流CS产生开关驱动信号与驱动控制信号PUL，并根据该开关驱动信号驱动功率开关管Q1导通或关断。
进一步的，该驱动模块305包括恒流恒压控制单元305a、逻辑控制单元305b以及驱动单元305c。
其中，该恒流恒压控制单元305a与误差放大模块304、消磁时间采样模块303以及功率开关管Q1连接，逻辑控制单元305b与该恒流恒压控制单元305a连接，驱动单元305c与该逻辑控制单元305b连接。
具体的，恒流恒压控制单元305a根据根据误差放大电压VEA、消磁时间TDS以及功率开关管Q1的输出电流CS产生开关控制信号，逻辑控制模块305b根据开关控制信号产生驱动控制信号PUL，驱动模块305c根据驱动控制信号PUL生成开关驱动信号DRI，以根据开关驱动信号DRI控制功率开关管Q1的导通或关断。
其中，在本发明实施例中，由于采样保持模块302输出的采样保持电压VSH可随电源电路的输出电压VOUT变化，即采样保持模块302输出的采样保持电压VSH可跟踪电源电路的输出电压VOUT的变化，因此，即使在电源电路的次级消磁时间之外，采样保持模块302输出的采样保持电压VSH也可以反映电源电路的输出电压VOUT的变化，使得误差放大模块304输出的误差放大电压VEA可跟踪电源电路的输出电压VOUT的变化，进而使得控制芯片30的补偿环路在轻载下也可以保持稳定，从而减小了电源电路的输出纹波。
需要说明的是，在本发明实施例中，控制芯片30还包括基准偏置模块(图中未示出)、高低压转换模块(图中未示出)以及启动电路模块(图中未示出)。由于基准偏置模块、高低压转换模块以及启动电路模块的结构以及与控制芯片30中的其他模块之间的连接关系均与现有技术的相同，其具体工作原理可参考现有技术，因此此处不再赘述。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图2所示，采样保持模块302包括：采样时间产生单元302a、开关单元302b、电压储存单元302c以及放电电流产生单元302d。
其中，采样时间产生单元302a分别与变压模块20(图中未示出，请参考图1)以及驱动模块305(图中未示出，请参考图1)连接，开关单元302b，分别与采样时间产生单元302a和变压模块20连接；电压储存单元302c，分别与开关单元302b以及误差放大模块304连接；放电电流产生单元302d，分别与电压储存单元302c、输出线压补偿模块301(图中未示出，请参考图1)以及误差放大模块304连接。
具体的，采样时间产生单元302a根据变压模块20的采样电压VFB、驱动模块305的驱动控制信号PUL产生采样时间ct；开关单元302b在采样时间ct内对变压模块20的采样电压VFB进行采样；电压储存单元302c对开关单元302b的采样电压进行储存，以获取采样保持电压VSH；放电电流产生单元302d根据输出线压补偿模块301输出的负载电流IOUT产生放电电流Id，并根据放电电流Id调整采样保持电压VSH。
其中，在本发明实施例中，由于输出线压补偿模块301输出的负载电流IOUT可随着电源电路的输出电压VOUT的变化而变化，因此，放电电流产生单元302d根据负载电流IOUT产生放电电流Id可随着电源电路的输出电压VOUT的变化而变化，故，放电电流产生单元302d在根据该放电电流Id对采样保持电压VSH进行调整时，可使得采样保持电压VSH随着电源电路的输出电压VOUT的变化而变化。
需要说明的是，在本发明实施例中，采样时间产生单元302a可采用现有的采样时间产生电路实现，其具体电路结构和工作原理均可参考现有技术，此处不再赘述。
在本实施例中，通过在采样保持模块302的采样保持端增加一路放电电流Id，用于模拟采样电压保持阶段输出电压VOUT的实际情况，确保误差放大模块(图中未示出，请参考图1)输出的误差放大电压VEA在轻载时也能时时跟随输出电压VOUT的变化，进而提高电源电路的***稳定性。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图2所示，放电电流产生单元302d包括：线补电流产生子单元302e与镜像电流子单元302f。
其中，线补电流产生子单元302e与输出线压补偿模块301(图中未示出，请参考图1)连接，镜像电流子单元302f，分别与线补电流产生子单元302e以及电压储存单元302c连接。
具体的，线补电流产生子单元302e根据输出线压补偿模块301输出的负载电流IOUT产生线补电流I1，镜像电流子单元302f根据线补电流I1产生放电电流Id，并根据该放电电流Id调整采样保持电压VSH。
需要说明的是，在本发明实施例中，线补电流产生子单元302e可以采用与负载电流IOUT构成镜像电流的电流镜结构实现，此处不再赘述。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图2所示，放电电流产生单元302d还包括：空载判定子单元302g与开关控制子单元302h。
其中，空载判定子单元302g与误差放大模块304(图中未示出，请参考图4)连接，开关控制子单元302h，分别与空载判定子单元302g以及镜像电流子单元302f连接。
具体的，空载判定子单元302g根据误差放大电压VEA与接收的第二基准电压Vref1产生空载判定信号，开关控制子单元302h在空载判定信号为电源电路空载时，控制镜像电流子单元302f停止产生放电电流。
在本实施例中，由于空载下电源电路的输出电容上电压在消磁时间外变化很小，为了防止此时采样保持模块302输出的采样保持电压VSH远低于输出电压VOUT，进而导致误差放大模块304的输出上飘，本发明的电源电路通过空载判定子单元302g判定电源电路是否工作在空载状态，并将判定结果输出至开关控制子单元302h，以便于开关控制子单元302h根据判定结构对空载下的放电电流Id进行屏蔽。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图3所示，开关单元302b包括：采样电阻R0与第一开关元件SW0。
其中，采样电阻R0的第一端与变压模块20(图中未示出，请参考图1)连接，采样电阻R0的第二端与第一开关元件SW0的输入端连接，第一开关元件SW0的控制端与采样时间产生单元302a连接，第一开关元件SW0的输出端与电压储存单元302c连接。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图3所示，电压储存单元302c包括储能电容C0。
其中，储能电容C0的第一端分别与开关单元302b以及误差放大模块304连接，储能电容C0的第二端接地。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图3所示，镜像电流子单元302f包括：第二开关元件M0与第三开关元件M1。
其中，第二开关元件M0的输入端与线补电流产生子单元302e连接，第二开关元件M0的控制端分别与第二开关元件M0的输入端以及第三开关元件M1的控制端连接，第三开关元件M1的输入端与电压储存单元302c连接，第三开关元件M1的输出端与开关控制子单元302h连接，与第二开关元件M0的输出端共接于地；需要说明的是，图3所示的镜像电流子单元302f的具体结构是基于电源电路中有开关控制子单元302h与空载判定子单元302g实现的，当电源电路中没有开关控制子单元302h与空载判定子单元302g时，则镜像电流子单元302f中的第三开关元件M1的输出端与第二开关元件M0的输出端共接于地。
具体实施时，第二开关元件M0和第三开关元件M1均采用NMOS型晶体管实现，该NMOS型晶体管的栅极、漏极以及源极分别为第二开关元件M0与第三开关元件M1的控制端、输入端以及输出端。当然本领域技术人员可以理解的是，第二开关元件M0与第三开关元件M1也可以采用NPN型三极管、PNP型三极管、PMOS晶体管等实现，此处不作具体限制。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图3所示，空载判定子单元302g包括比较器COMP。
其中，比较器COMP的第一输入端接收第二基准电压Vref1，比较器COMP的第二输入端于误差放大模块304连接，比较器COMP的输出端与开关控制子单元302h连接。
进一步的，作为本发明一优选实施方式，如图3所示，开关控制子单元302h包括第四开关元件M2。
其中，第四开关元件M2的控制端与空载判定子单元302g连接，第四开关元件M2的输入端与镜像电流子单元302f连接，第四开关元件M2的输出端接地。
具体实施时，第四开关元件M2采用NMOS型晶体管实现，该NMOS型晶体管的栅极、漏极以及源极分别为第四开关元件M2的控制端、输入端以及输出端。当然本领域技术人员可以理解的是，第四开关元件M2也可以采用NPN型三极管、PNP型三极管、PMOS晶体管等实现，此处不作具体限制。
下面以图3所示的电路为例对本发明所提供的电源电路中的控制芯片30的工作原理作具体说明，详述如下：
如图3所示，在电源电路的次级消磁时间内，控制芯片30接收反馈绕组反馈的采样电压VFB与驱动模块305输出的驱动控制信号PUL，并根据采样电压VFB与驱动控制信号PUL生成采样时间ct。当该采样时间ct到来时，第一开关元件SW0闭合，开关单元302b对采样电压VFB采样后保存在采样保持电容C0上。按照现有技术的电源电路，在次级消磁时间之外采样保持电容C0上的电压VSH(即采样保持电压)将持续保持直到下个消磁时间的到来，而输出电压VOUT在消磁时间后，由于负载的存在，输出电压VOUT将持续下掉，从而导致采样保持电容C0上的电压VSH在消磁时间外与输出电压VOUT存在较大的偏差。
而本发明提供的电源电路中的控制芯片30中的采样保持模块302通过在采样保持电容C0上设置一路持续的放电电流Id，使得在消磁时间外，采样保持电容C0上的电压VSH将持续下掉，近似于输出端电压VOUT的实际情况，例如从图4所示的波形图中可以看出，现有技术的电源电路中，在电源电路的次级消磁时间之外，当输出电压VOUT发生变化时，采样保持电容C0上的电压VSH不会发生变化，而本发明提供的电源电路当输出电压VOUT发生变化时，采样保持电容C0上的电压VSH将随着输出电压VOUT的变化而变化。当采样保持模块302将该随着输出电压VOUT的变化而变化的采样保持电压VSH输出至误差放大模块304时，可使得误差放大模块304输出的误差放大电压VEA随着输出电压VOUT的变化而变化，进而确保补偿环路更好的实现稳定。
进一步的，线补电流产生子单元302e根据输出线压补偿模块(图中未示出，请参考图1)输出的负载电流IOUT产生线补电流I1，该线补电流I1与负载电流IOUT成正比。当线补电流产生子单元302e产生线补电流I1后，该线补电流I1流过第二开关元件M0，而由于第二开关元件M0与第三开关元件M1为电流镜结构，因此，流过第三开关元件M1的电流与线补电流I1成比例，而流过第三开关元件M1的电流即为放电电流Id，也就是说，放电电流Id与线补电流I1成比例。由于线补电流I1是根据负载电流IOUT得到的，放电电流Id与线补电流I1成比例，而负载电流IOUT可跟随输出电压VOUT的变化，因此，放电电流Id跟随输出电压VOUT的变化而变化，进而使得采样保持电压VSH的波形变化近似输出电压VOUT的波形(如图5所示)。
此外，请同时参考图1与图3，由于电源电路空载下输出电容C5上电压在消磁时间外变化很小，为了防止此时采样保持模块302输出的采样保持电压VSH远低于输出电压VOUT，进而导致误差放大模块304输出上飘，因此，可通过将误差放大模块304输出的误差放大电压VEA与一个较低的第二基准电压Vref1进行比较来判断电源电路是否工作在空载状态，具体判断过程如下：
比较器COMP接收误差放大模块304输出的误差放大电压VEA与第二基准电压Vref1，并对两者进行比较。当误差放大电压VEA大于第二基准电压Vref1时，比较器COMP输出高电平信号，即比较器COMP判定此时电源电路处于非空载状态，此时第四开关元件M2导通；当误差放大电压VEA小于第二基准电压Vref1时，比较器COMP输出低电平信号，即比较器COMP判定此时电源电路处于空载状态，第四开关元件M2断开，进而对放电电流Id进行屏蔽，防止误差放大模块304输出上飘。
需要说明的是，在本发明实施例中，消磁时间采样模块303、恒流恒压控制模块305a、逻辑控制模块305b以及驱动模块305c的具体工作原理与现有技术的相同，具体可参考现有技术，此处不再赘述。
在本实施例中，本发明提供的电源电路针对轻载情况下的环路稳定性，通过在采样保持电压VSH端引入一路持续的放电电流Id，使得采样保持电压VSH能够近似模拟输出电压VOUT的实际变化情况，进而使误差放大模块304的输出情况能反映出次级输出电压VOUT的实际情况，从而促进环路的稳定。
进一步地，本发明还提供了一种电源，该电源包括电源电路。需要说明的是，由于本发明实施例所提供的电源的电源电路和图1至图3所示的电源电路相同，因此，本发明实施例所提供的电源中的电源电路的具体工作原理，可参考前述关于图1至图3的详细描述，此处不再赘述。
在本发明中，通过采用包括输出线压补偿模块、采样保持模块、消磁时间采样模块、误差放大模块以及驱动模块的控制芯片，使得该控制芯片在对电源电路中的功率开关管进行控制时，采样保持模块输出的采样保持电压可随电源电路的输出电压变化，进而使得误差放大模块的输出随着电源电路的输出电压变化，从而提高控制芯片补偿环路的稳定性，减小了电源电路的输出纹波，解决了现有的电源电路存在输出波纹大的问题。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种电源电路，与负载连接，所述电源电路包括整流桥、变压模块、功率开关管以及控制芯片，所述整流桥与所述变压模块连接，所述变压模块分别与所述功率开关管、所述控制芯片以及所述负载连接，所述控制芯片与所述功率开关管连接，其特征在于，所述控制芯片包括：输出线压补偿模块、采样保持模块、消磁时间采样模块、误差放大模块以及驱动模块；
所述采样保持模块，分别与所述变压模块、所述驱动模块以及所述输出线压补偿模块连接，用于根据所述变压模块的采样电压以及所述驱动模块输出的驱动控制信号产生采样保持电压，并根据所述输出线压补偿模块输出的负载电流调整所述采样保持电压，以使所述采样保持电压随所述电源电路的输出电压变化；
所述误差放大模块，与所述采样保持模块连接，用于根据所述采样保持模块产生的采样保持电压以及接收的第一基准电压产生误差放大电压；
所述输出线压补偿模块，分别与所述误差放大模块以及所述变压模块连接，用于根据所述变压模块的次级线圈电压与所述误差放大模块产生的误差放大电压对所述采样电压进行调节，并根据所述次级线圈电压输出所述负载电流；其中，所述次级线圈电压与所述电源电路的输出电压成比例关系；
所述消磁时间采样模块，与所述变压模块连接，用于根据所述采样电压生成消磁时间；
所述驱动模块，分别与所述消磁时间采样模块、所述误差放大模块以及所述功率开关管连接，用于根据所述误差放大电压、所述消磁时间以及所述功率开关管的输出电流产生开关驱动信号与所述驱动控制信号，并根据所述开关驱动信号驱动所述功率开关管导通或关断；
其中，所述采样保持模块包括：
采样时间产生单元，分别与所述变压模块以及所述驱动模块连接，用于根据所述采样电压与所述驱动控制信号产生采样时间；
开关单元，分别与所述采样时间产生单元与所述变压模块连接，用于在所述采样时间内对所述变压模块的采样电压进行采样；
电压储存单元，分别与所述开关单元以及所述误差放大模块连接，用于对所述开关单元的采样电压进行储存，以获取所述采样保持电压；
放电电流产生单元，分别与所述电压储存单元、所述输出线压补偿模块以及所述误差放大模块连接，用于根据所述输出线压补偿模块输出的负载电流产生放电电流，并根据所述放电电流调整所述采样保持电压。
2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述放电电流产生单元包括：
线补电流产生子单元，与所述输出线压补偿模块连接，用于根据所述输出线压补偿模块输出的负载电流产生线补电流；
镜像电流子单元，分别与所述线补电流产生子单元以及所述电压储存单元连接，用于根据所述线补电流产生所述放电电流，并根据所述放电电流调整所述采样保持电压。
3.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，所述放电电流产生单元还包括：
空载判定子单元，与所述误差放大模块连接，用于根据所述误差放大电压以及接收的第二基准电压产生空载判定信号；
开关控制子单元，分别与所述空载判定子单元以及所述镜像电流子单元连接，用于在所述空载判定信号为所述电源电路空载时，控制所述镜像电流子单元停止产生所述放电电流。
4.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述开关单元包括：采样电阻与第一开关元件；
所述采样电阻的第一端与所述变压模块连接，所述采样电阻的第二端与所述第一开关元件的输入端连接，所述第一开关元件的控制端与所述采样时间产生单元连接，所述第一开关元件的输出端与所述电压储存单元连接。
5.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述电压储存单元包括储能电容；
所述储能电容的第一端分别与所述开关单元以及所述误差放大模块连接，所述储能电容的第二端接地。
6.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，所述镜像电流子单元包括：第二开关元件与第三开关元件；
所述第二开关元件的输入端与所述线补电流产生子单元连接，所述第二开关元件的控制端分别与所述第二开关元件的输入端以及所述第三开关元件的控制端连接，所述第三开关元件的输入端与电压储存单元连接，所述第三开关元件的输出端与所述第二开关元件的输出端共接于地。
7.根据权利要求3所述的电源电路，其特征在于，所述空载判定子单元包括比较器；
所述比较器的第一输入端接收所述第二基准电压，所述比较器的第二输入端与所述误差放大模块连接，所述比较器的输出端与所述开关控制子单元连接。
8.根据权利要求3所述的电源电路，其特征在于，所述开关控制子单元包括第四开关元件；
所述第四开关元件的控制端与所述空载判定子单元连接，所述第四开关元件的输入端与所述镜像电流子单元连接，所述第四开关元件的输出端接地。
9.一种电源，其特征在于，所述电源包括如权利要求1至8任一项所述的电源电路。
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